JPH0130085B2

JPH0130085B2 -

Info

Publication number: JPH0130085B2
Application number: JP56053716A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Azegami
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1981-04-09
Filing date: 1981-04-09
Publication date: 1989-06-16
Also published as: JPS57168398A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、圧力、張力等の物理量変化に基ずく
物理的変位を、電気信号へ変換する容量式変位変
換装置に関するものである。

かかる変位変換装置は、各種プロセスの流量ま
たは圧力等を容量式センサによつて検出し、電気
信号へ変換のうえ、遠隔の受信部等へ検出結果を
伝送する場合等に用いられる。ところで、一般に
使用されている容量式センサには、固定電極と可
動電極との間に介在する不変成分としての分布容
量および、固定電極ならびに可動電極とケースと
の間に介在する分布容量が存在し、これらの分布
容量により変換特性が非直線的となる問題を生じ
ている。

そこで、この発明の出願人は、先にこの分布容
量が変換特性に与える影響を除去することができ
る「容量式変位変換装置」（特願昭55−101699号）
を出願している。以下、まずこの「容量式変位変
換装置」について説明する。

第１図はこの「容量式変位変換装置」において
用いられる差動容量形センサの概念図であり、固
定電極SP₁，SP₂間に設けた可動電極MPが、検
出すべき物理的変位に応じた機械的変位にしたが
つて固定電極SP₁，SP₂間を移動するため、これ
らによつて形成される第１および第２静電容量
C₁，C₂が差動的に変化するものとなつている。

第２図は、分布容量の存在を考慮した第１図の
等価回路であり、固定電極SP₁，SP₂とケースと
の間の分布容量C_SG1，C_SG2が端子Ａ，Ｂとアース
との間に介在すると共に、可動電極MPとアース
との間の分布容量C_SG0が端子Ｃとアースとの間に
介在する一方、端子Ａ−ＣおよびＢ−Ｃ間には第
１および第２静電容量C₁，C₂と並列な分布容量
C_SP1，C_SP2が存在するものとなつている。

第３図は、差動容量式センサの一例を示す断面
図であり、ケースＦ中にリード線Ｌによつて支持
された固定電極SP₁，SP₂が設けてあると共に、
ガラス等の絶縁性封止材Ｉによつて基部が固定さ
れた可撓性の可動電極MPが設けてあり、その先
端部に印加される機械的変位力Ｐによつて可動電
極MPがたわむことにより、差動容量形センサを
構成する第１および第２静電容量C₁，C₂が差動
的に変化する。

なお、この場合には、リード線Ｌの端部Ltと
可動電極MPの基部との間に不変静電容量が形成
され、これが第２図の分布容量C_SP1，C_SP2に相当
するものとなつている。

第４図は、この先願による「容量式変位変換装
置」の第１の実施例を示すブロツク図であり、端
子Ａ〜Ｃには第２図および第３図の端子Ａ〜Ｃが
接続されるものとなつており、まず、分布容量
C_SP1〜C_SP2を無視のうえ動作の説明を行なう。

すなわち、第１および第２静電容量C₁，C₂へ
端子Ａ，Ｂを介して各個に出力が接続されている
反転出力の第１および第２ゲートG_2A，G_2B中の
G_2Aが出力Ａを“Ｈ”とし、電圧＋Ｅを生じてい
るときには、その立上りにより第１静電容量C₁
と分布容量C_SG0とが直列に充電され、第１および
第２静電容量C₁，C₂の共通接続点すなわち端子
Ｃの電圧が急激に一定電圧へ達し、第５図Ｂのと
おりほぼ垂直に立上る。

なお、このとき充電の行なわれる等価回路は第
６図のとおりになるが、第１ゲートG_2Aの出力イ
ンピーダンスが極めて小さい分布容量C_SG1の存在
が無関係になると共に、分布容量C_SG0と並列に第
２静電容量C₂が挿入された形となつており、端
子Ｃの最大電圧は、第１静電容量C₁と分布容量
C_SG0および第２静電容量C₂とのインピーダンス比
によつて決定される。

また、このとき、端子Ｃに入力の接続されたイ
ンバータG₁の出力Ｃは“Ｌ”になつていると共
に、インバータG₁の入出力間に定値電流制限回
路CCが接続されているため、分布容量C_SG0およ
び第２静電容量C₂の充電電荷は定値電流制限回
路CCおよびインバータG₁の出力インピーダンス
を介して直ちに放電を開始するが、この放電電流
は定値電流制限回路CCにより一定電流値に規制
されることにより、直線的に出力Ｂが低下する。

