JPH0134425Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、入力側と出力側との対地電圧が異な
る入出力間において直流電圧信号を安全かつ正確
に伝送するために使用される絶縁型増幅器に関す
る。

〔従来の技術〕

この種の絶縁型増幅器としては、例えば特開昭
50−43868号公報に記載されたものが従来から知
られている。この公報では各種の回路例が開示さ
れているが、そのうちから、後で詳述する本考案
による絶縁型増幅器と対比する上で最も適当であ
ろうと本願出願人が考える一例を、第１図の全体
概略回路構成図に示す。

即ち、この第１図に示される従来構成の絶縁型
増幅器について簡単に説明すれば、１は直流増幅
器、２は相互に絶縁され且つ磁気的に結合された
入力用の一次巻線と出力用の二次巻線とを有する
トランス、３，４，５は例えばFETなどから成
る第１、第２、第３電子スイツチであつて、これ
ら第１、第２、第３電子スイツチ３，４，５は、
パルス発生器６からのパルス信号により同時にオ
ン・オフされるように構成されている。また、７
は平滑用のコンデンサ、８は負荷である。

上記のような回路構成を有する絶縁型増幅器に
おいて、直流増幅器１の＋入力側に直流入力電圧
を印加すると、その出力側にあらわれた出力電圧
が第１電子スイツチ３によりオン・オフされて、
トランス２の一次巻線（入力側）に励磁電流が周
期断続的に流れる。そして、その励磁電流によつ
て前記一次巻線に発生した電圧は、前記第１電子
スイツチ３と同時にオン・オフする第２電子スイ
ツチ４を介して、直流増幅器１の−入力側に帰還
される。なお、かかる負帰還回路の特性上、その
帰還入力電圧は前記直流入力電圧に一致するよう
に制御され、一致した状態で回路は平衡する。一
方、二次巻線（出力側）には、前記励磁電流によ
つて一次巻線に発生した電圧の巻数比倍の電圧が
発生するので、平滑用コンデンサ７の両端におい
て、前記直流入力電圧に比例した直流出力電圧が
相互絶縁状態のもとに得られることになる。

〔考案が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記従来構成の絶縁型増幅器に
おいては、直流入力電圧に比例した直流出力電圧
を相互絶縁状態のもとに得る、という基本的機能
は一応果たし得るのであるが、前述したように、
トランス２における入力電圧制御用、帰還電圧制
御用、出力電圧制御用の第１、第２、第３電子ス
イツチ３，４，５を全て同じタイミングで（同時
に）オン・オフするように構成されていたため、
換言すれば、一次巻線（入力側）に流れる励磁電
流により発生する電圧自体をそのまま直流増幅器
への帰還入力電圧として用いると共に、前記一次
巻線（入力側）に発生する電圧によつて二次巻線
（出力側）に直接的に誘起される電圧を平滑した
電圧を直流出力電圧として取り出す、という極く
一般的な構成を用いていたために、次のような問
題があつた。

即ち、前記電子スイツチ３，４，５がオフされ
た場合には、トランス２の一次側および二次側が
共に開放されてしまうため、スイツチ３，４，５
がオンのときにトランス２内に蓄積された電磁エ
ネルギーが、前記一次側および二次側の浮遊容量
を通じて放電されることになり、そのために、電
子スイツチ３，４，５がオフされる瞬時において
非常に大きな負のスパイク電圧が発生し、そのス
パイク電圧がどうしても本来の直流出力電圧に対
して誤差成分として重畳してしまう。そして、そ
のようなスパイク電圧は、前記電子スイツチ３，
４，５をオン・オフするチヨツピング周波数が高
くなればなるほど、本来の直流出力電圧に重畳す
る割合が大きくなる。従つて、応答速度を高める
ために前記電子スイツチ３，４，５をオン・オフ
するチヨツピング周波数を上げると、前記スパイ
ク電圧に起因して入出力のリニアリテイーが大き
く悪化し、伝送精度が犠牲になつてしまうという
不都合が生じることになる。

なお、前記特開昭50−43868号公報は、上記第
１図に例示した回路構成の絶縁型増幅器の他にも
種々の回路例を開示しているが、それら全ての回
路例において、一次巻線（入力側）に発生する電
圧によつて二次巻線（出力側）に直接的に誘起さ
れる電圧を平滑した電圧を直流出力電圧として取
り出す、という基本的構成を用いている点では共
通している。

