JPH0199483A - 電動機の回生制動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、インバータの直流側にその負荷である電動機
からインバータ主回路を介して回生される電力を吸収す
る抵抗器を備えた電動機の回生制動制御装置に関する。

（従来の技術） 工作機械等のような可変速駆動を必要する装置において
は、その駆動源としてインバータを電源とした誘導電動
機が数多く採用されており、この場合、誘導電動機の制
動は良く知られた回生制動により行なわれるのが一般的
である。

第６図には１−記のような誘導電動機の回生制動制御装
置の一例が示されている。この第６図において、１はイ
ンバータで、これは順変換器とじての整流回路２．平滑
用コンデンサ３及び逆変換器としてのインバータ主回路
４より成り、その入力側に三相交流電源５が接続され、
出力側に負荷たる三相誘導電動機６が接続される。７は
回生電力吸収回路で、これはインバータ１の直流側であ
るコンデンサ３の両端に回生電力吸収用の抵抗８及びス
イッチング素子たるＮＰＮ形トランジスタ９のコレクタ
・エミッタ間の直列回路を接続することにより構成され
ている。また、１０はオペアンプより成る比較器１０ａ
を備えた回生制動制御部で、１−記比較器１０ａは、イ
ンバータ１の直流側電圧Ｖｄと所定の基準電圧Ｖａとを
比較し、Ｖｄ＞Ｖａの関係になったときにトランジスタ
９にベース電流を与えてこれを導通させるように構成さ
れている。従って、誘導電動機６が同期速度より早い速
度で回転されて、その誘導電動機６が発電機として機能
するようになり、以てインバータ１の直流側電圧Ｖｄが
基準電圧Ｖａを越えたときには、トランジスタ９がオン
されて抵抗器８に電流が流れるようになり、これにより
回生電力が抵抗器８で消費されるようになる。

（発明が解決しようとする問題点） 」−２従来の装置では、インバータ１の直流側電圧Ｖｄ
が基準電圧Ｖａを越えたときには、無条件でトランジス
タ９をオンさせて抵抗器８を連続通電状態に移行させる
構成であるため、誘導電動機６による回生電力が増大し
た状態が継続されたとき等には、抵抗器８での電力消費
が無闇に大きくなって、その過熱が著しくなるという問
題点がある。また、このときには、トランジスタ９の温
度上昇も同時に高くなり、これが破損する虞も出てくる
。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、回生電力吸収用の抵抗器及びこれの制御を行なう
ためのスイッチング素子の異常な温度に昇を抑ｍ１１で
きると共に、これら抵抗器及びスイッチング素子の温度
」−昇に対する許容能力を最大限に発揮させることが可
能になる等の効果を奏する誘導電動機の回生制動制御装
置を提供するにある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、電動機の回生制動を行なうために、その電動
機駆動用インバータの直流側電圧が基準領置１−となっ
たときにスイッチング素子を導通させて回生電力吸収用
抵抗器の通電路を形成するようにした電動機の回生制動
制御装置において、前記スイッチング素子の導通期間は
所定の初期値に対して一定時間毎に一定値ずつ加算する
と共にそのスイッチング素子の非導通期間は一定時間毎
に一定値ずつ減算する計数手段を設けると共に、この計
数手段の計数値が所定の上限値以上ある期間は前記スイ
ッチング素子を非導通状態に切換える制御手段を設ける
構成としたものである。