なお、このときには、未だ出力Ａが“Ｈ”であ
り、（第５図参照）、第１静電容量C₁の充電電流
も定値電流制回路CCを通ずるため、定値電流制
限回路CCを通ずる電流に着目して考察すれば、
このときの等価回路は第７図のとおりになる。

出力Ｂが、インバータG₁の出力が反転するし
きい値V_THまで低下すると、インバータG₁の出力
Ｃが“Ｈ”へ転じ、これによつて第１ゲートG_2A
の出力Ａは“Ｌ”となるため、分布容量C_SG0およ
び第２静電容量C₂の残留電荷が第１静電容量C₁
を介して急速に放電し、出力Ｂが垂直に低下した
後、出力Ｃの“Ｈ”により、定値電流制限回路
CCを経て定電流によつて分布容量C_SG0および第
２静電容量C₂が充電されるものとなり、出力Ｂ
が直線的に上昇する。

出力Ｂがしきい値V_THに達すると、インバータ
G₁の出力Ｃが“Ｌ”へ転じ（第５図参照）、これ
によつて第１ゲートG_2Aの出力Ａは“Ｈ”となる
ため、再び第１インバータG_2Aからの充電が行な
われ、以下、上記の動作を反復する。

一方、インバータG₁の出力ＣはカウンタCTに
よつてカウントされており、一定数のカウントが
行なわれるとカウント出力ｎが“Ｈ”から“Ｌ”
へ転じ、再び一定数のカウントを行なうまでこの
状態を維持するため、これがインバータG₂を介
して第２ゲートG_2Bへ与えられることにより、第
２ゲートG_2Bがオンになると共に第１ゲートG_2A
はオフになり、今度は端子Ｂ−Ｃ間において上述
と同様の充放電が反復して行なわれ、カウント出
力ｎが再び“Ｈ”に転ずれば、第１ゲートG_2Aが
オン、第２ゲートG_2Bがオフとなつて、端子Ａ−
Ｃ間の充放電が行なわれる。

したがつて、第１および第２ゲートG_2A，G_2B
が交互にオンとなり、これに伴なつて端子Ａ−Ｃ
間およびＢ−Ｃ間の充放電動作が反復される。

この場合の第１ゲート、第２ゲートは、増幅手
段の同相出力を帰還手段を介して選択的に第１、
第２の静電容量の一端へ接続する切換え手段を形
成している。従つてG₁として非反転増幅器を用
いた場合は、第１、第２ゲートで形成される切換
手段は単純な切換えスイツチ回路で実現すること
も可能である。

第８図はこのような概念を示す実施例であり、
SWがカウンタCTの出力で制御される切換えス
イツチを示す。

ここで、しきい値V_THを基準として分布容量
C_SG0の端子電圧変化e₁は、第６図の関係から分布
容量C_SG0と第２静電容量C₂との合成容量をCtとす
れば、次式によつて示される。

e₁＝C₁／C₁＋Ct・Ｅ ………(1) また、端子電圧変化e₁がしきい値V_THまで減少
するのに必要とする時間t₁は、定値電流制限回路
CCによつて規制される一定値の放電電流をｉと
すれば、第７図の関係から次式のものとする。

ｉ・t₁＝e₁（C₁＋Ct） ………(2) (1)、(2)式からt₁を求めると、 t₁＝C₁・Ｅ／ｉ ………(3) なお、充放電が反復される中に分布容量C_SG0に
は、しきい値V_THに応じて蓄えられた電荷を中心
として充放電が行なわれるため、充電側の端子電
圧変化e₁と放電側の端子電圧変化e₂とは等しくな
り、この端子電圧変化e₂分の充電を定値電流制限
回路CCによる一定値の電流ｉによつて行なうこ
とにより、充電所要時間t₂もt₁と等しくなつて次
式が成立する。

t₁＝t₂ ………(4) これらの関係は、端子Ｂ−Ｃ間の充放電におい
ても同様であり、この場合には、第６図、第７図
の第１静電容量C₁と第２静電容量C₂とを入替え
た状態となり、(3)式は次式のものとなる。

t₁＝C₂・Ｅ／ｉ ………(5) したがつて、カウンタCTのカウント出力ｎか
ら得られるパルス信号の“Ｈ”期間は第１静電容
量C₁に、“Ｌ”期間は第２静電容量C₂に対応した
ものとなり、これを抵抗器R₃とコンデンサC₃と
の積分回路により平均化すれば、パルス信号のデ
ユーテイ比が求められるため、C₁／（C₁＋C₂）
の演算結果となり、これが変換出力E₀としての
電気信号になる。

