JPH01311787A - レート変換装置 - Google Patents
レート変換装置Info
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- JPH01311787A JPH01311787A JP63143408A JP14340888A JPH01311787A JP H01311787 A JPH01311787 A JP H01311787A JP 63143408 A JP63143408 A JP 63143408A JP 14340888 A JP14340888 A JP 14340888A JP H01311787 A JPH01311787 A JP H01311787A
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- signals
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 25
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 21
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 11
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
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- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、例えばＳＭＰＴＥ規格のコンポーネントディ
ジクルＶＴＲと、コンポジットディジタルＶＴＲの間で
信号の変換を行うレート変換装置に関する。
ジクルＶＴＲと、コンポジットディジタルＶＴＲの間で
信号の変換を行うレート変換装置に関する。
本発明はレート変換装置に関し、フィルタの信号抽出の
位相をシフトすることにより、変換される規格の間のサ
ンプリング位相の変化を補正するようにしたものである
。
位相をシフトすることにより、変換される規格の間のサ
ンプリング位相の変化を補正するようにしたものである
。
例えばＳＭＰＴＢのコンポーネントディジタルＶＴＲの
規格では、映像信号は輝度信号（Ｙ）及び２色差信号（
Ｉ１４’／Ｂ−Ｙ）の形式とされ、それぞれ輝度信号は
１３．５Ｍｌ１ｚ 、色差信号は６．７５Ｍｆｌｚの水
平同期信号にロックした信号でサンプリングされて記録
が行われている。
規格では、映像信号は輝度信号（Ｙ）及び２色差信号（
Ｉ１４’／Ｂ−Ｙ）の形式とされ、それぞれ輝度信号は
１３．５Ｍｌ１ｚ 、色差信号は６．７５Ｍｆｌｚの水
平同期信号にロックした信号でサンプリングされて記録
が行われている。
これに対してコンポジットの規格では、映像信号は輝度
信号（Ｙ）と、色信号がＮＴＳＣ方式の場合１／Ｑ軸の
信号、ＰＡＬ方式の場合バースト軸の信号で形成されて
おり、この合成信号がそれぞれ４倍の色副搬送波にロッ
クした信号でサンプリングされて記録されるようになっ
ている。
信号（Ｙ）と、色信号がＮＴＳＣ方式の場合１／Ｑ軸の
信号、ＰＡＬ方式の場合バースト軸の信号で形成されて
おり、この合成信号がそれぞれ４倍の色副搬送波にロッ
クした信号でサンプリングされて記録されるようになっ
ている。
ところでこのような異なるディジクルＶＴＲの規格が存
在する場合にこれらの間で信号の変換を行う必要が生し
る。その場合に、ディジタル信号を−旦アナログ信号に
戻して変換を行ったのでは、ディジタル信号の特質が失
われてしまうことになる。
在する場合にこれらの間で信号の変換を行う必要が生し
る。その場合に、ディジタル信号を−旦アナログ信号に
戻して変換を行ったのでは、ディジタル信号の特質が失
われてしまうことになる。
これに対してディジタル信号のままで変換を行う場合に
、サンプリングレートの変換については、ディジタル信
号をオーバーサンプリングし不要信号をフィルタリング
して行う方法が提案（特開昭６３−２６１１９号公報等
参照）されている。
、サンプリングレートの変換については、ディジタル信
号をオーバーサンプリングし不要信号をフィルタリング
