JPH01261909A - Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 - Google Patents
Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置Info
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- JPH01261909A JPH01261909A JP63090575A JP9057588A JPH01261909A JP H01261909 A JPH01261909 A JP H01261909A JP 63090575 A JP63090575 A JP 63090575A JP 9057588 A JP9057588 A JP 9057588A JP H01261909 A JPH01261909 A JP H01261909A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H7/00—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/131—Mathematical functions for musical analysis, processing, synthesis or composition
- G10H2250/165—Polynomials, i.e. musical processing based on the use of polynomials, e.g. distortion function for tube amplifier emulation, filter coefficient calculation, polynomial approximations of waveforms, physical modeling equation solutions
- G10H2250/195—Lagrange polynomials, e.g. for polynomial interpolation or cryptography
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/541—Details of musical waveform synthesis, i.e. audio waveshape processing from individual wavetable samples, independently of their origin or of the sound they represent
- G10H2250/545—Aliasing, i.e. preventing, eliminating or deliberately using aliasing noise, distortions or artifacts in sampled or synthesised waveforms, e.g. by band limiting, oversampling or undersampling, respectively
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- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＰＣＭにおけるアナログ信号合成装置、特に波
形メモリから多チャンネル分のＰＣＭデータを読み出し
てアナログ信号を合成するアナログ信号合成装置に関す
る。
形メモリから多チャンネル分のＰＣＭデータを読み出し
てアナログ信号を合成するアナログ信号合成装置に関す
る。
［従来の技術］
背景技術
Ｐ’ＣＭは、ノイズに対して非常に強く、隣接チャンネ
ルとの干渉にも強いなどの優れた特徴を有することから
、今日、例えばシンセサイザー、音楽用のコンパクトデ
ィスク装置、ＰＣＭ通信方式およびその他の用途に幅広
く用いられている。
ルとの干渉にも強いなどの優れた特徴を有することから
、今日、例えばシンセサイザー、音楽用のコンパクトデ
ィスク装置、ＰＣＭ通信方式およびその他の用途に幅広
く用いられている。
第８図には、ＰＣＭの原理が示されている。例えば、音
声などのアナログｆ、ｆｆｉ号をＰＣＭ信号に変換する
場合には、まず第８図（Ａ）に示すように、アナログ信
号１００を所定のサンプリング周波数で標本化し、第８
図（Ｂ）に示すようなＰＡＭ波を得る。そして、このよ
うなＰＡＭ波に量子化、符号化処理を施しＰＣＭデータ
を得る。
声などのアナログｆ、ｆｆｉ号をＰＣＭ信号に変換する
場合には、まず第８図（Ａ）に示すように、アナログ信
号１００を所定のサンプリング周波数で標本化し、第８
図（Ｂ）に示すようなＰＡＭ波を得る。そして、このよ
