JPH02131362A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は直流安定化電源として使用されるスイッチング
レギュレー夕に関する。

く従来の技術〉 小型、軽量、高効率というメリットを有するスイッチン
グレギュレー夕は、軽薄短小の時代の流れに合致すると
の理由により、益々重要視されるに至っているが、この
ようなスイッチングレギュレー夕の中でも、ＲＣＣ　（
リンギングチョークコンバータ）方式のものは、小容量
向きではあるとはいえ必要とする部品点数が比較的少な
くてよく安価なスイッチング電源として汎用されている
。

従来のＲＣＣ方弐のスイッチングレギュレー夕の回路構
成について第３図を参照して説明する。

スイッチングレギュレー夕の主要構成部たるリンギング
チョークコンバータ１０は、図外の整流回路にて生成さ
れた直流電圧ａの電圧レベルを可変にして直流電圧ｂを
生成する自動弐のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
スイッチングトランジスタｌ２がオン状態となる半サイ
クルにおいて、一次側から供給されたエネルギーをコン
バータトランス１４に蓄える一方、オフ状態となる後の
半サイクルにおいて、コンバータトランスエ４に蓄えら
れたエネルギーを整流回路１５における電解コンデンサ
１５２に転送せしめ、このスイッチング過程で電解コン
デンサ１５２の両端に直流電圧ｂが発生するようになっ
ている。

次に、スイッチングトランジスタ１２がスイッチングす
る基本的原理について説明する。まず、直流電圧ａが通
電されれば、コンバータトランスｌ４のＮ１巻線側の始
動抵抗１３、Ｎ２巻線側のベース抵抗１６を夫々介して
スイッチングトランジスタ１２にベース電流が流れてこ
れが速やがにオン状態となるが、スイッチングトランジ
スタ１２の制御対象たる一次側電流Ｃは、コンバータト
ランス１４のインダクタンスによって、瞬時には立ち上
がらずランプ関数的に増加する。そして、スイッチング
トランジスタ１２０オンと同時にコンバータトランス１
４のＮ２巻線のｇ側に発生した正のベース電流が流れる
一方、一次側電流Ｃが或る程度大きくなると、トランジ
スタの特性により、スイッチングトランジスタ１２がオ
ン状態からオフ状態に切り替わる。スイッチングトラン
ジスタ１２がオフ状態になると、コンバータトランス１
４に蓄積されたエネルギーが整流回路側に放出され、こ
のエネルギー放出が終了したタイミングで、スイッチン
グトランジスタ１２が再び順バイアス状態となってオン
状態に切り変わり、以降、同様の動作が繰り返されて、
スイッチングトランジスタ１２がスイッチングするよう
になっている。これが、リンギングチョークコンバータ
１０が自動的に発振する基本的原理であるが、負荷状態
が変化しても直流電圧ｂが大きく変動しないようにする
べく、リンギングチョークコンバータ１０の出力段に接
続された出力検出回路２０等によってスイッチングトラ
ンジスタ１２のオン期間が調節されるようになっている
。

出力検出回路２０は抵抗２１、抵抗２２、シャントレギ
ュレータ２３、フォトカプラ２４からなる回路であって
、直流電圧ｂを抵抗２１、抵抗２２で分圧し、分圧電圧
ｈをシャントレギュレータ２３で比較制御し、制御され
た電流によりフォトカプラ２４を動作させるようになっ
ている。このフォトカプラ２４の二次側には、Ｎ２巻線
に発生する電圧を整流回路６１にて整流せしめて生成し
た直流電圧が印加されており、このフォトカブラ２４の
出力段には、スイッチングトランジスタ１２のベース側
に流れるベース電流をバイパスするトランジスタ６２が
接続されている。即ち、直流電圧ｂの大きさに応じてフ
ォトカプラ２４、トランジスタ６２を動作せしめて、ス
イッチングトランジスタ１２のベース電流を減らす方向
に調節してこのオン期間を可変にし、もって直流電圧ｂ
を安定化するようになっている。しかもスイッチングト
ランジスタ１２のエミッタ側に接続したシャント抵抗１
７で一次側電流Ｃを検出し、これが異常を示せば、スイ
ッチングトランジスタ１２を強制的にオフ状態にするよ
うにして、過電流からスイッチングトランジスタ１２等
を保護するようになっている。