（作用） スイッチング素子の導通に応じて抵抗器で回生電力が消
費される回生制動時には、計数手段が所定の初期値に対
して一定の時間毎に一定値を加算するようになるが、こ
の計数手段の計数値が所定の１−限値に達したときには
、制御手段がスイッチング素子を非導通状態に切換える
ため、抵抗器での回生電力の消費が停止される。また、
このようにスイッチング素子が非導通状態に切換えられ
たときには、計数手段が、前記計数値から一定時間毎に
一定値ずつ減算するようになるため、その計数値が前記
上限値より小さくなって、制御手段がスイッチング素子
に対する非導通指令を停止するため、そのスイッチング
素子が再導通されて抵抗器が回生電力を消費するように
なる。従って、抵抗器による回生電力吸収動作は間欠的
に行なわれるものであり、これにてその抵抗器及びこれ
を制御するためのスイッチング素子の温度上昇が抑制さ
れるようになる。また、このときには計数手段による加
・減算速度及び加・減算値を適宜に設定することにより
、抵抗器及びスイッチング素子の温度上昇に対する許容
能力を最大限に発揮させることが可能になる。

（実施例） 以下、本発明の第１の実施例について第１図乃至第４図
を参照しながら説明する。

第１図には全体の回路構成が概略的に示され、また、第
２図には第１図中の要部の回路構成がより具体的に示さ
れている。しかして、第１図において、１１は順変換器
としての全波整流回路で、これには三相交流電源１２の
出力が開閉器１３を介してり、えられるようになってい
る。１４Ａ及び１４Ｂは全波整流回路１１の正側及び負
側の各出力端子に夫々接続された直流母線で、これらの
間には９１′−滑川のコンデンサ１５が接続されており
、また、一方の直流母線１４Ｂは接地端子に接続されて
いる。１６は直流母線１４Ａ、１４Ｂ間から給電される
逆変換器としてのインバータ主回路で、このインバータ
主回路１６及び前記全波整流回路１１、コンデンサ１５
によってインバータ１７が構成される。」二記インバー
タ主回路１６は、例えば６個のジャイアントトランジス
タを三相ブリッジ接続して成り、各トランジスタを例え
ばＰＷＭ方式でスイッチングさせることによって呵変周
波数・可変電圧の三相交流を発生するようになっている
。また、１８はインバータ１７を電源とじた三相誘導電
動機である。

１９は直流母線１４Ａ、１４Ｂ間に接続された回生電力
吸収回路で、これは回生電力吸収用の抵抗器２０とスイ
ッチング素子たるＮＰＮ形トランジスタ２１のコレクタ
・エミッタ間とを直列接続することにより構成されてい
る。２２は上記トランジスタ２１の導通状態を検出する
ための導通検出回路で、これは、トランジスタ２１のコ
レクタ・エミッタ間と並列に抵抗２３及びホトカプラ２
４の発光ダイオード２４ａの直列回路を接続すると共に
、制御用電源ライン十Ｖｃｅ及び制御用接地端子との間
に抵抗２５及び上記ホトカプラ２４のホトトランジスタ
２４ｂの直列回路を接続することにより構成されている
。従って、このように構成された導通検出回路２２にあ
っては、そのホトカプラ２４が、トランジスタ２１の遮
断状態時に駆動されると共に、トランジスタ２１の導通
状態時に駆動停止されるようになる。このため、導通検
出回路２２の出力端子であるホトトランジスタ２４ｂ及
び抵抗２５の共通接続点からは、トランジスタ２１の導
通状態時にハイレベルとなり、且つトランジスタ２１の
遮断状態時にローレベルとなる状態検出信号Ｓｘが出力
される。

２６は直流母線１４Ａ及び１４Ｂ間の電圧Ｖｄを検出す
るための直流電圧検出回路で、これは次に述べるような
構成となっている。即ち、分圧用抵抗２７．２８の直列
回路を直流母線１４Ａ、１４Ｂ間（直流母線１４Ａ及び
接地端子間）に接続し、一方の分圧用抵抗２８と並列に
、ホトカプラ２９の発光ダイオード２９ａ及び定電圧ダ
イオード３０の直列回路を夫々図示極性状態にて接続す
る。また、制御用電源ライン＋Ｖｃｅ及び制御用接地端
子との間に、前記ホトカプラ２９のホトトランジスタ２
９ｂのコレクタΦエミッタ間と抵抗３１とを直列接続す
る。従って、このように構成された直流電圧検出回路２
６にあっては、直流母線１４Ａ、１４Ｂ間の電圧Ｖｄが
所定の基準値Ｖｒｅｒ以上となって定電圧ダイオード３
０がブレークダウンしたときに、発光ダイオード２９ａ
が点灯されてホトトランジスタ２９ｂが導通し、以てそ
の出力端子であるホトトランジスタ２９ｂ及び抵抗３１
の共通接続点からハイレベル信号より成る電圧検出信号
Ｓａを出力するようになる。