本考案は、上記従来実情に鑑みてなされたもの
であつて、その目的は、上記したように入出力の
リニアリテイーひいては伝送精度上重大な問題と
なつていたスパイク電圧が発生しないようにする
ことにより、入出力のリニアリテイーの改善ひい
ては信号伝送精度の向上を図らんとすることにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本考案に係る絶縁
型増幅器は、 直流入力電圧と帰還入力電圧とが一致するよう
に出力電圧が制御される直流増幅器と、 相互に絶縁され且つ磁気的に結合された３つの
巻線、即ち、前記直流増幅器の出力側に接続され
た入力用の一次巻線、同直流増幅器の帰還入力側
に接続された帰還巻線、および、出力用の二次巻
線とを有するトランスと、 前記直流増幅器からの出力電圧により前記一次
巻線に流れる励磁電流を周期的に断続させるよう
にオン・オフする第１電子スイツチと、 前記第１電子スイツチとは背反的にオン・オフ
する、つまり、前記第１電子スイツチがオフに転
じると同時にオンして前記帰還巻線および二次巻
線を導通状態とすることにより、それら帰還巻線
および二次巻線に夫々フライバツク電流を流す第
２および第３電子スイツチと、 前記帰還巻線に流れたフライバツク電流により
充電され、その充電電圧が前記直流増幅器への帰
還入力電圧としてフイードバツクされる帰還電圧
用平滑コンデンサと、 前記二次巻線に流れたフライバツク電流により
充電され、その充電電圧が直流出力電圧として取
り出される出力電圧用平滑コンデンサと、 を備えている、という点に特徴がある。

〔作用〕

かかる特徴構成故に発揮される作用は次の通り
である。

即ち、上記本考案に係る絶縁型増幅器において
は、より端的に言えば、従来のように、直流入力
電圧に比例した直流出力電圧を絶縁状態で取り出
すためのトランスにおいて、一次巻線（入力側）
に流れる励磁電流により発生する電圧自体をその
まま直流増幅器への帰還入力電圧として用いると
共に、前記一次巻線（入力側）に発生する電圧に
よつて二次巻線（出力側）に直接的に誘起される
電圧を平滑した電圧を直流出力電圧として取り出
す、という通常の手段を用いるのでは無く、後述
する実施例の記載からもより一層明らかとなるよ
うに、前記一次巻線に流れる励磁電流のみを断つ
たときに導通状態にある帰還巻線および二次巻線
にあらわれるフライバツク電流を、それが前記直
流入力電圧に比例しているという発見的事実に基
いて、そのフライバツク電流を有効利用する、つ
まり、そのフライバツク電流を充電して得られる
平滑電圧を直流増幅器への帰還入力電圧および直
流出力電圧として取り出す、という従来は考えら
れなつた全く新規かつ特異な手段を採用している
（そのために、上記のように、一次巻線用の第１
電子スイツチと帰還巻線用および二次巻線の第２
および第３電子スイツチとを背反的にオン・オフ
させるように構成すると共に、帰還巻線に流れた
フライバツク電流により充電された電圧を直流増
幅器への帰還入力電圧としてフイードバツクする
帰還電圧用平滑コンデンサを設けてある）点に最
大の特徴があり、かかる手段を採用したことによ
つて、従来構成の絶縁型増幅器において入出力の
リニアリテイーひいては伝送精度上重大な問題と
なつていたところの、トランスにおける全ての巻
線が開放された瞬間に発生するスパイク電圧が生
じないようにすることができ、従つて、応答速度
を向上させるために電子スイツチをオン・オフす
るチヨツピング周波数を高めた場合でも、入出力
の高度なリニアリテイーを十分に確保することが
でき、従来に比べて格段に高精度の信号伝送が可
能となつた。

ちなみに、実測結果によれば、前記電子スイツ
チによるチヨツピング周波数を50Hzとした場合に
おいて、リニアリテイーの悪さは、従来構成の絶
縁型増幅器では0.1％程度であつたのに対して、
上記本考案による絶縁型増幅器の場合には0.01％
程度と一桁向上させ得ることが判明している。