第９図および第１０図は、分布容量C_SP1，C_SP2
の存在を考慮した場合の第６図および第７図と同
様な等価回路であり、第６図および第７図につ
き、(1)〜(3)式と同様に考察すれば次式が得られ
る。

e₁＝（C₁＋C_SP1）Ｅ／C₁＋C_SP1＋C_SG0＋C₂＋Cc_P ＋C_CP・（−Ｅ）／C₁＋C_SP1＋C_SG0＋C₂＋C_CP………(6
) ｉ・t₁＝e₁（C_CP＋C_SP1＋C₁＋C₂＋C_SG0） ………(7) ただし、C_CPは第４図において定値電流制限回
路CCと並列に接続した補償用コンデンサであり、
これを分布容量C_SP1と等しい容量値とすれば、第
９図の充電状態において分布容量C_SP1に対する補
償充電が補償用コンデンサC_CPによつて行なわれ
るため、出力Ｃに与える分布容量C_SP1の影響が排
除される。

したがつて(6)、(7)式から次式が成立する。

t₁＝（C₁＋C_SP1−C_CP）Ｅ／ｉ ………(8) ここで、C_SP1＝C_CPのため、(8)式は、 t₁＝C₁・Ｅ／ｉ ………(9) となり、(3)、(5)式と同様の結果が得られる。

なお、センサの構造上、C_SP1≒C_SP2の関係が得
られるため、同一の補償用コンデンサC_CPにより
目的を達することができる。

すなわち、分布容量C_SG1，C_SG2，C_SG0等の影響
が完全に排除されると共に、補償用コンデンサ
C_CPを付加すれば分布容量C_SP1，C_SP2の影響も排除
されるため、簡単な回路構成により分布容量
C_SG1，C_SG2，C_SG0，C_SP1，C_SP2等の影響が無い直線
的な変換特性を得ることができる。

なお、上記実施例において、検出すべき物理的
変位に応じて容量が変化する単一容量形センサ
を、第１および第２の静電容量C₁，C₂のいずれ
か一方として用い、他方に固定の基準静電容量を
用いても同様の目的を達成することができる。

次に、この先願になる「容量式変位変換装置」
の第２の実施例について説明する。第１１図は、
この第２の実施例の構成を示す回路図であり、差
動容量形センサDS乃至抵抗器R_3A，R_3Bおよびコ
ンデンサC_3A，C_3Bによる積分回路は第４図と同様
であるが、定値電流制限回路CCとして具体的回
路構成が示されている。

また、積分回路の出力は、差動増幅器Ａを主体
とする２線式の出力部OTへ与えられており、差
動増幅器Ａによつて、反転入力へ与えられた積分
回路の出力電圧と、抵抗器R₄，R₅および抵抗器
R₆を介したポテンシヨメータRV₁により設定さ
れる非反転入力の基準電圧との差が増幅され、こ
の出力によつてFET（電界効果トランジスタ）・
Q₇を制御し、２線式線路が接続される線路端子
LT₁，LT₂間の電流値を決定している。

ただし、FET・Q₇および定電圧ダイオードZD
を通ずる電流は、帰還用のポテンシヨメータRV₂
にも通じ、これに生ずる電圧を負帰還として抵抗
器R₅を介したうえ、差動増幅器Ａの非反転入力
へ与えているため、同増幅器Ａの両入力間電圧が
ほぼ零となる点で、線路端子LT₁，LT₂間の電流
が平衡し、これによつて線路端子LT₁，LT₂間の
電流値が安定化される。

なお、線路端子LT₁，LT₂には、２線式線路を
介し、受信部からの電源電圧が印加されており、
これを定電圧ダイオードZDによつて安定化のう
え、各部の電源電圧V_DDとして供給している。

このほか、線路端子LT₁，LT₂間の線路電流
は、工業計測の分野で規定されている変化範囲４
〜20ｍＡの統一信号となつており、差動容量形セ
ンサDSの平衡状態で線路電流が４ｍＡの基準電
流となる様ポテンシヨメータRV₁によつて調整さ
れると共に、変化範囲はポテンシヨメータRV₂に
より調整されるが、抵抗器R₄〜R₆による加算回
路を介して、各ポテンシヨメータRV₁，RV₂から
の電圧が差動増幅器Ａへ与えられるため、基準電
流と変化範囲との調整が相互の干渉なしに行なわ
れる。