うなＰＡＭ波に量子化、符号化処理を施しＰＣＭデータ
を得る。
また、このようにして得られたＰＣＭデータをアナログ
信号に再変換する場合には、まずＰＣＭデータを復号化
し、第８図ＣＢ＞に示すようなＰＡＭ波を得る。そして
、これをローパスフィルタを通ずことにより、原アナロ
グ波形の信号波が再現される。
信号に再変換する場合には、まずＰＣＭデータを復号化
し、第８図ＣＢ＞に示すようなＰＡＭ波を得る。そして
、これをローパスフィルタを通ずことにより、原アナロ
グ波形の信号波が再現される。
ところで、アナログ信号をｆ８の周波数でサンプリング
すると、第９図に示すような波形スペクトラムとなる。
すると、第９図に示すような波形スペクトラムとなる。
ここにおいて、斜線部分は原アナログ信号のスペクトラ
ムである。また、このようなサンプリングを行うと、そ
のサンプリング周波数の整数倍、ずなわちｆ 、２ｆ
、３ｆ 、・・・Ｓ Ｓ Ｓ を中心に複数の折り返しノイズが発生する。この折り返
しノイズは、サンプリング周波数ｆ、か低いと、現信号
の波形スペクトラムと重なり合ってしまうため、原アナ
ログ信号を忠実に再生することが不可能となる。
ムである。また、このようなサンプリングを行うと、そ
のサンプリング周波数の整数倍、ずなわちｆ 、２ｆ
、３ｆ 、・・・Ｓ Ｓ Ｓ を中心に複数の折り返しノイズが発生する。この折り返
しノイズは、サンプリング周波数ｆ、か低いと、現信号
の波形スペクトラムと重なり合ってしまうため、原アナ
ログ信号を忠実に再生することが不可能となる。
しかし、サンプリング周波数ｆＳを高くすると、取扱う
データ量が増え、データ処理が極めてＳ雑なものとなっ
てしまう。
データ量が増え、データ処理が極めてＳ雑なものとなっ
てしまう。
従って、原アナログ信号を忠実に再生し、しかも取扱う
データ量を最小限に抑えるためには、折返しノイズが原
信号と混ざらない範囲で、サンプリング周波数をできる
だけ小さな値に設定してやることが必要とされる。
データ量を最小限に抑えるためには、折返しノイズが原
信号と混ざらない範囲で、サンプリング周波数をできる
だけ小さな値に設定してやることが必要とされる。
サンプリング定理によれば、原アナログ信号の波形スペ
クトラムと折り返しノイズとが混ざらないようにするた
めには、サンプリング周波数を原アナログ信号の最高の
周波数の２倍以上に設定すれば良いことが知られている
。従って、サンプリング周波数を、対象とするアナログ
信号の最高周波数の２倍に設定ずれは、取扱うデータ量
を最小限に抑え、原アナログ信号を忠実に再生すること
が可能となる。
クトラムと折り返しノイズとが混ざらないようにするた
めには、サンプリング周波数を原アナログ信号の最高の
周波数の２倍以上に設定すれば良いことが知られている
。従って、サンプリング周波数を、対象とするアナログ
信号の最高周波数の２倍に設定ずれは、取扱うデータ量
を最小限に抑え、原アナログ信号を忠実に再生すること
が可能となる。
従来技術
第１０図には、このようなＰＣＭ技術を利用した従来の
アナログ信号合成装置の一例が示されている。
アナログ信号合成装置の一例が示されている。
この従来装置は、複数のアナログ信号を、異なるサンプ
リング周波数でサンプリングされたＰＣＭデータとして
記憶した波形メモリ１０を含む。
リング周波数でサンプリングされたＰＣＭデータとして
記憶した波形メモリ１０を含む。
そして、この波形メモリ１０から、３チャンネル分のＰ
ＣＭデータを読み出してアナログ信号を合成出力するよ
う形成されている。
ＣＭデータを読み出してアナログ信号を合成出力するよ
う形成されている。
例えば、このアナログ信号合成装置を用いて、複数の楽
器の合成音を出力しようとする場合には、対象とする複
数種類の楽器、例えばギター、ドラム、ベースの各音声
アナログ信号を、その周波数に対応した周波数ｆｓ１、
ｆｓ２）ｆｓ３でサンプリンクされたＰＣＭデータとし
て波形メモリー０へ予め記憶する。
器の合成音を出力しようとする場合には、対象とする複
数種類の楽器、例えばギター、ドラム、ベースの各音声
アナログ信号を、その周波数に対応した周波数ｆｓ１、
ｆｓ２）ｆｓ３でサンプリンクされたＰＣＭデータとし
て波形メモリー０へ予め記憶する。
そして、この波形メモリー０からは、チャンネル−、チ
ャンネル２）チャンネル３を介して、サンプリング周波
数ｆＳ１、．２）ｆｓ３の各ＰＣＭデ−タか読み出され
、Ｄ／Ａコンバーター２−１．１２−２．１２−３を介
してアナログ信号に変換され、ローパスフィルター４−
１．１４−２．１４−３へ入力される。そして、入力さ
れた各アナログ信号は、フィルター４−１．１４−２．
１４−３により折り返しノイズが除去された後、アンプ
１６−１．１６−２．１６−３を介してミキサー１８へ
向は出力される。そして、ミキサー１８は、各チャンネ