く発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、上記従来例による場合には、一次側電流
Ｃの他にベース電流やスナバ電流等が加算されてシャン
ト抵抗１７に流れるような構成となっているので、正確
な一次側電流Ｃが検出された状態で動作していないとい
う欠点がある。しがち高耐圧タイプのスイッチングトラ
ンジスタｌ２の電流増幅率ｈｆｍは、比較的小さいのが
通常で、シャント抵抗１７に流れる電流においてベース
電流の占める割合が大きくなっており、それ故、余裕を
もたせた設計を行わねばならない。特に、大きな容量の
スイッチングトランジスタを使用せねばならないことか
ら、結果としてスイッチングレギュレー夕の価格が高い
ものとなっている。

本発明は上記事情に鑑みて創案されたものであり、正確
な一次側電流を検出した状態で安定した動作を行うスイ
ッチングレギュレー夕を提供することを目的とする。

く課題を解決するための手段〉 本発明にかかるスイッチングレギュレー夕は、スイッチ
ング部、コンバータトランスを有しており、入力された
直流を交流に変換するコンバータと、コンバータの出力
を検出する出力検出回路と、前記コンバータトランスの
一次側又は二次側コイル電圧に基づいて一次側電流と同
一波形である一次側電流信号を生成する一次側電流セン
シング回路と、前記出力検出回路の検出信号と前記一次
側電流信号とを比較するコンパレータを有しており、当
該比較結果に応じて前記スイッチング部のオン時間を可
変にするコントロール回路とを具備しており、前記一次
側電流センシング回路は、前記一次側又は二次側コイル
電圧を積分する積分回路と、前記一次側又は二次側コイ
ル電圧が反転するタイミングで前記積分回路の出力をリ
セットするとともに当該出力を一次側電流信号として出
力するリセット回路から構成されている。

く作用〉 スイ・ンチング部のオン時間がコンバータの出力と一次
側電流の大きさに応じて可変にされることになる。

く実施例〉 以下、本発明にかかるスイッチングレギュレー夕の一実
施例を図面を参照して説明する。第１図はスイッチング
レギュレー夕の回路構成図、第２図はスイッチングレギ
ュレータの動作説明を行うための主要部の電圧波形等を
示すタイミングチャートである。

図外の整流回路にて生成された直流電圧ａは、スイッチ
ングレギュレー夕の主要構成部たるリンギングチョーク
コンバータ１０に通電されている。

リンギングチョークコンバータ１０は、電解コンデンサ
１１、スイッチングトランジスタ１２（スイッチング部
）、コンバータトランス１４、整流回路１５等から構成
されており、通電された直流電圧ａの電圧レベルを可変
にして直流電圧ｂを生成する自動式ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路である。更に詳しく説明すると、コンバータトラ
ンス１４の一次側のＮ１巻線に接続されたスイッチング
トランジスタ１２は、コンバータトランス１４の一次側
電流Ｃを制御対象とするスイッチング素子であって、後
述するコントロール回路４０によってオン期間が規制さ
れるものの、従来と同様の原理でスイッチングするよう
になっている。そしてこのスイッチング過程において、
スイッチングトランジスタ１２がオン状態となる半サイ
クルでは、一次側から供給されたエネルギーをコンバー
タトランス１４に蓄える一方、オフ状態となる後の半サ
イクルでは、コンバータトランスｌ４に蓄えられたエネ
ルギーを整流回路１５における電解コンデンサ１５２に
転送せしめ、これで電解コンデンサ１５２の両端に直流
電圧ｂが発生するようになっている。なお、スイッチン
グトランジスタ１２のベース電流ｋは、Ｎ１巻線側に接
続された始動抵抗１３（始動回路）、コンバータトラン
ス１４のＮ３巻線側に接続されたベース抵抗１６を介し
て夫々供給されるようになっている。また、コンバータ
トランス１４の二次側におけるＮ３巻線には、上述した
ように整流回路１５が接続されているが、Ｎ２巻線には
後述する一次側電流センシング回路３０が接続されてい
る。このＮ２巻線に発生する二次側コイル電圧ｅは、巻
線比の関係から、Ｎ１巻線に通電されている一次側電圧
ｈの（Ｎ２／Ｎｌ）倍となる。

このような構成のリンギングチョークコンバータ１０の
出力段には、直流電圧ｂを検出する出力検出回路２０が
接続されている。

出力検出回路２０は抵抗２１、抵抗２２、シャントレギ
ュレータ２３、フォトカブラ２４等からなる回路であっ
て、直流電圧ｂを抵抗２１、抵抗２２で分圧した分圧電
圧をシャントレギュレータ２３で比較制御するとともに
、制御された電流によりフォトカプラ２４を動作させ、
結果として、直流電圧ｂの大きさを検出してこれを電圧
制御信号ｄとして出力するような構成となっている。但
し、電圧制御信号ｄは直流電圧ｂの電圧値の反転出力信
号となっている。