３２は上記直流電圧検出回路２６の出力が与えられる制
御手段たる回生制動制御回路で、これの内部構成は第２
図に示すようになっている。即ち、回生制動制御回路３
２において、３３は一方の入力端子に直流電圧検出回路
２６の出力を受けるＡＮＤ回路で、その出力端子が反転
バッファ３４゜３５、抵抗３６及びホトカプラ３７の発
光ダイオード３７ａを直列に介して制御用接地端子に接
続されている。上記ホトカプラ３７のホトトランジスタ
３７ｂは、そのコレクタが前記制御用電源ライン＋ＶＣ
Ｃと別系統の電源ライン＋Ｖｄｄに接続されていると共
に、エミッタが前記トランジスタ２１のベースに抵抗３
８を介して接続されている。

そして、斯かる回生制動制御回路３２にあっては、その
ＡＮＤ回路３３の他方の入力端子に対して計数手段たる
状態検出回路３９からの出力を受けると共に、そのＡＮ
Ｄ回路３３の出力を、前記反転バッファ３４の他に上記
状態検出回路３９及び破損検出回路４０にも与えるよう
に接続されている。

上記状態検出回路３９及び破損検出回路４ｏの各内部構
成は第２図に示すようになっており、以下これらについ
て順次説明する。まず、状態検出回路３９は、一定周期
ｔａのクロックパルスＰｃを発生する発振器４１と、−
上記クロックパルスＰＣを計数するアップダウンカウン
タ４２と、これを初期化するためのリセット回路４３と
を含んで構成されている。上記アップダウンカウンタ４
２は、そのセレクト端子Ｕ／Ｄに対する入力がハイレベ
ルのときにアップカウント動作（加算動作）を行なうと
共に、その入力がローレベルのときにダウンカウント動
作（減算動作）を行なう構成のものである。また、この
アップダウンカウンタ４２は、その計数値Ｎが所定の上
限値Ｎｍ−ａｘに達するまでの間はキャリーアウト端子
ＣＡ　Ｉ？　Ｉ？　Ｙがらハイレベル信号を出力し、計
数値Ｎが上限値Ｎ　ｆｆ１ａＸに達したときには上記出
力をローレベル信号に反転するように構成されている。

そして、この場合には、前記回生制動制御回路３２内の
ＡＮＤ回路３３の出力端子が、アップダウンカウンタ４
２のセレクト端子Ｕ／Ｄに接続されていると共に、その
アップダウンカウンタ４２のキャリーアウト端子ＣＡ　
Ｉ＜　ＲＹが上記ＡＮＤ回路３３の入力端子に接続され
ている。一方、破損検出回路４０は、排他的ＯＲ回路４
４と、このＯＲ回路４４の出力を受ける遅れ時間補償用
のＣＲ積分回路４５とにより構成されて・いる。この場
合、排他的ＯＲ回路４４の各入力端子には、前記等連検
出回路２２からの状態検出信号Ｓｘ及び前記ＡＮＤ回路
３３からの出力が夫々与えられるようになっている。