以上が、この発明の出願人の先願になる「容量
式変位変換装置」の詳細である。

ところで、上述した「容量式変位変換装置」は
未だ次の様な欠点を有している。すなわち、第４
図あるいは第１１図におけるゲートG_2A，G_2Bに
は、信号の伝播遅れが必ず存在する。このため、
分布容量補償用コンデンサC_CPを挿入した場合、
静電容量C₁，C₂の経路からの正帰還と、コンデ
ンサC_CPによる負帰還とがインバータG₁の入力端
で重ね合わされ、この結果、インバータG₁の出
力端に第１２図に示すような波形歪が発生し、カ
ウンタCTに誤計数を生じさせる。

この発明は以上の事情に鑑み、分布容量補償用
コンデンサC_CPを用いることなく、静電容量C₁，
C₂に並列に存在する分布容量の影響を除去する
ことができる容量式変位変換装置を提供するもの
で、インバータ（増幅器）G₁として２入力の増
幅器を用い、また、この増幅器へ供給するしきい
値を半サイクル毎に変化させ、もつて分布容量の
影響を除去するようにしたものである。

以下、図面に基づいてこの発明の実施例を詳細
に説明する。

第１３図はこの発明の第１の実施例を示す回路
図であり、この図において第１１図の各部に対応
する部分には同一の符号を付しその説明を省略す
る。この図に示す回路が第１１図に示す回路と異
なる点は、差動容量形センサDSの端子Ｃに得ら
れる信号（信号Ｂ）が２入力の増幅器（例えば、
演算増幅器）OPの反転入力端へ供給され、増幅
器OPの出力ＣがカウンタCTのクロツク端子に供
給されると共に、増幅器OPの出力を反転するイ
ンバータ（反転回路）G₄の入力端へ供給され、
インバータG₄の出力端および増幅器OPの出力端
間に抵抗R_SS1，R_SS2が直列に介挿され、そして、
抵抗R_SS1およびR_SS2の接続点に得られる信号Ｄが
しきい値として増幅器OPの非反転入力端へ供給
されていることである。なお、以上の構成におい
て、抵抗R_SS1，R_SS2およびインバータG₄がしきい
値回路SCを構成している。また、インバータG₄
の出力Ｅは、ゲートG_2Aが選択されている場合に
おいては、このゲートG_2Aの出力Ａと略同一信号
となる。この理由は次の通りである。ゲートG_2A
が選択されている場合、すなわち、カウンタCT
の出力が“１”（Ｈレベル）でゲートG₂Aの第２
入力端へ“１”が印加されている場合は、ゲート
G_2Aが単なるインバータとなる。この場合、ゲー
トG₂Aの出力Ａは増幅器OPの出力を反転した信
号（増幅器OPの出力の逆相信号）となる。一方、
インバータG₄の出力Ｅは増幅器OPの出力を反転
した信号である。したがつて、インバータG₄の
出力ＥとゲートG_2Aの出力Ａは、ゲートG_2Aが選
択されている場合、共に増幅器OPの反転信号と
なり、したがつてほぼ同一の信号となる。また、
信号Ｂは増幅器OPの反転入力端（−）へ供給さ
れている。したがつて、信号Ｂがしきい値Ｄより
大の時は増幅器OPの出力Ｃが０レベルとなり、
小の時は増幅器OPの出力Ｃが電源電圧Ｅとなる。
すなわち、増幅器OPの出力Ｃは信号Ｂに対し逆
相となる。また、上述したゲートG_2Aが選択され
ている場合、ゲートG_2Aの出力Ａは増幅器OPの
出力Ｃの逆相信号となる。

次に、第１３図に示す回路の動作について説明
する。まず、この回路の基本的動作は第１１図に
示す回路の動作と同じである。ただし、異なる点
は、増幅器OPへ供給されるしきい値（信号Ｄ）
が抵抗R_SS1，R_SS2の値の選びかたによつて発振周
期の半サイクル毎に変化することである。