して行う方法が提案（特開昭６３−２６１１９号公報等
参照）されている。
しかしながら上述のように、コンポーネントの規格では
サンプリング位相が水平同期信号にロックされ、コンポ
ジットの規格では色副搬送波にロックされている場合に
は、これらの信号を単純にサンプリングレートの変換の
みで変換することはできないものであった。
サンプリング位相が水平同期信号にロックされ、コンポ
ジットの規格では色副搬送波にロックされている場合に
は、これらの信号を単純にサンプリングレートの変換の
みで変換することはできないものであった。
この出願はこのような点に鑑みてなされたものである。
本発明は、−の規格のディジタルビデオ信号（端子（１
））を所定のオーバーサンプリング（データラッチ（４
ａ） （９ａ） （１３ａ）・・・）にてディジタルフ
ィルタ （乗算器（５ａ） （１０ａ） （１４ａ）・
・・）に供給して他の規格のディジタルビデオ信号（端
子（＋９））を形成するに当り、上記ディジタルフィル
タの信号抽出（ＲＯＭ（６ａ） （ｌｌａ） （１５ａ
）−）の位相（アドレス（７））をシフ］して上記一及
び他の規格の間のサンプリング位相の変化を補正するよ
うにしたレート変換装置である。
））を所定のオーバーサンプリング（データラッチ（４
ａ） （９ａ） （１３ａ）・・・）にてディジタルフ
ィルタ （乗算器（５ａ） （１０ａ） （１４ａ）・
・・）に供給して他の規格のディジタルビデオ信号（端
子（＋９））を形成するに当り、上記ディジタルフィル
タの信号抽出（ＲＯＭ（６ａ） （ｌｌａ） （１５ａ
）−）の位相（アドレス（７））をシフ］して上記一及
び他の規格の間のサンプリング位相の変化を補正するよ
うにしたレート変換装置である。
これによれば、ディジクルビデオ信号の変換の際のサン
プリングレートの変換とサンプリング位相のシフトを回
時に行うことができるので、簡単な構成で良好な変換を
行うことができる。
プリングレートの変換とサンプリング位相のシフトを回
時に行うことができるので、簡単な構成で良好な変換を
行うことができる。
以下の説明は、まずコンポ−名ント規格のディジタルビ
デオ信号をＮＴＳＣ方式のコンポジット規格の１イジタ
ルビデオ信号に変換する場合について行う。
デオ信号をＮＴＳＣ方式のコンポジット規格の１イジタ
ルビデオ信号に変換する場合について行う。
第１図において、例えばコンポーネントディジタルＶＴ
Ｒからの輝度信号（Ｙ）及び２色差信号（Ｒ−Ｙ／Ｂ−
Ｙ）がそれぞれ入力端子＋１１ ＋２１ （３＋に供給
される。この入力端子ｆｉｌからの信号がｍｍ接続され
たデータランチ（４ａ） （４ｂ）−に供給され、１３
．５ＭＩＩｚのサンプリングクロックごとに順次転送さ
れる。これらのデータラッチ（４ａ） （４ｂ）・・・
からの信号がそれぞれ乗算器（５ａ） （５ｂ）・・・
に供給される。これらの乗算器（５ａ） （５ｂ）−・
・にそれぞれＲＯＭ（６ａ）（６ｂ） −からの所定の
係数が供給されると共に、これらの１２０Ｍ（６ａ）
（６ｂ）・・・は４倍の色副搬送波のサンプリングクロ
ックごとに供給される所定のアドレス（端子（７））に
よって制御される。これらの乗算器（５ａ） （５ｂ）
・・・からの信号が加算器（８）に供給される。
Ｒからの輝度信号（Ｙ）及び２色差信号（Ｒ−Ｙ／Ｂ−
Ｙ）がそれぞれ入力端子＋１１ ＋２１ （３＋に供給
される。この入力端子ｆｉｌからの信号がｍｍ接続され
たデータランチ（４ａ） （４ｂ）−に供給され、１３
．５ＭＩＩｚのサンプリングクロックごとに順次転送さ
れる。これらのデータラッチ（４ａ） （４ｂ）・・・
からの信号がそれぞれ乗算器（５ａ） （５ｂ）・・・
に供給される。これらの乗算器（５ａ） （５ｂ）−・
・にそれぞれＲＯＭ（６ａ）（６ｂ） −からの所定の
係数が供給されると共に、これらの１２０Ｍ（６ａ）
（６ｂ）・・・は４倍の色副搬送波のサンプリングクロ
ックごとに供給される所定のアドレス（端子（７））に
よって制御される。これらの乗算器（５ａ） （５ｂ）
・・・からの信号が加算器（８）に供給される。
また入力端子（２）からの信号が同様に構成されたデー
クラッチ（９ａ） （９ｂ）−１乗算器（１０ａ） （
１０ｂ）−５ＲＯＭ（Ｉｌａ） （１１ｂ） ・・・の