４６は前記インバータ主回路１６を制御するためのスイ
ッチング制御回路で、これはインバータ主回路１６内の
各トランジスタのベースにＰＷＭ変調信号を与え、以て
上記各トランジスタをＰＷＭ方式でスイッチングさせる
ために設けられている。このスイッチング制御回路４６
は、その信号入力端子Ｐ４６に前記破損検出回路４０の
出力が与えられるようになっており、ハイレベル信号が
与えられた期間はＰＷＭ信号の出力を停止するようにな
っている。また、４７は前記開閉器１３を制御するため
の電源制御回路で、その信号入力端子Ｐ４７に破損検出
回路４０の出力が与えられるようになっており、ハイレ
ベル信号が与えられたときには開閉器１３を開放して余
波整流回路１１の電源を遮断するようになっている。

次に、上記構成の作用について第３図及び第４図も参照
しながら説明する。開閉器１３が閉成された状態では、
直流母線１４Ａ、１４Ｂ間に全波整流回路１１による整
流出力が与えられる。このとき、スイッチング制御回路
４６が駆動されたときには、これから出力されるＰＷＭ
信号によってインバータ主回路１６がＰＷＭ方式でスイ
ッチングされるため、そのインバータ主回路１６からの
三相交流出力によって誘導電動機１８が回転駆動される
ようになる。このような誘導電動機１８の回転時におい
て、スイッチング制御回路４６からの制動指令によって
、その回転速度が指令速度（同期速度）より高い状態に
なると、誘導電動機１８が誘導発電機として機能するよ
うになって、′：ｊ５３図（ａ）示すように、直流母線
１４Ａ、１４Ｂ間のｒｖ　Ｊｆｖ　ｄが上昇する。そし
て、上記電圧Ｖｄが予め設定された基準電圧Ｖ　ｒｃｆ
’以上に上昇すると（第３図中時刻ｔ１）、直流電圧検
出回路２６内の定電圧ダイオード３０がブレークダウン
して、その直流電圧検出回路２６から電圧検出信号Ｓａ
（ハイレベル信号）が出力される。ここで、見学電圧Ｖ
　ｒｃｆ’は、定電圧ダイオード３０のツェナー電圧に
よって決まるものであり、この場合、」１記基準電圧Ｖ
　ｒｅｌ’は、誘導電動機１８の回生制動制御を行なう
のに適した値に設定される。

しかして、上述のように出力された電圧検出信号Ｓａは
、回生制動制御口′路３２内のＡＮＤ回路３３の一方の
入力端子に与えられる。斯かるＡＮＤ回路３３の他方の
入力端子には、状態検出回路３９内のアップダウンカウ
ンタ４２のキャリーアウト端子ＣＡ　ＲＲＹからの出力
が与えられているが、このカウンタ４２は、第３図（ｂ
）、（Ｃ）に示すように、初期状態においてはリセット
回路４３により初期化されていてキャリーアウト端子Ｃ
ＡＲＲ■からハイレベル信号を出力している。従って、
この場合には第３図（ｄ）に示すように、ＡＮＤ回路３
３からハイレベル信号が出力されるようになり、そのハ
イレベル信号を反転バッファ３４゜３５及び抵抗３６を
通じて受けた発光ダイオード３７ａが点灯されるように
なる。すると、ホトトランジスタ３７ｂが導通されて回
生電力吸収回路１９内のトランジスタ２１が導通される
ため、回生電力吸収用の抵抗器２０に電流が流れ、以て
回生電力が抵抗器２０で消費吸収される。

また、上記のようにＡＮＤ回路３３からハイレベル信号
が出力された時刻ｔ１には、そのハイレベル信号をセレ
クト端子Ｕ／Ｄに受けたアップダウンカウンタ４２が、
初期値零からアップカウント動作を行なうようになり、
その計数値Ｎが第３図（ｅ）に示すように増加するよう
になる。このようなアップカウント動作は、ＡＮＤ回路
３３からハイレベル信号が出力される期間、つまり直流
母線１４Ａ、１４Ｂ間の電圧Ｖｄが基準電圧Ｖ　ｒｅ（
’以上あって直流電圧検出回路２６から電圧検出信号Ｓ
ａが出力され、且つ自身の計数値Ｎが上限値Ｎｌｌ１ａ
ｘに達するまでの間は継続して行なわれる。

