JPH01321858A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子写真式の複写機又はプリンター等に使用
される電源装置に関するものである。

（従来の技術） 従来この種の電源装置は、電圧共振型のスイッチングレ
ギュレータと呼ばれており、複写機の帯電器やＣＲＴの
水平偏向電圧などの高圧を発生する装置として広く用い
られている。この電源装置の多くは、第８図に示すよう
な回路構成を有している。即ち、コンバータトランスＴ
１の一次側巻線Ｎ１の一側に直流電源（＋ＶＣＣ）が接
続され、他側はスイッチング素子であるトランジスタＴ
、Ｉと接続されている。そして、このトランジスタＴ１
１のベースにＰＷＭ　（パルス幅変調）回路１がスイッ
チング手段として接続され、またトランジスタＴ、、１
には共撮用のコンデンサＣ１と保護用のダイオードＤ１
が接続されている。また、コンバータトランスＴ、の二
次側巻線Ｎ２．Ｎ、には整流用のダイオードＤ２．Ｄ３
及び平滑用のコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。

。 そして、上記コンバータトランスＴ１の一次側巻線Ｎ１
に対する電力の印加を、トランジスタＴ、１等を用いた
スイッチング手段（ＰＷＭ回路りにより断続することに
より、二次側に巻線比に応じた電圧が発生し、この電圧
が負荷に供給される。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、従来の電源装置にあっては、スイッチン
グ手段のスイッチングパルスにより一次側巻線に対する
電力の印加を遮断する時間、即ちオフ時間は、用いられ
るコンバータトランスの共振周波数に応じて決定されて
おり、このため、コンバータトランスの共振周波数にバ
ラツキがある場合や、コンバータトランスの二次側の誘
導負荷の負荷変動により共振周波数が変化した場合に、
適切な制御を行うことが不可能となる問題点があった。

（課題を解決するための手段） 本発明の電源装置は、二つの相異なる電圧レベルの間を
往復する三角波信号と基準電圧とを比較するコンパレー
タを備え、このコンパレータの出力によりコンバータト
ランスの一次側をスイッチング駆動して該コンバータト
ランスの二次側に発生した出力を負荷に供給する電源装
置において、前記コンバータトランスに発生するフライ
バック電圧が所定レベルに達した時は前記三角波信号が
通常の発振時定数より小さい時定数で所定の電圧へ向い
、到達後は通常の時定数に戻るように構成したものであ
る。

また、本発明の電源装置は、上記構成の電源装置におい
て、コンバータトランスの二次側に発生する出力を検知
し、その検知信号に応じて相異なる電圧レベルあるいは
基準電圧を変化させてスイッチングのオン・オフの比を
変化させることにより、出力電圧を制御するようにした
ものであり、更に上把手さい時定数で向う電圧を三角波
信号の相異なる電圧レベルの片方あるいは上記基準電圧
としたものである。

（作用） 本発明の電源装置においては、フライバック電圧を検知
し、その検知信号によりスイッチング駆動の制御を行う
ので、コンバータトランスの共振周波数が変動した場合
でも最適な共振周波数に同期した制御を行うことが可能
となる。

〔実施例〕

第１図は本発明による電源装置の第１実施例を示す図で
ある。同図において、Ｔ１はコンバータトランスであり
、このコンバータトランスＴ、の一次側＠１１！Ｎｌは
直流電源（電圧Ｖ　ｃｃ）に接続され、また他端はスイ
ッチング素子であるトランジスタＴ□のコレクタに接続
される。このトランジスタＴｒｌのエミッタは接地され
ており、更にコレクタと接地間にはコンデンサＣ１とダ
イオードＤ１が接続されている。このコンデンサＣＩは
一次巻線Ｎ、と共振して効果的な電圧変換を行うための
もので、ダイオードＤ、はトランジスタＴｒｌの保護の
ためのものである。そして、トランジスタＴ７１がスイ
ッチングすることにより二次巻線Ｎ２に巻線比に応じた
所望の電圧が発生し、このフライバック電圧を検出する
ために検出用巻線Ｎ４が設けられている。検出用巻線Ｎ
４の一端は接地されており、他端はフライバック電圧検
出回路２の入力端に接続されている。このフライバック
電圧検出回路２の出力側は発振器３に接続され、発振器
３の出力（二つの相異なる電圧レベルの間を往復する三
角波信号）側はコンパレータ４に接続されており、コン
パレータ４は発掘器３の出力と基準電圧源５のしきい値
（基準電圧）とを比較し、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｆＩＩＪ御用の
パルス信号を発生する。