以下、まず、R_SS1＝R_SS2の場合から説明する。
この場合、増幅器ODの出力Ｃが電源電圧Ｅにあ
り、インバータＧの出力Ｅが０レベルにある時、
あるいはその逆の時のいずれの時においても、信
号Ｄは、Ｄ＝Ｅ／２であり、したがつて、この場
合の第１３図の回路動作は第１１図の回路動作と
全く同じになる。そして、この場合のインバータ
G_2Aの出力Ａ、増幅器OPの反転入力端の信号Ｂ、
増幅器OPの出力Ｃは各々第５図に示す通りとな
る。また、この場合の発振周期Ｔは前記第(3)式か
ら、Ｔ＝2t₁＝2C₁E／ｉ ………(10) なる式により与えられる。

次に、R_SS1＞R_SS2の場合について説明する。こ
の場合、第１４図に示すように、出力Ａ（すなわ
ち、出力Ｅ）が電圧Ｅにあり、出力Ｃが０レベル
にある時は、同図に示すように信号ＤがＥ／２よ
り大となり、この結果、直線的に減少する信号Ｂ
が電圧Ｅ／２に達する以前の時点で増幅器OPが
反転する（第１４図Ｄに示す時刻t_a）。また、出
力Ａが０レベルにあり、出力Ｃが電圧Ｅにある時
は、直線的に上昇する信号Ｂが電圧Ｅ／２に達す
る以前の時点で増幅器OPが反転する（時刻t_b）。
以上の結果、R_SS1＞R_SS2の場合はR_SS1＝R_SS2の場
合に比較し発振周期Ｔが小となる。

ここで、第１４図に示す信号Ｂの電圧変化e₁は
前述した第(1)式において述べたように、 e₁＝C₁／C₁＋C₂・Ｅ ……(11) となる（但し、分布容量C_SG0は無視する。）また
信号Ｄの振幅を第１４図Ｄに示すようにe_yとすれ
ば、前述した第(2)式は、ｉ・t₁＝（e₁−e_y）（C₁＋C₂） ………(12) となる。したがつて、上記(11)式を(12)式に代入し、
整理すれば、 t₁＝（EC／ｉ）−e_y（C₁＋C₂）／ｉ ………（13）なる式が得られる。この（13）式からR_SS1＞R_SS2
の場合の発振周期Ｔは、Ｔ＝2t₁＝（2EC₁／ｉ）−2e_y（C₁＋C₂）／ｉ
………（14）として求められる。この（14）式において、e_y
は、抵抗R_SS1，R_SS2の値によつて決まる一定値で
あり、（C₁＋C₂）はセンサとして差動容量形セン
サDSを用いていることから一定値となり、また、
ｉは定値電流制限回路CCの電流で、一定値であ
る。したがつて、第（14）式の右辺第２項は常に
一定値となり、R_SS1＞R_SS2の場合の発振周期Ｔ
は、前述したR_SS1＝R_SS2の場合の発振周期Ｔ（第
(10)式参照）より2e_y（C₁＋C₂）／ｉだけ小となる。

ところで、静電容量C₁に並列に分布容量C_SP1が
存在する場合について考察すると、前述した第(10)
式は、Ｔ＝２（C₁＋C_SP1）（Ｅ／ｉ）＝2C₁（Ｅ／ｉ）＋2C_SP1（Ｅ／ｉ） ………（15）となり、発振周期Ｔが本来の（設計上の）の発振
周期より2C_SP1（Ｅ／ｉ）だけ大となる。そこで、
抵抗R_SS1，R_SS2の各値をR_SS1＞R_SS2の条件の下に
調整し、2C_SP1（Ｅ／ｉ）を相殺すれば、分布容量
C_SP1の影響を完全に除去することができる。

なお、R_SS1＜R_SS2の場合は、R_SS1＝R_SS2の場合
より発振周期Ｔが大となり、したがつて、分布容
量C_SP1の影響を除去する作用は全くない。参考ま
でに、この場合の信号Ａ〜Ｄの各々の波形を第１
５図に示す。また、この場合の発振周期Ｔは、Ｔ＝（2EC₁／ｉ）＋2e_y（C₁＋C₂）／ｉ
………（16）となる。

第１６図はこの発明の第２の実施例を示す回路
図であり、この図に示す回路が第８図に示す回路
と異なる点は、第８図における増幅器G₁の代わ
りに、反転・非反転両入力端を有する増幅器OP
が用いられていること、および増幅器OPの反転
入力端に、インバータG₂の入出力端間電圧を直
列接続された抵抗R_SS1およびR_SS2によつて分圧し
た信号Ｄがしきい値として供給されていることで
ある。なお、上述した抵抗R_SS1およびR_SS2の直列
回路がしきい値回路SCを構成している。また、
第１６図に示す増幅器OPの出力Ａは同図に示す
信号Ｂの同相の信号となる。すなわち、信号Ｂが
しきい値Ｄより小の時は、増幅器OPの出力Ａが
０レベルとなり、大の時は増幅器OPの出力Ａが
電源電圧Ｅとなる。