ルを介して入力された３チャンネル分のアナログ信号を
ミキシングし、３種類のアナログ信号の合成アナログ信
号、例えばギター、ドラム、ベースの各楽器の合成アナ
ログ音を出力している。
ャンネル２）チャンネル３を介して、サンプリング周波
数ｆＳ１、．２）ｆｓ３の各ＰＣＭデ−タか読み出され
、Ｄ／Ａコンバーター２−１．１２−２．１２−３を介
してアナログ信号に変換され、ローパスフィルター４−
１．１４−２．１４−３へ入力される。そして、入力さ
れた各アナログ信号は、フィルター４−１．１４−２．
１４−３により折り返しノイズが除去された後、アンプ
１６−１．１６−２．１６−３を介してミキサー１８へ
向は出力される。そして、ミキサー１８は、各チャンネ
ルを介して入力された３チャンネル分のアナログ信号を
ミキシングし、３種類のアナログ信号の合成アナログ信
号、例えばギター、ドラム、ベースの各楽器の合成アナ
ログ音を出力している。
［発明が解決しようとする問題点］
ところで、ローパスフィルター４を用いて、ＰＣＭデー
タに含まれる折り返しノイズを除去するためには、各ロ
ーパスフィルター４−１．１４−２．１４−３のカット
オフ周波数ｆ。を、第１１図（Ａ）に示すように、サン
プリング周波数ｆ。
タに含まれる折り返しノイズを除去するためには、各ロ
ーパスフィルター４−１．１４−２．１４−３のカット
オフ周波数ｆ。を、第１１図（Ａ）に示すように、サン
プリング周波数ｆ。
の２分の１に設定してやることが必要とされる。
これは、例えば同図（Ｂ）に示すように、カットオフ周
波数ｆ が（１／２）ｆ、より大きくなると、折り返し
ノイズの一部を除去することができず、この部分がノイ
ズとして再生されてしまうからである。
波数ｆ が（１／２）ｆ、より大きくなると、折り返し
ノイズの一部を除去することができず、この部分がノイ
ズとして再生されてしまうからである。
しかし、ＣＨｌ ＣＨ２）ＣＨ３の各チャンネルを介し
て読み出され（るＰＣＭデータは、その各サンプリング
周波数がｆｓｌ、ｆｓ２）ｆｓ３とそれぞれ責なる。こ
のため、これら各チャンネルに対応して設けられたロー
パスフィルター４−１．１４−２．１４−３は、そのカ
ットオフ周波数ｆｃ１、ｆＣ２）ｆＣ３がそれぞれ異な
る値に設定されなければならないという問題かあった。
て読み出され（るＰＣＭデータは、その各サンプリング
周波数がｆｓｌ、ｆｓ２）ｆｓ３とそれぞれ責なる。こ
のため、これら各チャンネルに対応して設けられたロー
パスフィルター４−１．１４−２．１４−３は、そのカ
ットオフ周波数ｆｃ１、ｆＣ２）ｆＣ３がそれぞれ異な
る値に設定されなければならないという問題かあった。
特に、このような従来装置は、波形メモリ１０から読み
出される各ＰＣＭデータのサンプリング周波数とローパ
スフィルタ１４のカットオフ周波数ｆ。とか１対１に対
応している。このため、各チャンネルが汎用性に乏しく
、例えばＣ）（１からはギター、ＣＨ２からはドラム、
ＣＨＢからはベースという特定のＰＣＭデータしか読出
ずことができないという問題かあった。
出される各ＰＣＭデータのサンプリング周波数とローパ
スフィルタ１４のカットオフ周波数ｆ。とか１対１に対
応している。このため、各チャンネルが汎用性に乏しく
、例えばＣ）（１からはギター、ＣＨ２からはドラム、
ＣＨＢからはベースという特定のＰＣＭデータしか読出
ずことができないという問題かあった。
従って、波形メモリ１０から例えば１０種類、２０種類
といった多種類のＰＣＭデータを読み出そうとする場合
には、ＰＣＭデータの種類と同じ数のチャンネルを設け
なければならず、装置全体の構成か複雑かつ高価なもの
となってしまうという問題かあった。
といった多種類のＰＣＭデータを読み出そうとする場合
には、ＰＣＭデータの種類と同じ数のチャンネルを設け
なければならず、装置全体の構成か複雑かつ高価なもの
となってしまうという問題かあった。
本発明は、このような従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、各チャンネルの２０Ｍデータに含ま
れる折り返しノイズの除去を共通のローパスフィルタを
用いて行うＰＣＭにおけるアナログ信号合成装置を提供
することにある。
あり、その目的は、各チャンネルの２０Ｍデータに含ま
れる折り返しノイズの除去を共通のローパスフィルタを
用いて行うＰＣＭにおけるアナログ信号合成装置を提供
することにある。
［問題点を解決するための手段］
前記目的を達成するため、本発明は、
複数のアナログ信号を、異なるサンプリング周波数でサ
ンプリングされたＰＣＭデータとして記憶した波形メモ
リを含み、この波形メモリから多チャンネル分のＰＣＭ
データを読み出してアナログ信号を合成するＰＣＭにお
けるアナログ信号合成装置において、 前記波形メモリから読み出される各チャンネルのＰＣＭ
データのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせる
オーバーサンプリング手段と、オーバーサンプリング処
理された各チャンネルのＰＣＭデータを加算する手段と
、 加算されたデータをアナログ信号に変換するＤＡ変換手
段と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきカ
ットオフ周波数が設定され、合成された− つ − アナログ信号からＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを除去するローパスフィルタと、を含み、各チャンネ
ルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイズの除去を共
通のローパスフィルタで行うことを特徴とする。
ンプリングされたＰＣＭデータとして記憶した波形メモ
リを含み、この波形メモリから多チャンネル分のＰＣＭ
データを読み出してアナログ信号を合成するＰＣＭにお
けるアナログ信号合成装置において、 前記波形メモリから読み出される各チャンネルのＰＣＭ
データのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせる
オーバーサンプリング手段と、オーバーサンプリング処
理された各チャンネルのＰＣＭデータを加算する手段と
、 加算されたデータをアナログ信号に変換するＤＡ変換手
段と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきカ
ットオフ周波数が設定され、合成された− つ − アナログ信号からＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを除去するローパスフィルタと、を含み、各チャンネ
ルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイズの除去を共
通のローパスフィルタで行うことを特徴とする。
［作用］
本発明は以上の構成からなり、次にその作用を説明する
。
。
本発明の装置では、波形メモリ内に、複数のアナログ信
号が、異なるサンプリング周波数でサンプリングされた
Ｐ−０Ｍデータとして記憶されている。
号が、異なるサンプリング周波数でサンプリングされた
Ｐ−０Ｍデータとして記憶されている。
そして、この波形メモリから、各チャンネルのＰＣＭデ
ータが読み出されると、読み出されたＰＣＭデータは、
オーバーサンプリング処理される。
ータが読み出されると、読み出されたＰＣＭデータは、
オーバーサンプリング処理される。
このようなオーバーサンプリング処理の手法としては、
例えば１次補間、２次補間等の各種補完方式を利用して
、新たにデータ値を求める方法がある。また、オーバー
サンプリングした各点につき、波形メモリのデータと同
じものを用い、それを原データとしてデジタルフィルタ
リング処理を行って新たにデータ値を求める方法もある
。そのデジタルフィルタリング処理の方法としては、離
散フーリエ変換による周波数領域でのフィルタリング（
デジタル・ローパス・フィルタ）や、フィルタのインパ
ルス応答とのたたみ込みによる時間領域でのフィルタリ
ング（スムージング）がある（デジタルフィルタについ
ては「インターフニーイス１９８７年１１月号（ＮＯ１
１２６） Ｊを参照）。
例えば１次補間、２次補間等の各種補完方式を利用して
、新たにデータ値を求める方法がある。また、オーバー
サンプリングした各点につき、波形メモリのデータと同
じものを用い、それを原データとしてデジタルフィルタ
リング処理を行って新たにデータ値を求める方法もある
。そのデジタルフィルタリング処理の方法としては、離
散フーリエ変換による周波数領域でのフィルタリング（
デジタル・ローパス・フィルタ）や、フィルタのインパ
ルス応答とのたたみ込みによる時間領域でのフィルタリ
ング（スムージング）がある（デジタルフィルタについ
ては「インターフニーイス１９８７年１１月号（ＮＯ１
１２６） Ｊを参照）。
このような、オーバサンプリング処理を施すことにより
、読出された各チャンネルのＰＣＭデータは、そのサン
プリング周波数か高周波側にシフトされる。
、読出された各チャンネルのＰＣＭデータは、そのサン
プリング周波数か高周波側にシフトされる。
例えば、波形メモリから、第２図（Ａ）に示すようなＰ
ＣＭデータか各チャンネルを介して読み出されたときに
、読み出された各ＰＣＭデータに対し前記オーバーサン
プリンタ処理を施すと、各チャンネルのサンプリング周
波数はｆｆ５１・ Ｓ２・ ｆ ・・・から、ｆ 、ｆ 、ｆ ・・・
で示すよｓ３ Ｄ＾Ｉ Ｄ
Ａ２ ＤＡ３うに高周波にシフトされる。この
ように、本発明では、各ＰＣＭデータに含まれる低いサ