〔実施例〕

以下、本考案に係る絶縁型増幅器の具体的な一
実施例を図面（第２図および第３図）に基いて説
明する。

即ち、第２図の全体概略回路構成図において、
２２は、＋入力側に直流入力電圧V_INが、そして、
−入力側には後述する帰還入力電圧が印加され、
それら両入力電圧が一致するようにその出力電圧
が制御される直流増幅器であり、１１は、相互に
絶縁され且つ磁気的に結合された３つの巻線、即
ち、前記直流増幅器２２の出力側に接続された入
力用の一次巻線１２、同直流増幅器２２の帰還入
力側に接続された帰還巻線１３、および、出力用
の二次巻線１４とを有するトランスであり、１５
は、前記直流増幅器２２からの出力電圧により一
次巻線１２（入力側）に流れる励磁電流を周期的
に断続させるようにオン・オフする例えばMOS
−FETから成る第１電子スイツチであり、また、
１６，１７は、その第１電子スイツチ１５とは背
反的にオン・オフする、つまり、前記第１電子ス
イツチ１５がオフに転じると同時にオンして前記
帰還巻線１３および二次巻線１４を導通状態とす
ることにより、それら帰還巻線１３および二次巻
線１４に夫々フライバツク電流を流すやはり
MOS−FETから成る第２、第３電子スイツチで
ある。なお、これら第１、第２、第３電子スイツ
チ１５，１６，１７のオン・オフ駆動は、パルス
発生器１８からのパルス信号によつて、直接的に
あるいは変成器１９を介して間接的に行われる。
その第１電子スイツチ１５のオン・オフ動作を第
３図Ａに、また、第２、第３電子スイツチ１６，
１７のオン・オフ動作を第３図Ｆに夫々示してい
る。このように、第１電子スイツチ１５と第２、
第３電子スイツチ１６，１７とを互いに背反的に
オン・オフすることにより、トランス１１の一次
巻線１２、帰還巻線１３、二次巻線１４が同時に
開放されることはないので、従来構成の絶縁型増
幅器において入出力のリニアリテイーひいては伝
送精度上重大な問題となつていたスパイク電圧が
生じないようにできるのである。

そして、２０は、前記第１電子スイツチ１５が
オフで第２、第３電子スイツチ１６，１７がオン
となつたときに前記帰還巻線１３に流れるフライ
バツク電流により充電され、その充電電圧が前記
直流増幅器の−入力側へ帰還入力電圧としてフイ
ードバツクされる帰還電圧用平滑コンデンサであ
る。なお、前記直流増幅器２２には、負帰還回路
としての機能が安定的に行われるように、抵抗
R_fおよびコンデンサC_fが付設されている。

また、２１は、同じく第１電子スイツチ１５が
オフで第２、第３電子スイツチ１６，１７がオン
となつたときに前記二次巻線１４に流れたフライ
バツク電流により充電され、その充電電圧が直流
出力電圧として取り出される出力電圧用平滑コン
デンサであり、２３は出力用演算増幅器である。

上記のように構成された絶縁型増幅器において
は、第１電子スイツチ１５がオンすると一次巻線
１２に第３図Ｂに示すような電圧V_Aが加わり、
その一次巻線１２にはその電圧V_Aに基く励磁電
流I_Aが流れる。その励磁電流I_Aは一次巻線１２の
インダクタンスのため第３図Ｃに示すように漸次
増加するように変化する。そして、この励磁電流
I_Aによつてトランス１１の磁束φも第３図Ｅに示
すように変化し、その磁束φの変化に基いて帰還
巻線１３、二次巻線１４には電圧が誘起されるこ
とになるが、第２、第３電子スイツチ１６，１７
がオフ状態のため両巻線１３，１４は非導通状態
となつているから、帰還電圧用平滑コンデンサ２
０も出力電圧用平滑コンデンサ２１も充電されな
い。

次に、第１電子スイツチ１５がオフに転じる
と、それと同時に第２、第３電子スイツチ１６，
１７がオンに転じ、それによつて、帰還巻線１
３、二次巻線１４は帰還電圧用平滑コンデンサ２
０、出力電圧用平滑コンデンサ２１を介して夫々
導通状態となる。そして、前記第１電子スイツチ
１５がオフに転じることにより一次巻線１２にお
ける励磁電流I_Aは直ちに零になるが、トランス１
１の磁束φはそれのもつ連続性によつて急には零
にならず、そのために、上記のように導通状態に
ある帰還巻線１３、二次巻線１４には第３図Ｄに
示すようなフライバツク電流I_B，I_Cが流れて、ト
ランス１１の磁束φを漸次減少させてゆく。な
お、この場合、前記両コンデンサ２０，２１の容
量は回路の浮遊容量に比べて十分に大きいため、
従来構成のもののように帰還巻線１３、二次巻線
１４にスパイク電圧は発生せず、それら帰還巻線
１３、二次巻線１４の電圧V_B，V_Cは夫々第３図
Ｇに示すような矩形波状の電圧となる。その電圧
V_B，V_Cは、前記一次巻線１２における励磁電流
I_Aに、一次巻線１２と帰還巻線１３との巻数比、
一次巻線１２と二次巻線１４との巻数比を乗じた
ものに等しい。