この図に示す回路において、R_SS1＝R_SS2、R_SS1
＜R_SS2、R_SS1＞R_SS2の各場合における信号Ｂおよ
びＤは各々第１７図イ〜ハに示すものとなり、
R_SS1＜R_SS2の場合に、前述した場合と同様に分布
容量C_SP1およびC_SP2の補償が可能となる。

なお、上述した第１、第２の実施例において、
信号Ｄは増幅器OPが反転する直前の値のみ意味
をもつものである。したがつて、抵抗R_SS1，R_SS2
の接続点にコンデンサ等の遅れ要素を付加し、こ
れにより信号Ｄを第１８図に示すような波形とし
てもよい。この場合、増幅器OPが反転する際の
不安定状態を防止する効果が得られる。

また、前述した第１の実施例においては、信号
Ｄに生じるスパイク状の波形が、第２の実施例に
比較して反転しており、この方が望ましい。

以上説明したように、この発明によれば２入力
の増幅器に供給されるしきい値を発振周期の半サ
イクル毎に変化させるようにしたので、差動容量
形センサに並列に生じる分布容量を補償用コンデ
ンサを用いることなく除去することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は差動容量形センサの概念図、第２図は
同センサの等価回路、第３図は同センサの具体的
構成を示す断面図、第４図はこの発明の前提とな
る容量式変位変換装置の構成を示す回路図、第５
図は同容量式変位変換装置の動作を説明するため
の波形図、第６図、第７図は各々同容量式変位変
換装置における分布容量C_SG0、静電容量C₁，C₂の
充電時および放電時の等価回路、第８図は同容量
式変位変換装置の別の構成例を示す回路図、第９
図および第１０図は各々、第４図に示す容量式変
位変換装置において並列分布容量C_SP1を考慮した
場合の第６図よび第７図と同様な等価回路、第１
１図はこの発明の前提となる他の容量式変位変換
装置の構成を示す回路図、第１２図は第４図、第
８図または第１１図に示す容量式変位変換装置に
おいて、分布容量補償用コンデンサC_CPを挿入し
た場合のインバータG₁の出力波形を示す図、第
１３図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回
路図、第１４図は、同実施例において、抵抗
R_SS1，R_SS2間にR_SS1＞R_SS2なる関係がある場合の
回路各部の波形を示す波形図、第１５図は、同実
施例においてR_SS1＜R_SS2なる関係がある場合の回
路各部の波形を示す波形図、第１６図はこの発明
の第２の実施例の構成を示す回路図、第１７図イ
〜ロは各々、同実施例において、抵抗R_SS1，R_SS2
間にR_SS1＝R_SS2、R_SS1＜R_SS2、R_SS1＞R_SS2なる関係
がある場合の回路要部の波形を示す波形図、第１
８図は、第１３図あるいは第１６図における抵抗
R_SS1，R_SS2の接続点に遅延要素を挿入した場合の
信号Ｄの波形図である。 C₁……第１の静電容量、C₂……第２の静電容
量、OP……増幅器（増幅手段）、CC……定値電
流制限回路、CT……カウンタ、G_2A，G_2B……ゲ
ート（切換手段）、SC……しきい値回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１検出すべき物理的変化に応じて差動的に変化
し、夫々の一端が共通接続された第１および第２
静電容量と、上記共通接続点が第１の入力点に接
続された増幅手段と、上記第１の入力点の信号と
は逆相の上記増幅手段の出力と上記第１の入力点
間に接続された定値電流制限回路と、上記増幅手
段の出力信号を一定数カウントするカウンタと、
該カウンタのカウント出力に応じて上記第１の入
力点と同相の上記増幅手段の出力を帰還手段を介
して上記第１および第２の静電容量の夫々の他端
に選択的に接続する切換手段と、上記増幅手段の
第２の入力点へしきい値を供給するしきい値回路
とを具備してなり、上記しきい値回路は、上記増
幅手段の出力端と上記第２の入力点との間に介挿
された第１の抵抗と、上記第２の入力点と上記増
幅手段の出力を反転する反転回路の出力端との間
に介挿された第２の抵抗からなり、上記第１の抵
抗の値が第２の抵抗の値より大であることを特徴
とする容量式変位変換装置。