ンプリングデータの折り返しノイズを、高い周波数領域
ヘシフトさせ、図中斜線で示す原信号のスペクトラムと
これに隣接する折り返しノイズのスペクトラムとの周波
数間隔を広げている。
ＣＭデータか各チャンネルを介して読み出されたときに
、読み出された各ＰＣＭデータに対し前記オーバーサン
プリンタ処理を施すと、各チャンネルのサンプリング周
波数はｆｆ５１・ Ｓ２・ ｆ ・・・から、ｆ 、ｆ 、ｆ ・・・
で示すよｓ３ Ｄ＾Ｉ Ｄ
Ａ２ ＤＡ３うに高周波にシフトされる。この
ように、本発明では、各ＰＣＭデータに含まれる低いサ
ンプリングデータの折り返しノイズを、高い周波数領域
ヘシフトさせ、図中斜線で示す原信号のスペクトラムと
これに隣接する折り返しノイズのスペクトラムとの周波
数間隔を広げている。
そして、オーバーサンプリング処理された各チャンネル
のＰＣＭデータは、加算手段を用いて加算され、ＤＡ変
換手段を用いてアナログ信号に変換された後、ローパス
フィルタに入力される。
のＰＣＭデータは、加算手段を用いて加算され、ＤＡ変
換手段を用いてアナログ信号に変換された後、ローパス
フィルタに入力される。
ローパスフィルタは、前記オーバーサンプリング処理に
より高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づ
き、そのカットオフ周波数が設定されている。そして、
入力された合成アナログ信号からＰＣＭデータに含まれ
る折り返しノイズを除去している。
より高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づ
き、そのカットオフ周波数が設定されている。そして、
入力された合成アナログ信号からＰＣＭデータに含まれ
る折り返しノイズを除去している。
このように、本発明によれば、各チャンネルのＰＣＭデ
ータに対しオーバーサンプリング処理を施し、低い周波
数の折り返しノイズを高い周波数領域へ強制的にシフト
をさせる。このため、各チャンネルのＰＣＭデータは、
原信号の最高周波数と、これに接する折り返しノイズの
最低周波数との間の周波数間隔が広くなる。従って、各
チャンネルのＰＣＭデータに対するローパスフィルタの
カットオフ周波数を同じ値に設定することが可能となる
。
ータに対しオーバーサンプリング処理を施し、低い周波
数の折り返しノイズを高い周波数領域へ強制的にシフト
をさせる。このため、各チャンネルのＰＣＭデータは、
原信号の最高周波数と、これに接する折り返しノイズの
最低周波数との間の周波数間隔が広くなる。従って、各
チャンネルのＰＣＭデータに対するローパスフィルタの
カットオフ周波数を同じ値に設定することが可能となる
。
さらに、本発明によれば、各チャンネルごとに個別にロ
ーパスフィルタを設けるのではなく、各チャンネルのＰ
ＣＭデータを加算し、アナログ信号に変換した後、ロー
パスフィルタに入力するよう構成されている。このため
、各チャンネルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを、共通のローパスフィルタを用いて除去することが
でき、装置全体の構成を簡単かつ安価なものとすること
ができる。
ーパスフィルタを設けるのではなく、各チャンネルのＰ
ＣＭデータを加算し、アナログ信号に変換した後、ロー
パスフィルタに入力するよう構成されている。このため
、各チャンネルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを、共通のローパスフィルタを用いて除去することが
でき、装置全体の構成を簡単かつ安価なものとすること
ができる。
さらに、本発明によれば、各チャンネルを介して読み出
されるＰＣＭデータが限定されず、例えば同じチャンネ
ルを介して異なるＰＣＭデータを読み出すことができる
。従って、本発明の信号台成装置は、各チャンネルの汎
用性が極めて高く、波形データ内にチャンネル数以上の
種類のＰＣＭデータか記憶されている場合でも、これら
ＰＣＭデータを任意の組合せで各チャンネルを介して随
時読み出し、アナログ信号を合成することができる。
されるＰＣＭデータが限定されず、例えば同じチャンネ
ルを介して異なるＰＣＭデータを読み出すことができる
。従って、本発明の信号台成装置は、各チャンネルの汎
用性が極めて高く、波形データ内にチャンネル数以上の
種類のＰＣＭデータか記憶されている場合でも、これら
ＰＣＭデータを任意の組合せで各チャンネルを介して随
時読み出し、アナログ信号を合成することができる。
［実施例］
次に本発明の好適な実施例を図面に基づき説明する。
第３図には、本発明に係るＰＣＭにおけるアナログ信号
合成装置の好適な実施例が示されている。
合成装置の好適な実施例が示されている。
実施例のアナログ信号合成装置は、複数の音声信号（ア