そして、電圧検出信号Ｓａが出力されたままの状態で、
上記計数値Ｎが」二限値Ｎ　ｆｆ１ａＸに達すると（時
刻ｔ２）、アップダウンカウンタ４２のキャリーアウト
端子ＣＡ　Ｉ？　ＲＹの出力がローレベル信号に反転す
るのに応じて、ＡＮＤ回路３３の出力もローレベル信号
に反転する。このため、そのローレベル信号をセレクト
端子Ｕ／Ｄに受けたアップダウンカウンタ４２がダウン
カウント動作を行なうようになる。また、このときには
、ホトトランジスタ３７ｂ及びトランジスタ２１が順次
遮断されるため、抵抗器２０での回生電力吸収動作が停
止される。この後、例えば、上記のようなダウンカウン
ト動作によりキャリーアウト端子−σｒの出力がハイレ
ベル信号に再反転する前の時刻ｔ３にて、直流母線１４
Ａ、１４Ｂ間の電圧Ｖｄが基準電圧Ｖ　ｒａｒ以ドとな
って電圧検出信号Ｓａが出力停止されると、ＡＮＤ回路
３３の出力がローレベル信号のままとなるため、アップ
ダウンカウンタ４２がダウンカウント動作を継続すると
共に、トランジスタ２１の遮断状態が継続される。

これ以降は、直流母線１４Ａ、１４Ｂ間の電圧Ｖｄが基
準電圧Ｖ　ｒｅｒを越えた状態にあるときに、アップダ
ウンカウンタ４２の計数値Ｎが上限値Ｎｍａｗに達して
いないことを条件に、トランジスタ２１が１一連間様に
導通されるものであり、これにより抵抗器２０による回
生電力の吸収動作が第３図（ｆ）に示すように間欠的に
行なわれる。従って、抵抗器２０及びトランジスタ２１
での温度上昇は、トランジスタ２１が連続的に導通され
る場合に比べて低く抑制される。この場合、上記のよう
なトランジスタ２１のオンオフデユーティ比は、直流母
線１４Ａ、１４Ｂ間の電圧Ｖｄに依存して変化するもの
であるが、発振器４１からのクロックパルスＰｃの周期
ｔＨ及びアップダウンカウンタ４２に設定される−１−
限値Ｎｌｌ１ａｘを適宜に設定することによって、抵抗
器２０及びトランジスタ２１の温度１−昇に対する許容
能力を最大限に発揮させながら、これらの温度を許容値
以下に抑制するという理想的な回生制動制御を行なうこ
とが可能となる。そこで、以下においては、上記周期ｔ
Ｈ及び上限値Ｎ　ｆｆ１ａＸの設定基準について説明す
る。

即ち、一般に発熱体の温度上昇値θ１及び温度下降値−
００は、反復負荷の場合に次式のようになることが知ら
れている。

θ１−（θＦ−〇）　　Ｉ　１−ｃｘｐ（−ｔｘ　／　
ｒ　１　）　１・・・・・・（１） ′　θ２＝θ・ｅｘｐ（−ｔ２　／τ２）　　　・・・
・・・（２）但し、θＦ＝連続負荷時の温度上昇最大値
ｔ１　：電力を消費している時間 ｔ２　：電力を消費していない時間 τ１　：温度上昇の熱時定数 τ２　：温度下降の熱時定数 θ　：温度上昇及び温度下降前の温度 である。