一方、一次側電流センシング回路３０は、抵抗３１１と
コンデンサ３１２とを有し二次側コイル電圧ｅを積分す
る積分回路３１と、トランジスタ３２１　とダイオード
３２２とを有しコンデンサ３１２のチャージ電荷を放電
するリセット回路３２から構成されてお１、一次側電流
Ｃと同一波形の一次側電流信号ｆを生成するようになっ
ている。即ち、リンギングチョークコンバータ１０に流
れる一次側電流Ｃを直接検出するのではなく、二次側コ
イル電圧ｅを入力として一次側電流信号ｆを作り出し、
言わば、一次側電流Ｃを間接的に検出するようになって
いる。この一次側電流信号ｆはコントロール回路４０に
導かれている（このような一次側電流センシング回路３
０によって、一次側電流Ｃと同一波形である一次側電流
信号ｆを生成することができることの原理については後
述する）。

コントロール回路４０は一次側電流信号ｆと電圧制御信
号ｄとを電圧比較するコンパレータ４１を主構成として
おり、この電圧比較結果に基づいてスイッチングトラン
ジスタ１２を強制的にオフ状態にするような構成となっ
ている。更に詳しく説明すると、コンパレータ４１のプ
ラス側入力には、一次側電流センシング回路３０の出力
段が接続されている一方、マイナス側入力には、出力検
出回路２０の出力段の他に、抵抗４２、４３、４４、ツ
ェナーダイオード４５から基準電圧発生回路が接続され
ている。

この基準電圧発生回路が生成する基準電圧ｄ′は、電圧
制御信号ｄの最大値を規制している関係上、一次側電流
Ｃの許容上限値に依存することになるがこれについては
後述する。また、コンパレータ４１の出力側は、抵抗４
６、ダイオード４７を介して二次側電圧ｅにプルアップ
されている上に、トランジスタ４９のベース側に接続さ
れている。即ち、コンパレータ４１にて生成されたコン
トロール信号ｇに応じてトランジスタ４９のスイッチン
グ状態が変化して、コンバータトランス１４のＮ２巻線
、ベース抵抗１６を介して流れるベース電流ｋをバイパ
スするような構成となっている。なお、図中示す４７は
、トランジスタ４９に逆バイアス状態となった時の保護
用ダイオードである。

次に、一次側電流センシング回路３０によって一次側電
流Ｃを間接的に検出できる原理について第１図及び第２
図を参照して説明する。

まず、直流電圧ａがリンギングチョークコンパータ１０
に通電されて、スイッチングトランジスタ１２のベース
に起動電流ｊが流れると、スイッチングトランジスタ１
２がオン状態となる。このときには、コンバー・ｚトラ
ンス１４のＮ１巻線には、一次側電圧ｈとして■１が通
電される一方、ランプ波の一次側電流Ｃが流れる。即ち
、スイッチングトランジスタ１２がオン状態である時に
は、一次側電流Ｃは（Ｖｌ／Ｌ）ｔで表される時間関数
で増加する。その後、スイッチングトランジスタ１２が
オン状Ｍである期間に蓄えられていたコンバータトラン
ス１４のエネルギーが整流回路側に放電されると、一次
側電圧ｈが−■１となりスイッチングトランジスタ１２
が逆バイアスとなってオフ状態となり、一次側電流Ｃが
零となる。但し、■１は電解コンデンサ１１の両端電圧
で、Ｌはコンバータトランス１４のＮ１巻線のインダク
タンスである。

また、一次側電流センシング回路３０には、一次側電圧
ｈに対して（Ｎ　２／Ｎ　１　）倍の二次側コイル電圧
ｅが通電されており、スイッチングトランジスタ１２が
オン状態である時には、積分回路３ｌにおけるコンデン
サ３１２の両端に発生する電圧は、（ｖ２／Ｒ−Ｃ）ｔ
で表される時間関数で増加する一方、スイッチングトラ
ンジスタ１２がオフ状態である時には、二次側コイル電
圧ｅの極性が反転することにより、リセット回路３２の
トランジスタ３２１がオン状態となってコンデンサ３１
２のチャージ電荷が放電されることになり、結果として
、コンデンサ３１２の両端電圧たる一次側電流信号ｆは
、一次側電流Ｃと同一波形となる。但し、ｖ２は二次側
コイル電圧ｅのピーク値、Ｒは抵抗３１１の抵抗値、Ｃ
はコンデンサ３１２の容量値であって、（Ｖ　２／Ｒ　
−　Ｃ）　ｃｃＶ　１　／Ｌの関係があるとする．次に
、上記のように構成されたスイッチングレギュレー夕の
機能について説明する。