ナログ信号）を、異なるサンプリング周波数でサンプリ
ングされたＰＣＭデータとして記憶した波形メモリ１０
を有する。そして、この波形メモリ１０から多ヂャンネ
ル分のＰＣＭデータを読み出して、右スピーカ用のアナ
ログ音声合成信号１００Ｒおよび左スピーカ用のアナロ
グ音声合成信号１００Ｌを出力するよう形成されている
。
ナログ信号）を、異なるサンプリング周波数でサンプリ
ングされたＰＣＭデータとして記憶した波形メモリ１０
を有する。そして、この波形メモリ１０から多ヂャンネ
ル分のＰＣＭデータを読み出して、右スピーカ用のアナ
ログ音声合成信号１００Ｒおよび左スピーカ用のアナロ
グ音声合成信号１００Ｌを出力するよう形成されている
。
−１４＝
このため、実施例の装置は、ワークメモリ２０、ＣＰＵ
２２およびマルチチャンネル・プログラマフル・サウン
ド・シンセサイザー２４を有する。
２２およびマルチチャンネル・プログラマフル・サウン
ド・シンセサイザー２４を有する。
前記ワークメモリ２０には、第４図（Ａ）に示すように
、０〜１．７ Ｆ Ｈのアドレスで指定される０〜２３
チヤンネルまでのチャンネルエリアと、１ Ｆ８Ｈ〜Ｉ
ＦＥＨのアドレスで指定されるインタラブドエリアか設
けられている。そして、前記各チャンネルエリアは第４
図（Ｂ）、前記インタラブドエリアは第４図（Ｃ）で示
すように構成されている。
、０〜１．７ Ｆ Ｈのアドレスで指定される０〜２３
チヤンネルまでのチャンネルエリアと、１ Ｆ８Ｈ〜Ｉ
ＦＥＨのアドレスで指定されるインタラブドエリアか設
けられている。そして、前記各チャンネルエリアは第４
図（Ｂ）、前記インタラブドエリアは第４図（Ｃ）で示
すように構成されている。
ここにおいて、第４図（Ｂ）で示される各チャンネルの
しボリュウム、Ｒボリュウムエリアには、そのチャンネ
ルの左右の音の大きさか書き込まれる。また、周波数エ
リアには、そのチャンネルを介して出力される音声の音
程が書き込まれる。また、フラグエリアは、第５図また
は第６図に示すようなフラグが書き込まれる。また、ス
タートアドレス、エンドアドレスの各エリアには、波形
メモリ１０に対する読み出し開始アドレスおよび読み出
し終了アドレスが書き込まれ、これにより、当該チャン
ネルを介して波形メモリ１０から読み出されるＰＣＭデ
ータが指定される。また、リピートアドレスには、指定
されたＰＣＭデータを繰り返して読み出すときの繰り返
し部分の開始アドレスが書き込まれる。
しボリュウム、Ｒボリュウムエリアには、そのチャンネ
ルの左右の音の大きさか書き込まれる。また、周波数エ
リアには、そのチャンネルを介して出力される音声の音
程が書き込まれる。また、フラグエリアは、第５図また
は第６図に示すようなフラグが書き込まれる。また、ス
タートアドレス、エンドアドレスの各エリアには、波形
メモリ１０に対する読み出し開始アドレスおよび読み出
し終了アドレスが書き込まれ、これにより、当該チャン
ネルを介して波形メモリ１０から読み出されるＰＣＭデ
ータが指定される。また、リピートアドレスには、指定
されたＰＣＭデータを繰り返して読み出すときの繰り返
し部分の開始アドレスが書き込まれる。
そして、ＣＰＵ２２は、動作プログラムに従いアナログ
信号合成用の演算を行い、この演算結果をワークメモリ
２０を介してマルチプログラマブル・サウンド・シンセ
サイザー２４へ向は出力する。
信号合成用の演算を行い、この演算結果をワークメモリ
２０を介してマルチプログラマブル・サウンド・シンセ
サイザー２４へ向は出力する。
すなわち、実施例のＣＰＵ２２は、第４図（Ａ）に示す
各エリアに書き込むデータを演算し、その演算データを
ワークメモリ２０に書き込むと共に、０〜２３の各チャ
ンネルを介して波形メモリ１０からＰＣＭデータを読み
出すのに必要な各種データを、マルチチャンネル・プロ
グラマブル・サウンド・シンセサイザー２４へ向は出力
する。
各エリアに書き込むデータを演算し、その演算データを
ワークメモリ２０に書き込むと共に、０〜２３の各チャ
ンネルを介して波形メモリ１０からＰＣＭデータを読み
出すのに必要な各種データを、マルチチャンネル・プロ
グラマブル・サウンド・シンセサイザー２４へ向は出力
する。
第１図には、このマルチチャンネル・プログラマブル・
サウンド・シンセサイザー２４の回路横成が示されてい
る。
サウンド・シンセサイザー２４の回路横成が示されてい
る。
実施例のシンセサイザー２４は、ＣＰＵ２２から演算出
力されるデータおよびワークメモリ２０に書き込まれた
データに基づき、波形メモリ１０から各チャンネルのＰ
ＣＭデータを読み出す制御回路３０と、波形メモリ１０
から読み出される各チャンネルのＰＣＭデータをオーバ
ーサンプリング処理するオーバーサンプリング回路３２
とを含む。
力されるデータおよびワークメモリ２０に書き込まれた
データに基づき、波形メモリ１０から各チャンネルのＰ