上記各式において、θ１及びθ２の値は、熱時定数τ１
．τ２に比べてｔｌ、ｔ２が十分に短いならば、近似的
に次式が得られる（ｋは定数）。

θ１　岬θ＋ｋｔｌ　　　　　　　　　　　　　・・・
・・・　（１゛）θ２　岬θ−ｋｔ２　　　　　　　　
　　　　　・・・・・・　（２′）そして、（１）式に
おいて、抵抗器２０及びトランジスタ２１の最大許容温
度に相当する温度をθｆｆ１ａＸとおくと、トランジス
タ２１の導通に伴う抵抗器２０の変化状態は第４図のよ
うになるから、斯様なθ１ｌｌａＸとアップダウンカウ
ンタ４２の上限値Ｎ　ｍａＸとを一致させる。また、ク
ロックパルスＰｃの周期ｔａは、トランジスタ２１がＮ
ｌｌ１ａＸ　”ｔａ時間導通したときに抵抗器２０及び
トランジスタ２１の温度が０ＩＩＩａＸに達するように
設定する。

一方、−１−述のようにトランジスタ２１の導通及び遮
断が繰返された場合には、導通検出回路２２から破損検
出回路４０内の排他的ＯＲ回路４４に与えられる状態検
出信号Ｓｘが、ハイレベルとローレベルとの間で交互に
反転するようになる。このとき、トランジスタ２１が正
常な状態では、そのトランジスタ２１の導通時に、排他
的ＯＲ回路４４に対してハイレベル信号より成る状態検
出信号５ｘＪＩ２びにＡＮＤ回路３３からのハイレベル
信号が夫々与えられるから、その排他的ＯＲ回路４４か
らはローレベル信号が出力される。また、上記状態で、
トランジスタ２１が遮断されたときには、排他的ＯＲ回
路４４に対してローレベル信号より成る状態検出信号Ｓ
ｘ並びにＡＮＤ回路３３からのローレベル信号が夫々与
えられるから、このときにも排他的ＯＲ回路４４へから
はローレベル信号が出力される。従って、トランジスタ
２１が正常な状態では、スイッチング制御回路４６の信
号入力端子Ｐ４Ｇ及び電源制御回路４７の信号入力端子
Ｐ４７に対しハイレベル信号が与えられることがなく、
これらに変化は起こらない。

しかして、今、トランジスタ２１が破損して、そのコレ
クタ・エミッタ間が短絡状態に陥ったときには、ＡＮＤ
回路３３からローレベル信号が出力された状態にあるに
も拘らず状態検出信号Ｓｘがハイレベルに反転するため
、排他的ＯＲ回路４４からハイレベル信号が出力される
。また、トランジスタ２１が破損して、そのコレクタ・
エミッタ間が連続開放状態に陥ったときには、ＡＮＤ回
路３３からハイレベル信号が出力された状態にあるにも
拘らず状態検出１８号Ｓｘがローレベルに反転するため
、この場合にも排他的ＯＲ回路４４からハイレベル信号
が出力される。

つまり、破損検出回路４０は、排他的ＯＲ回路４４の入
力信号に基づいてトランジスタ２１の破損状態を検出す
るものである。そして、このような破損状態の検出に応
じて排他的ＯＲ回路４４からハイレベル信号が出力され
たときには、これをＣＲ積分回路４５を介して信号入力
端子Ｐ４Ｂに受けたスイッチング制御回路４６がＰＷＭ
信号の出力を停止して、インバータ主回路１６の駆動ひ
いては回生制動を停止させる。また、上記ハイレベル信
号をＣＲ積分回路４５を介して信号入力端子Ｐ４７に受
けた電源制御回路４７が開閉器１３を開放してインバー
タ１７を三相交流電源１２から切離す。この結果、トラ
ンジスタ２１が破損した場合に、抵抗器２０が不用意に
連続通電状態に陥ることがなくなり、以てその過熱及び
これに伴う破損を未然に防止できる。

尚、上記ＣＲ積分回路４５は、排他的ＯＲ回路４４の両
入力端子に対する信号伝達の遅れに起因して、トランジ
スタ２１が正常な状態にあるに拘らず」二記両入力端子
に異なるレベルの信号が与えられることを阻止するため
に設けられている。