そして、ドライバ６は、そのパルス信号によりトランジ
スタＴｒＩを駆動する。７はコンバータトランスＴ、の
二次側に発生する出力を検知する電圧検出器で、コンバ
ータトランスＴ１の二次側巻線Ｎ３の出力をダイオード
Ｄ２．コンデンサＣ３により整流、平滑された電圧を検
出し、発振器３に出力する。

なお、上記コンバータトランスＴ、に発生するフライバ
ック電圧が所定レベルに達した時は発振器３からの三角
波信号が通常の発掘時定数より小さい時定数で所定の電
圧へ向い、到達後は通常の時定数に戻すように構成され
ている。

次に上記構成の回路における動作を第２図のタイミング
図を用いて説明する。第２図は第１図の各点（ａ−ｅ）
の信号波形、つまり各部の出力波形を示すもので、ＦＢ
Ｖで示される波形はコンバータトランスＴ、に発生する
フライバック電圧を示している。

先ず０点の発振器３の出力（三角波信号）がｄ点のしき
い値（基準電圧）より十分大きい時は、コンパレータ４
での比較によりトランジスタＴ、ｌはドライバ６の駆動
信号（ｅ点の信号）によりオンとなり、これにより一次
側巻線Ｎ１には電圧■ｃｃが印加される。次に発振器３
の出方が減少していき、しきい値より小さくなるとコン
パレータ４の出力が反転し、トランジスタＴｒＩはオフ
となる。これにより、コンバータトランスＴＩとコンデ
ンサＣＩは電圧共振し、コンバータトランスＴ、の各巻
線には図に示すようなフライバック電圧が発生する。そ
して、このフライバック電圧をフライバック電圧検出回
路により検知し、立ち下がり時に検出信号Ｃａ点の信号
）を発生してこれを発振器３に人力することにより、再
びトランジスタＴ、、１をオン状態にする。

以上で１サイクルが終り、このサイクルが順次繰り返さ
れて電圧変換が行われる。その際、上述のように上記フ
ライバック電圧が所定レベルに達した時は三角波信号（
０点の発掘器の出方）が通常の発掘時定数により小さい
時定数で所定の電圧へ向い、到達後は通常の時定数に戻
るように制御しているので、共振周波数に合ったオフ時
間を設定することができ、誘導負荷の負荷変動などによ
り共振周波数が変動した場合でも最適な制御を行うこと
ができる。また、電圧検出回路２の出力に応じて発振器
３の発振波形の最大値を制御してオン幅（オン時間）を
変化させることにより、出力電圧を所望の値に設定させ
ることが可能となる。

ここで、コンバータトランスＴ１の二次側の出力を電圧
検出器７で検知し、その検知信号に応じて三角波信号の
電圧レベルあるいは基準電圧を変化させてスイッチング
のオン・オフの比を変化させてもよく、最適な出力制御
を行うことができる。また、前述の十分小さい時定数で
向う電圧を上記三角波信号の相異なる電圧レベルの片方
あるいは基準電圧としてもよい。

なお、上記実施例によれば、トランジスタＴ、、。

のオフ時間がコンバータトランスＴ、の共振周波数に自
動的に設定されるため、常に適切な電圧変換が行われる
。

第３図は上記発振器３の詳細を示す回路図である。

図中、Ｑｌはコンパレータであり、抵抗Ｒ４゜Ｒ５，Ｒ
６及びコンデンサＣ４により発振する。

この時、充放電の最小値は電源Ｅ３により設定され、最
大値は電源Ｅ２あるいはコンパレータＱ４の出力により
設定される。コンパレータＱ４には電圧検出器７が接続
され、電圧検出器７の出力により発振波形の最大値を制
御することが可能となる。この発振波形をコンパレータ
Ｑ２により直流電源Ｅ、のしきい値と比較することによ
り、スイッチング波形が得られる。トランジスタＴｒ２
はフライバック電圧検出回路２の出力側に接続さね、フ
ライバック電圧の立ち下がり時にこのトランジスタＴｒ
２をオフすることにより、抵抗Ｒ１゜Ｒ２，Ｒ３で分圧
された電圧がコンデンサＣ４に強制的に充電される。以
上のことから、抵抗Ｒ２とＲ３の接続点の電圧を上記し
きい値より大きくしておくことにより、コンパレータＱ
２の出力が反転し、出力はオンとなる。

なお、上記回路中コンパレータＱ２及び直流電源Ｅ１は
、第１図のコンパレータ４と直流電圧源５に相当し、ま
た図中、Ｒ７〜Ｒ９に抵抗、Ｄ４〜Ｄａはダイオード、
Ｒ４は直流電源である。