回路に供給され、乗算器（１０ａ）（１０ｂ）・・・か
らの信号が加算器（１２）に供給される。
クラッチ（９ａ） （９ｂ）−１乗算器（１０ａ） （
１０ｂ）−５ＲＯＭ（Ｉｌａ） （１１ｂ） ・・・の
回路に供給され、乗算器（１０ａ）（１０ｂ）・・・か
らの信号が加算器（１２）に供給される。
さらに端子（３）からの信号が同様に構成されたデータ
ラッチ（１３ａ） （１３ｂ） ＝’、乗算器（１４ａ
） （１４ｂ）−１ＲＯＭ（１５ａ）（１５ｂ）−の回
路に供給され、乗算器（１４ａ）＜１４ｂ）・・・から
の信号が加算器（１６）に供給される。
ラッチ（１３ａ） （１３ｂ） ＝’、乗算器（１４ａ
） （１４ｂ）−１ＲＯＭ（１５ａ）（１５ｂ）−の回
路に供給され、乗算器（１４ａ）＜１４ｂ）・・・から
の信号が加算器（１６）に供給される。
そしてこれらの加算器＋８１（１２）（＋６）からの信
号（〔Ｙ〕、（Ｒ−Ｙｌ、（Ｂ４））の信号がマトリッ
クス回路（１７）に供給されて輝度信号（Ｙ）及び＋１
０軸の信号が形成され、これらの信号が合成回路（１８
）に供給されて、例えばＮＴＳＣ方式のコンポジット規
格のディジタルビデオ信号が端子（１９）に取出される
。
号（〔Ｙ〕、（Ｒ−Ｙｌ、（Ｂ４））の信号がマトリッ
クス回路（１７）に供給されて輝度信号（Ｙ）及び＋１
０軸の信号が形成され、これらの信号が合成回路（１８
）に供給されて、例えばＮＴＳＣ方式のコンポジット規
格のディジタルビデオ信号が端子（１９）に取出される
。
ここで上述の装置において、データラッチ、乗算器、Ｒ
ＯＭ及び加算器にてオーバーサンプリングとディジタル
フィルタリングによるレート変換及びサンプリング位相
のシフトが行われる。
ＯＭ及び加算器にてオーバーサンプリングとディジタル
フィルタリングによるレート変換及びサンプリング位相
のシフトが行われる。
すなわち第２図は例えば４：５のレート変換を行う場合
で、ここでｆ□でサンプリングされたディジタル信号を
５倍のオーバーサンプリングすると、その周波数スペク
トラムは同図へに示すようになる。この信号に対してデ
ィジタルフィルタにて同図Ｂに示すようにｒｓ＋〜４ｆ
０の成分を除去し、この信号をＩ’ｔｚのタイミングで
サンプリングすると、同図Ｃに示すような周波数スペク
トラムとなって、ｆ５□にレート変換されたディジタル
信号が取出される。このようにしてレート変換が行われ
、この場合にディジタル信号の特質を残したままで同図
りに示すように一旦アナログ信号に戻して変換したのと
全く等しい変換を行うことができる。
で、ここでｆ□でサンプリングされたディジタル信号を
５倍のオーバーサンプリングすると、その周波数スペク
トラムは同図へに示すようになる。この信号に対してデ
ィジタルフィルタにて同図Ｂに示すようにｒｓ＋〜４ｆ
０の成分を除去し、この信号をＩ’ｔｚのタイミングで
サンプリングすると、同図Ｃに示すような周波数スペク
トラムとなって、ｆ５□にレート変換されたディジタル
信号が取出される。このようにしてレート変換が行われ
、この場合にディジタル信号の特質を残したままで同図
りに示すように一旦アナログ信号に戻して変換したのと
全く等しい変換を行うことができる。
そこで上述の装置の場合には、コンポーネント規格のサ
ンプリングレートが１３．５Ｍ１ｌｚに対して、ＮＴＳ
Ｃ方式のコンポジ、ト規格のサンプリングレート（４倍
の色副搬送波）は１４．３Ｍ１ｉｚであり、このレート
変換は３３ ： ３５である。従って基本的には第３図
Ａに示すように３５倍のオーバーサンプリングに相当す
る遅延要素Ｔが多数縦続に接続され、入力端子からの信
号が順次遅延されると共に、これらの遅延要素Ｔの出力
がｆｌｌｓ〜３４・ｆｌｌｓの成分を除去するディジタ
ルフィルタを構成する係数ａＩ ＋ ３２ ”！Ｓ
ｒ ｂＩ −ｂ２ ”’の加重回路を通じて加算回路
に供給される。そしてこの加算回路から１４．３Ｍｆｌ
ｚのサンプリングレートで信号を取出すことによってレ
ート変換を行うことができる。
ンプリングレートが１３．５Ｍ１ｌｚに対して、ＮＴＳ
Ｃ方式のコンポジ、ト規格のサンプリングレート（４倍
の色副搬送波）は１４．３Ｍ１ｉｚであり、このレート
変換は３３ ： ３５である。従って基本的には第３図
Ａに示すように３５倍のオーバーサンプリングに相当す