まず、期間ＴＯでは、負荷の大きさに見合った正常レベ
ルの一次側電流Ｃが流れており、電圧制御信号ｄよりも
一次側電流信号ｆの方が大きくなったタイミングで、コ
ントロール回路４０にて生成されるコントロール信号ｇ
がアクティブとなり、スイッチングトランジスタ１２０
オン期間が規制される意味において、一次側電流Ｃの最
大レベルが直流電圧ｂとともに安定化されることになる
。

また、期間Ｔ１において、負荷状態が変化して略短絡に
近い形になって、出力電圧ｂが略零近くとなり一次側電
流Ｃが異常に大きくなったとする。

すると、出力電圧ｂの低下とともに電圧制御信号ｄが上
昇しようとするが、基準電圧ｄ′に規制されて飽和する
一方、一次側電流信号ｆは益々大きくなる。そして一次
側電流信号ｆが基準電圧ｄ′よりも大きくなったタイミ
ング、即ち、時間ｔ１において、コントロール信号ｇが
アクティブとなって、スイッチングトランジスタ１２が
強制的にオフ状態にされる。言い換えると、直流電圧ｂ
が短絡して一次側電流Ｃが大きくなっても、その最大レ
ベルは基準電圧ｄ′の大きさに見合った値でリミットさ
れ、ここに過電流からスイッチングトランジスタ１２等
が護られることになる。即ち、コントロール回路４０の
中でもツェナーダイオード４５、抵抗４３、４４等から
なる基準電圧発生回路は、一次側電流Ｃの許容最大レベ
ルを決定するに必要な回路となっている。

その後、期間Ｔ２において負荷状態が元に戻ると、期間
Ｔｏと同様の制御が行われるが、期間Ｔ３にかけて負荷
状態が軽くなったする。すると、直流電圧ｂが上がりこ
れに応じて電圧制御信号ｄが低下し、言い換えると、コ
ントロール回路４ｏにおいて一次側電流信号ｆに対する
しきい値が可なり低下し、スイッチングトランジスタ１
２のオン時間が短くなる。これは直流電圧ｂを低下せし
める方向であり、結果として、負荷状態が変動しても直
流電圧ｂが速やかに元に戻されることになる。

く発明の効果〉 以上、本発明にかかるスイッチングレギュレー夕による
場合には、コンバータに実際に流れる一次側電流と同一
波形の一次側電流信号を作り出すような構成となってい
るので、スイッチングトランジスタ等のベース電流やス
ナバ電流等に影響されない意味において、一次側電流の
大きさを正確に検出することができる。また、正確な一
次側電流を与える一次側電流信号に基づいてスイッチン
グ部を制御するような構成となっているので、過電流保
護、出力安定の観点から、安定した動作を行うことがで
きるというメリットがある。更に、シャント抵抗が不要
となるので効率の向上を図ることができる上に、構成上
、大きな容量のスイッチングトランジスタ等を使用する
必要もないので、コストを安くすることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明にかかるスイッチングレギュ
レータの一実施例を説明するための図であって、第１図
はスイッチングレギュレー夕の回路構成図、第２図はス
イッチングレギュレー夕の動作を説明するための主要部
の電圧波形等を示すタイミングチャート、第３図は従来
のスイッチングレギュレー夕を説明するための第１図に
対応する図である。 １０・・・リンギングチョークコンバータ１２・・・ス
イッチングトランジスタ １４・・・コンバータトランス ２０・・・出力検出回路 ３０・・・一次側電流センシング回路 ３１・・・積分回路 ３２・・・リセット回路 ４０・・・コントロール回路 ａ，ｂ・・・直流電圧 Ｃ・・・一次側電流 ｄ・・・電圧制御信号 ｅ・・・二次側コイル電圧 ｆ・・・一次側電流信号 ｇ・・・コントロール信号 特許出願人　　田淵電機株式会社

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング部、コンバータトランスを有してお
   り、入力された直流を交流に変換するコンバータと、コ
   ンバータの出力を検出する出力検出回路と、前記コンバ
   ータトランスの一次側又は二次側コイル電圧に基づいて
   一次側電流と同一波形である一次側電流信号を生成する
   一次側電流センシング回路と、前記出力検出回路の検出
   信号と前記一次側電流信号とを比較するコンパレータを
   有しており、当該比較結果に応じて前記スイッチング部
   のオン時間を可変にするコントロール回路とを具備して
   おり、前記一次側電流センシング回路は、前記一次側又
   は二次側コイル電圧を積分する積分回路と、前記一次側
   又は二次側コイル電圧が反転するタイミングで前記積分
   回路の出力をリセットするとともに当該出力を一次側電
   流信号として出力するリセット回路から構成されている
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。