また、上記の実施例では、フライバック電圧を検出する
ために専用の検出＠線を設けたが、スイッチングトラン
ジスタのコレクタ電圧を検出してもよく、負荷の二次側
巻線Ｎ、、Ｎ３より検出してもよい。

第４図は本発明の第２実施例を余す図である。

この実施例においては、電圧検出回路２の出力が基準電
圧源５に入力される。他は上述の第１実施例と同様であ
る。

第４図の回路においては、電圧検出回路２の出力により
しきい値（基準電圧）が変化し、これによりオン・オフ
の比が変るため、上述の実施例と同様出力を適正に制御
することが可能となる。この時の各点の信号波形は、第
５図に示す通りである。

第６図は本発明の第３実施例を示す図である。

この実施例は、トランジスタＴｒ１のベース駆動巻線Ｎ
５からオン・オフの同期信号を得るようにしたもので、
図中、８は同期回路、９はカウンタ、１０は基準値デー
タを与えるデータ格納部、１１はそのデータとカウンタ
９の値を比較するディジタルコンパレータである。なお
、Ｒ８゜〜Ｒ３２は抵抗、Ｄ９はダイオードである。

このように構成することにより、同期検知用の巻線を新
たに設けることなく、出力電圧を最適に制御することが
できる。

また、第７図は本発明の第４実施例を示したものである
。この実施例は、トランジスタＴｒｌのコレクタ電圧を
抵抗Ｒ１３とＲＩ４で分圧し、ここから同期検出用の信
号を得るようにしたもので、他は上記第６図の第３実施
例と同様である。

この実施例においても、同期検知用の巻線を新たに設け
ることなく、出力を最適に制御することができる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、フライバック電
圧を検出し、共振周波数に合フたオフ時間に設定する制
御を行うことにより、コンバータトランスが異なったり
、誘導負荷の負荷変動などにより共振周波数が変化した
場合でも、最適な制御を行うことができるという効果が
ある。

また、コンバータトランスの二次側に発生する出力を検
知し、その検知信号に応じて三角波信号の電圧レベルあ
るいは基準電圧を変化させることにより、安定した制御
を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示す回路構成図、第２図
は第１図の各点の信号波形図、第３図は第１図の発揚器
の詳細を示す回路図、第４図は本発明の第２実施例を示
す回路構成図、第５図は第４図の各点の信号波形図、第
６図は本発明の第３実施例を示す回路構成図、第７図は
本発明の第４実施例を示す回路構成図、第８図は従来の
電源装置の回路構成図である。 ２−−−−−フライバック電圧検出回路３・−・−発振
器 ４・−・−コンパレータ ５−−−−−−基準電圧源 ６−−−−−ドライバ ７・・・・−電圧検出器 ＴＩ−−−−−コンバータトランス Ｎ、−−−−−−次側巻線 Ｎ２．Ｎ、−・・・・・二次側巻線 Ｔ、、−−−−−−トランジスタ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）二つの相異なる電圧レベルの間を往復する三角波
   信号と基準電圧とを比較するコンパレータを備え、この
   コンパレータの出力によりコンバータトランスの一次側
   をスイッチング駆動して該コンバータトランスの二次側
   に発生した出力を負荷に供給する電源装置において、前
   記コンバータトランスに発生するフライバック電圧が所
   定レベルに達した時は前記三角波信号が通常の発振時定
   数より小さい時定数で所定の電圧へ向い、到達後は通常
   の時定数に戻るように構成したことを特徴とする電源装
   置。
2. （２）前記コンバータトランスの二次側に発生する出力
   を検知し、その検知信号に応じて前記相異なる電圧レベ
   ルを変化させてスイッチングのオン・オフの比を変化さ
   せることにより、出力電圧を制御することを特徴とする
   請求項１記載の電源装置。
3. （３）前記コンバータトランスの二次側に発生する出力
   を検知し、その検知信号に応じて前記基準電圧を変化さ
   せてスイッチングのオン・オフの比を変化させることに
   より、出力電圧を制御することを特徴とする請求項１記
   載の電源装置。
4. （４）前記小さい時定数で向う電圧が三角波信号の相異
   なる電圧レベルの片方であることを特徴とする請求項１
   ないし３何れか記載の電源装置。
5. （５）前記小さい時定数で向う電圧が前記基準電圧であ
   ることを特徴とする請求項１ないし３何れか記載の電源
   装置。