る遅延要素Ｔが多数縦続に接続され、入力端子からの信
号が順次遅延されると共に、これらの遅延要素Ｔの出力
がｆｌｌｓ〜３４・ｆｌｌｓの成分を除去するディジタ
ルフィルタを構成する係数ａＩ ＋ ３２ ”！Ｓ
ｒ ｂＩ −ｂ２ ”’の加重回路を通じて加算回路
に供給される。そしてこの加算回路から１４．３Ｍｆｌ
ｚのサンプリングレートで信号を取出すことによってレ
ート変換を行うことができる。
ところがこの場合に、上述のように例えば３５倍のオー
バーサンプリングされた信号は図の上側に示すように３
５サンプルごとに信号Ｄｏ 、ＤＩ、・・・が存在する
ものの、その間には“０”が内挿されている。そしてこ
の信号り。、Ｄｌ、・・・がオーバーサンプリングの周
期ごとに順次転送されているものである。そこで同図Ｂ
に示すように信号Ｄｏ。
バーサンプリングされた信号は図の上側に示すように３
５サンプルごとに信号Ｄｏ 、ＤＩ、・・・が存在する
ものの、その間には“０”が内挿されている。そしてこ
の信号り。、Ｄｌ、・・・がオーバーサンプリングの周
期ごとに順次転送されているものである。そこで同図Ｂ
に示すように信号Ｄｏ。
Ｄｌ・・・をデークラッチに保持すると共に、信号の間
隔に相当する係数ａ１〜ａ３Ｓ＋ ｂｌ 〜ｂ３．・
・・をそれぞれｌｌ０Ｍに書込み、このｌ１Ｏ−のアド
レスを順次選択し、選択されたアドレスの係数とデータ
ラッチからの信号とを乗算して加算することによって、
上述と同様のオーバーサンプリング及びディジタルフィ
ルタリングを行うことができる。
隔に相当する係数ａ１〜ａ３Ｓ＋ ｂｌ 〜ｂ３．・
・・をそれぞれｌｌ０Ｍに書込み、このｌ１Ｏ−のアド
レスを順次選択し、選択されたアドレスの係数とデータ
ラッチからの信号とを乗算して加算することによって、
上述と同様のオーバーサンプリング及びディジタルフィ
ルタリングを行うことができる。
そしてさらに上述の装置においては、Ｒ−Ｙ／Ｂ−Ｙ軸
とＩ／Ｑ軸の間に色副搬送波で３３度のオフセットが有
る。
とＩ／Ｑ軸の間に色副搬送波で３３度のオフセットが有
る。
ずなわらこのオフセットは、
であり、色副搬送波の１波長を１２０等分した１１離れ
た点に相当し、さらに４倍の色副搬送波では１波長を３
０等分してＩＩＭれた点に相当する。
た点に相当し、さらに４倍の色副搬送波では１波長を３
０等分してＩＩＭれた点に相当する。
これに対して上述の回路では４倍の色副搬送波を３３等
分した信号が形成されている。そこで１１
Ｎ を満足する整数を求めると、Ｎ−１２において、−＝
０．３６ 一□ ＝ ０．３６ となり、誤差約−の点を得ることができる。
分した信号が形成されている。そこで１１
Ｎ を満足する整数を求めると、Ｎ−１２において、−＝
０．３６ 一□ ＝ ０．３６ となり、誤差約−の点を得ることができる。
なおこの誤差は
１４．３ （ＭＨｚ ） ３０ １００で実用上
充分な値である。
充分な値である。
そこで上述の装置において、水平同期信号の後の最初の
４倍の色副搬送波のサンプリングのタイミングで、ＲＯ
Ｍ（６ａ） （ｌｌａ） （１５ａ） −の１２番目の
アドレス（係数ａｌｌ ｂ、□＋ｃｌ□・・・）を選
択し、以後順次サンプリングのタイミングごとに３３離
れたアドレス（アドレスは１〜３５なので、−２＃れた
アドレスと等しい）を選択して演算を行うことによって
、レート変換と共にサンプリング位ト［１のソフトされ
た信号が取出される。
４倍の色副搬送波のサンプリングのタイミングで、ＲＯ
Ｍ（６ａ） （ｌｌａ） （１５ａ） −の１２番目の
アドレス（係数ａｌｌ ｂ、□＋ｃｌ□・・・）を選
択し、以後順次サンプリングのタイミングごとに３３離
れたアドレス（アドレスは１〜３５なので、−２＃れた
アドレスと等しい）を選択して演算を行うことによって
、レート変換と共にサンプリング位ト［１のソフトされ
た信号が取出される。
こうして上述の装置によれば、ディジタルビデオ信号の
変換の際のサンプリングレートの変換とサンプリング位
相のシフトを同時に行うことができるので、簡単な構成
で良好な変換を行うことができる。
変換の際のサンプリングレートの変換とサンプリング位
相のシフトを同時に行うことができるので、簡単な構成
で良好な変換を行うことができる。