一方、前記帰還巻線１３、二次巻線１４に流れ
るフライバツク電流I_B，I_Cによつて前記両コンデ
ンサ２０，２１が充電されるが、このうち、帰還
電圧用平滑コンデンサ２０の充電電圧は、直流増
幅器２２の−入力側に帰還され、かかる負帰還回
路の特性上、その帰還入力電圧が前記直流入力電
圧V_INに一致するように、一次巻線１２に流れる
励磁電流I_Aが制御され、それら両電圧が一致した
状態で回路は平衡する。従つて、その平衡状態に
おいては、帰還電圧用平滑コンデンサ２０の充電
電圧は直流入力電圧V_INに等しくなる。また、出
力電圧用平滑コンデンサ２１の充電電圧は、前記
帰還巻線１３側の回路と二次巻線１４側の回路と
が対称となつているから、前記帰還電圧用平滑コ
ンデンサ２０の充電電圧等しいはあるいはそれに
比例した電圧となる。従つて、演算増幅器₂₃を介
して得られる直流出力電圧V_OUTは前記直流入力
電圧V_INと同一かあるいはそれに比例した電圧と
なる。

ところで、前記第１、第２、第３電子スイツチ
１５，１６，１７としては、MOS−FETに限ら
ず、Ｖ−MOSやトランジスタ等の他のスイツチ
ング素子を用いることもでき、また、直流入力電
圧V_INが片極性である場合には、前記第２、第３
電子スイツチ１６，１７を夫々ダイオードで代用
することもできる。

〔考案の効果〕

以上詳述したところから明らかなように、本考
案による絶縁型増幅器によれば、特に、直流増幅
器からの出力電圧によりトランスの一次巻線（入
力側）に流れる励磁電流を周期的に断続させるよ
うにオン・オフする第１電子スイツチと、その第
１電子スイツチとは背反的にオン・オフする、つ
まり、前記第１電子スイツチがオフに転じると同
時にオンして前記トランスの帰還巻線および二次
巻線（出力側）を導通状態とすることにより、そ
れら帰還巻線および二次巻線に夫々フライバツク
電流を流す第２および第３電子スイツチとを設け
ると共に、前記帰還巻線に流れたフライバツク電
流により充電された電圧を前記直流増幅器への帰
還入力電圧としてフイードバツクする帰還電圧用
平滑コンデンサを設けることによつて、前記一次
巻線に流れる励磁電流のみを断つたときに導通状
態にある帰還巻線および二次巻線にあらわれるフ
ライバツク電流を充電して得られる平滑電圧を直
流増幅器への帰還電圧および直流出力電圧として
取り出すように構成してあるから、従来から入出
力のリニアリテイーひいては伝送精度上重大な問
題となつていたところの、トランスにおける全て
の巻線が開放された瞬間に発生するスパイク電圧
が生じないようにすることができ、従つて、応答
速度を向上させるために電子スイツチをオン・オ
フするチヨツピング周波数を高めた場合でも、入
出力の高度なリニアリテイーを充分に確保するこ
とができ、従来に比べて格段に高精度の信号伝送
が可能となる、という非常に優れた効果が発揮さ
れるに至つた。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本考案の技術的背景ならびに従来技
術の問題点を説明するためのものであつて、従来
の絶縁型増幅器の一例を示す全体概略回路構成図
である。そして、第２図および第３図は、本考案
に係る絶縁型増幅器の一実施例を示し、第２図は
全体概略回路構成図、第３図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，
Ｅ，Ｆ，Ｇはその動作を説明するために用いる各
部における電圧、電流、磁束等の波形図である。 V_IN……直流入力電圧、１２……入力用一次巻
線、１３……帰還巻線、１４……出力用二次巻
線、１１……トランス、１５……第１電子スイツ
チ、１６……第２電子スイツチ、１７……第３電
子スイツチ、２０……帰還電圧用コンデンサ、２
１……出力電圧用コンデンサ、２２……直流増幅
器。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 直流入力電圧と帰還入力電圧とが一致するよう
   に出力電圧が制御される直流増幅器と、 相互に絶縁され且つ磁気的に結合された３つの
   巻線、即ち、前記直流増幅器の出力側に接続され
   た入力用の一次巻線、同直流増幅器の帰還入力側
   に接続された帰還巻線、および、出力用の二次巻
   線とを有するトランスと、 前記直流増幅器からの出力電圧により前記一次
   巻線に流れる励磁電流を周期的に断続させるよう
   にオン・オフする第１電子スイツチと、 前記第１電子スイツチとは背反的にオン・オフ
   する、つまり、前記第１電子スイツチがオフに転
   じると同時にオンして前記帰還巻線および二次巻
   線を導通状態とすることにより、それら帰還巻線
   および二次巻線に夫々フライバツク電流を流す第
   ２および第３電子スイツチと、 前記帰還巻線に流れたフライバツク電流により
   充電され、その充電電圧が前記直流増幅器への帰
   還入力電圧としてフイードバツクされる帰還電圧
   用平滑コンデンサと、 前記二次巻線に流れたフライバツク電流により
   充電され、その充電電圧が直流出力電圧として取
   り出される出力電圧用平滑コンデンサと、 を備えていることを特徴とする絶縁型増幅器。