また、」ユ記実施例における直流電圧検出回路２６、回
生制動制御回路３２．状態検出回路３９゜破損検出回路
４０．スイッチング制御回路４６゜電源制御回路４７の
各機能をマイクロコンピュータのプログラムにより得る
構成としても良く、第５図にはこのような構成を採用し
た場合のプログラム例を示す。尚、第５図においてＶｄ
は直流母線１４Ａ、１４Ｂ間の電圧、Ｓｘは状態検出信
号９、Ｖ　ｒｅｒは基準電圧、Ｎはマイクロコンピュー
タの内部カウンタの計数値、Ｎ　ｗａｘは上限値、ｔ２
は一定時間であり、これらは前記実施例で述べたものと
対応する。

［発明の効果］ 本発明によれば以上の説明によって明らかなように、電
動機駆動用インバータの直流側電圧が見学値を越えたと
きにスイッチング素子を導通させて回生電力吸収用抵抗
器の通電路を形成するようにした誘導電動機の回生制動
制御装置において、前記スイッチング素子の導通期間は
所定の初期値に対して一定時間毎に一定値ずつ加算する
と共にそのスイッチング素子の非導通期間は一定時間毎
に一定値ずつ減算する計数手段を設けると共に、この計
数手段の計数値が所定の上限装置」二ある期間は前記ス
イッチング素子を非導通状態に切換える制御手段を設け
る構成としたので、前記抵抗器及びスイッチング素子が
連続通電状態になることがなくなって、これらの異常な
温度−１ｘ昇を抑制できると１１：に、［−記抵抗器及
びスイッチング素子の温度１−昇に対する許容能力を最
大限に発揮させることが可能になるという優れた効果を
奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は本発明の一実施例を示すもので、第
１図は全体の回路構成図、第２図は要部の回路構成図、
第３図は作用説明用のタイミングチャート、第４図は抵
抗器の温度上昇状態を示す曲線図である。また、第５図
は本発明の他の実施例を示すフローチャート、第６図は
従来例を示す第１図相当図である。 図中、１１は全波整流回路、１２は三相交流電源、１３
は開閉器、１４Ａ、１４Ｂは直流母線、１６はインバー
タ主回路、１７はインバータ、１８は三相誘導電動機、
１９は回生電力吸収回路、２０は抵抗器、２１はトラン
ジスタ（スイッチング素子）、２２は導通検出回路、２
６は直流電圧検出回路、３２は回生制動制御回路（制御
手段）、３３はＡＮＤ回路、３９は状態検出回路（計数
手段）、４０は破損検出回路、４２はアップダウンカウ
ンタ、４４は排他的ＯＲ回路、４５はＣＲ積分回路、４
６はスイッチング制御回路、４７は電源制御回路を示す
。 代理人　弁理士　　則　近　　憲　佑 同　　　　　　　　第　　子　　丸　　　健第　１　図 第２図 時間 第　４　図 第　５　図 第　６　口

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電動機駆動用インバータの直流側電圧が基準値を越
   えたときに導通するように制御されるスイッチング素子
   及びこれの導通時の電力を消費する回生電力吸収用の抵
   抗器を備えた電動機の回生制動制御装置において、前記
   スイッチング素子の導通期間は所定の初期値に対して一
   定時間毎に一定値ずつ加算すると共にそのスイッチング
   素子の非導通期間は一定時間毎に一定値ずつ減算する計
   数手段と、この計数手段の計数値が所定の上限値以上あ
   る期間は前記スイッチング素子を非導通状態に切換える
   制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の回生制動
   制御装置。 ２、計数手段は、スイッチング素子の導通期間はアップ
   カウント動作を行なうと共にそのスイッチング素子の非
   導通期間はダウンカウント動作を行なうアップダウンカ
   ウンタを含んで構成され、制御手段は、インバータの直
   流側電圧が所定値以下のときには前記アップダウンカウ
   ンタをダウンカウント動作状態に強制的に切換えるよう
   に構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の電動機の回生制動制御装置。