なおＮＴＳＣ方式のコンポジット規格のディジタルビデ
オ信号からコンポーネント規格に変換する場合には、上
述の装置を逆に設けて行うことができる。すなわち供給
されたコンポジット信号を分離回路で輝度信号（Ｙ）及
びＩ／Ｑ軸の信号とし、これらの信号をマトリックス回
路に供給して揮度１δ号（Ｙｌ及び２色差信号（Ｒ−Ｙ
） 、 ＣＢ−Ｙ）にする、そしてこれらの信号をデ
ータラッチ、乗算器、ＲＯＭ及び加算器の回路に供給し
て、レート変換及びサンプリング軸のシフトを行って、
コンポーネント規格のディジタルビデオ信号を形成する
ことができる。
オ信号からコンポーネント規格に変換する場合には、上
述の装置を逆に設けて行うことができる。すなわち供給
されたコンポジット信号を分離回路で輝度信号（Ｙ）及
びＩ／Ｑ軸の信号とし、これらの信号をマトリックス回
路に供給して揮度１δ号（Ｙｌ及び２色差信号（Ｒ−Ｙ
） 、 ＣＢ−Ｙ）にする、そしてこれらの信号をデ
ータラッチ、乗算器、ＲＯＭ及び加算器の回路に供給し
て、レート変換及びサンプリング軸のシフトを行って、
コンポーネント規格のディジタルビデオ信号を形成する
ことができる。
さらにＰＡＬ方式のコンポジット規格のディジタルビデ
オ信号に対しては、ＰＡＬ方式の４倍の色副搬送波の周
波数が約１７．７３ ＭＨｚであり、また色副搬送波に
２５ Ｉｌｚのオフセットがあるために華純なレート変
換の比を得ることができないが、例えば１３．５ＭＨｚ
のサンプリング間隔を２５６等分してその１９５点毎及
び必要に応じて１９４点毎を取出すことによってレート
変換を行うことができる。
オ信号に対しては、ＰＡＬ方式の４倍の色副搬送波の周
波数が約１７．７３ ＭＨｚであり、また色副搬送波に
２５ Ｉｌｚのオフセットがあるために華純なレート変
換の比を得ることができないが、例えば１３．５ＭＨｚ
のサンプリング間隔を２５６等分してその１９５点毎及
び必要に応じて１９４点毎を取出すことによってレート
変換を行うことができる。
そしてＰＡＬ方式の場合のバースト軸とＲ−Ｙ／Ｂ−Ｙ
軸の間には１３５度のオフセットがあり、であることか
ら、４倍の色副搬送波の１波長を２等分して３離れた点
にシフトすればよく、）：述のように２５６等分してい
る場合には充分近い値を容易に得ることができる。
軸の間には１３５度のオフセットがあり、であることか
ら、４倍の色副搬送波の１波長を２等分して３離れた点
にシフトすればよく、）：述のように２５６等分してい
る場合には充分近い値を容易に得ることができる。
なお上述のように２５６等分していてもその全ての点で
演算を行う必要はな（、ＲＯＭにそれに相当する係数が
設けられていれば、演算は各出力タイミング毎に行えば
よい。
演算を行う必要はな（、ＲＯＭにそれに相当する係数が
設けられていれば、演算は各出力タイミング毎に行えば
よい。
さらにいわゆるＰＡＬ−Ｍ方式のコンポジット規格に対
しても、ＰＡＬ方式と同様に変換を行うことができる。
しても、ＰＡＬ方式と同様に変換を行うことができる。
またＰＡＬ、 ＰＡＬ−Ｍ方式においても逆変換は同様
に行うことができる。
に行うことができる。
さらに上述の装置は、Ｒ／Ｇ／Ｂ 、 Ｙ／Ｒ−Ｙ／
Ｂ−Ｙ、Ｙ／Ｉ１０ 、Ｙ／Ｕ／Ｖ等の各軸の間でのシ
フトにも通用することができる。
Ｂ−Ｙ、Ｙ／Ｉ１０ 、Ｙ／Ｕ／Ｖ等の各軸の間でのシ
フトにも通用することができる。
この発明によれば、ディジタルビデオ信号の変換の際の
サンプリングレートの変換とサンプリング位相のシフト
を同時に行うことができるので、前車な構成で良好な変
換を行うことができるようになった。
サンプリングレートの変換とサンプリング位相のシフト
を同時に行うことができるので、前車な構成で良好な変
換を行うことができるようになった。
第１図は本発明の一例の構成図、第２図、第３図はレー
ト変換の説明のための図である。 ＋１１４２１ ＋３１は入力端子、（４１（９１（１３
）はデータラッチ、（５１（１０） （１５）は乗算器
、＋６１（１１）（１５）は１１０Ｍ 、（７］はアド
レス端子、（８１（１２） （１６）は加算器、（１７
）はマトリックス回路、（１８）は合成回路、（１９）
は出力端子である。
ト変換の説明のための図である。 ＋１１４２１ ＋３１は入力端子、（４１（９１（１３