ＣＭデータを読み出す制御回路３０と、波形メモリ１０
から読み出される各チャンネルのＰＣＭデータをオーバ
ーサンプリング処理するオーバーサンプリング回路３２
とを含む。
前記制御回路３０は、０〜２３の各チャンネルのＰＣＭ
データ読み出しアドレスをタイムシェアリングの手法を
用いて、波形メモリ１０へ向は順次出力する。これによ
り、波形メモリ１０からは、読み出しアドレスにより指
定されるＰＣＭデータか各チャンネルことに順次読み出
され、オーバーサンプリング回路３２へ向は出力される
。
データ読み出しアドレスをタイムシェアリングの手法を
用いて、波形メモリ１０へ向は順次出力する。これによ
り、波形メモリ１０からは、読み出しアドレスにより指
定されるＰＣＭデータか各チャンネルことに順次読み出
され、オーバーサンプリング回路３２へ向は出力される
。
このとき制御回路３０は、音程を高く設定する場合には
、ＰＣＭデータ読み出しアドレスを短い時間間隔でイン
クリメントし、また音程を低く設定する場合には読み出
しアドレス信号を長い時間間隔でインクリメントしてい
る。
、ＰＣＭデータ読み出しアドレスを短い時間間隔でイン
クリメントし、また音程を低く設定する場合には読み出
しアドレス信号を長い時間間隔でインクリメントしてい
る。
また、これと同時に制御回路３０は、読み出されるＰＣ
Ｍデータの音程を表わす周波数データ１２０をオーバー
サンプリング回路３２へ向は出力すると共に、左右のボ
リュウムを指示するボリュウムデータ１３０Ｒおよび１
３０Ｌを乗算器４６Ｒおよび４６Ｌへ向は出力する。
Ｍデータの音程を表わす周波数データ１２０をオーバー
サンプリング回路３２へ向は出力すると共に、左右のボ
リュウムを指示するボリュウムデータ１３０Ｒおよび１
３０Ｌを乗算器４６Ｒおよび４６Ｌへ向は出力する。
また、前記オーバーサンプリング回路３２は、波形メモ
リ１０から読み出される各チャンネルのＰＣＭデータを
オーバーサンプリング処理し、読み出された各ＰＣＭデ
ータのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせるよ
う形成されている。
リ１０から読み出される各チャンネルのＰＣＭデータを
オーバーサンプリング処理し、読み出された各ＰＣＭデ
ータのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせるよ
う形成されている。
このようなオーバーサンプリング処理の手法としては、
例えば１次補間（線形補間）、２次補間などの補完処理
の手法や、デジタルフィルタリング処理を用いる手法な
どを必要に応じて適宜用いることができる。本実施例に
おいては、ＰＣＭデータを直線補間処理し、サンプリン
グ周波数を高周波側にシフトさせるよう形成されている
。
例えば１次補間（線形補間）、２次補間などの補完処理
の手法や、デジタルフィルタリング処理を用いる手法な
どを必要に応じて適宜用いることができる。本実施例に
おいては、ＰＣＭデータを直線補間処理し、サンプリン
グ周波数を高周波側にシフトさせるよう形成されている
。
例えば、波形メモリ１０から、あるチャンネル＝ １８
＝ のＰＣＭデータが第７図に示すようにＨｌ−１、Ｈ・・
・と読み出される場合を想定する。この場合に、ＰＣＭ
データＨ１−１とＨｌとの間のｍ番目の補間データＨは
次式により求められる（ｍ＝ｏ。
＝ のＰＣＭデータが第７図に示すようにＨｌ−１、Ｈ・・
・と読み出される場合を想定する。この場合に、ＰＣＭ
データＨ１−１とＨｌとの間のｍ番目の補間データＨは
次式により求められる（ｍ＝ｏ。
１、・・・）。
Ｈ＝ Ｈｎ−１＋Δｈ
ΔＨ
−Ｈ１−１十耳占Ｌ−−−ｍΔし
ｍΔを
−Ｈ＋（Ｈ−Ｈ・−１）Ａ’ｒ”
ｎ−Ｉ ｎ
・・・（１）
但し、Δ’Ｉ’＝Ｔ −Ｔｏ−１。
ここにおいて、Ｔ、Ｔ’ ・・・は各ＰＣＭチー−１
ｎ 夕が出力される時間を表す。
ｎ 夕が出力される時間を表す。
そして、このような直線補間式を用いて、各ＰＣＭデー
タＨ、Ｈの間で１つの補間データｎ−Ｉ ｎ を求めれば、波形メモリー０から読み出されるＰＣＭデ
ータのサンプリング周波数ｆ、を２倍の周一 １９
− 波数、すなわち２ｆＳまで高周波側にシフトさせること
ができる。また、各ＰＣＭデータの間で２つの直線補間
データを求めれば、サンプリング周波数を３倍まで実質
的に高めることができる。
タＨ、Ｈの間で１つの補間データｎ−Ｉ ｎ を求めれば、波形メモリー０から読み出されるＰＣＭデ
ータのサンプリング周波数ｆ、を２倍の周一 １９
− 波数、すなわち２ｆＳまで高周波側にシフトさせること
ができる。また、各ＰＣＭデータの間で２つの直線補間
データを求めれば、サンプリング周波数を３倍まで実質
的に高めることができる。
このとき、実施側においては、第１図に示すように、波