）はデータラッチ、（５１（１０） （１５）は乗算器
、＋６１（１１）（１５）は１１０Ｍ 、（７］はアド
レス端子、（８１（１２） （１６）は加算器、（１７
）はマトリックス回路、（１８）は合成回路、（１９）
は出力端子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 一の規格のディジタルビデオ信号を所定のオーバーサン
プリングにてディジタルフィルタに供給して他の規格の
ディジタルビデオ信号を形成するに当り、 上記ディジタルフィルタの信号抽出の位相をシフトして
上記一及び他の規格の間のサンプリング位相の変化を補
正するようにしたレート変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63143408A JP2687444B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | レート変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63143408A JP2687444B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | レート変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01311787A true JPH01311787A (ja) | 1989-12-15 |
| JP2687444B2 JP2687444B2 (ja) | 1997-12-08 |
Family
ID=15338078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63143408A Expired - Lifetime JP2687444B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | レート変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2687444B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014179792A (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号処理装置、及び信号処理方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6448512A (en) * | 1987-08-18 | 1989-02-23 | Nec Corp | Sample rate converter |
| JPS6477326A (en) * | 1987-09-18 | 1989-03-23 | Toshiba Corp | Sample rate converting circuit |
-
1988
- 1988-06-10 JP JP63143408A patent/JP2687444B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6448512A (en) * | 1987-08-18 | 1989-02-23 | Nec Corp | Sample rate converter |
| JPS6477326A (en) * | 1987-09-18 | 1989-03-23 | Toshiba Corp | Sample rate converting circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014179792A (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号処理装置、及び信号処理方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2687444B2 (ja) | 1997-12-08 |
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