形メモリー０から読み出されるＰＣＭデータは１２ビツ
ト、引算器３６から出力されるデータは、これに正負を
表わす１ビツトを加えた１３ビツト、周波数データメモ
リ４０から出力されるデータは８ビツトである。これが
乗算器３８および加算器４４で演算され、補間処理され
ることにより、得られるＰＣＭデータは１６ビツトに符
号拡張される。
形メモリー０から読み出されるＰＣＭデータは１２ビツ
ト、引算器３６から出力されるデータは、これに正負を
表わす１ビツトを加えた１３ビツト、周波数データメモ
リ４０から出力されるデータは８ビツトである。これが
乗算器３８および加算器４４で演算され、補間処理され
ることにより、得られるＰＣＭデータは１６ビツトに符
号拡張される。
このような直線補間処理を行うため、実施例のサンプリ
ング回路３２は、ラッチ回路３４、引算器３６、乗算器
３８、周波数データメモリ４０、周波数データ加算器４
２）加算器４４を有する。
ング回路３２は、ラッチ回路３４、引算器３６、乗算器
３８、周波数データメモリ４０、周波数データ加算器４
２）加算器４４を有する。
そして、波形メモリー０から読み出されるＰＣＭデータ
Ｈはラッチ回＃Ｉ３４および引算器３６へ向は出力され
る。
Ｈはラッチ回＃Ｉ３４および引算器３６へ向は出力され
る。
−２〇 −
そして、ラッチ回路３４は、前回入力されたＰＣＭデー
タＨ１−１を引算器３６および加算器４４へ向は出力す
るよう形成され、引算器３６は、このようにして入力さ
れるＰＣＭデータＨ、Ｈｎ−１からΔＨ＝Ｈｏ−Ｈｏ、
を演算し乗算器３８へ向は出力する。
タＨ１−１を引算器３６および加算器４４へ向は出力す
るよう形成され、引算器３６は、このようにして入力さ
れるＰＣＭデータＨ、Ｈｎ−１からΔＨ＝Ｈｏ−Ｈｏ、
を演算し乗算器３８へ向は出力する。
また、前記周波数データメモリ４２には、各ＰＣＭデー
タの音程を表わす周波数データとして、（Δｔ／Δ′Ｆ
）が制御回路３０から初期値として入力される。そして
、周波数データ加算器４２は、この初期値（Δし／ΔＴ
）を用いて、ｍ（Δｔ／ΔＴ）を演算し乗算器３８へ
向は出力する。
タの音程を表わす周波数データとして、（Δｔ／Δ′Ｆ
）が制御回路３０から初期値として入力される。そして
、周波数データ加算器４２は、この初期値（Δし／ΔＴ
）を用いて、ｍ（Δｔ／ΔＴ）を演算し乗算器３８へ
向は出力する。
乗算器３８は、このようにして入力される各データに基
づき、Δｈ＝（ΔＨ／ΔＴ）ｍΔｔを演算し加算器４４
へ向は出力する。
づき、Δｈ＝（ΔＨ／ΔＴ）ｍΔｔを演算し加算器４４
へ向は出力する。
そして、加算器４４は、このようにして入力される各デ
ータを加算し、前記第１式に示す直線補完データＨを演
算し、乗算器４６Ｒおよび４６Ｌへ向は出力する。
ータを加算し、前記第１式に示す直線補完データＨを演
算し、乗算器４６Ｒおよび４６Ｌへ向は出力する。
そして、乗算器４６Ｒ１４６Ｌは、このようにしてオー
バーサンプリング回路３２から出力されるＰＣＭデータ
と、制御回路３０から出力される左右のボリュウムデー
タ１３０Ｒ５１３０Ｌとを乗算し、その乗算値を右チヤ
ンネル用の累算器４８Ｒおよび左チヤンネル用の累算器
４８Ｌに向は出力する。
バーサンプリング回路３２から出力されるＰＣＭデータ
と、制御回路３０から出力される左右のボリュウムデー
タ１３０Ｒ５１３０Ｌとを乗算し、その乗算値を右チヤ
ンネル用の累算器４８Ｒおよび左チヤンネル用の累算器
４８Ｌに向は出力する。
本実施例のマルチチャンネルプログラマブルサウンドシ
ンセサイザー２４は、このような演算処理をタイムシェ
アリングの手法を用いて０〜２３の各チャンネルに対し
て繰り返し行い、０〜２３チャンネル分の演算データを
累算器４８Ｒおよび４８Ｌに順次累算していく。
ンセサイザー２４は、このような演算処理をタイムシェ
アリングの手法を用いて０〜２３の各チャンネルに対し
て繰り返し行い、０〜２３チャンネル分の演算データを
累算器４８Ｒおよび４８Ｌに順次累算していく。
そして、２３チャンネル目のＰＣＭデータの累算が終了
すると、右チヤンネル用の累算器４８Ｒ１左チヤンネル
用の累算器４８Ｌの累算値は、順にマルチプレクサ５０
を介してシフトレジスタ５２に向は出力され、シフトレ
ジスタ５２は、左右のチャンネルの累算値をシリアルデ
ータに変換出力する。そして、このシリアルデータは、
第３図に示すシリアルパラレル変換回路６０を介してＤ
Ａコンバータ６２に入力される。
すると、右チヤンネル用の累算器４８Ｒ１左チヤンネル
用の累算器４８Ｌの累算値は、順にマルチプレクサ５０
を介してシフトレジスタ５２に向は出力され、シフトレ
ジスタ５２は、左右のチャンネルの累算値をシリアルデ
ータに変換出力する。そして、このシリアルデータは、
第３図に示すシリアルパラレル変換回路６０を介してＤ
Ａコンバータ６２に入力される。
このように、累算値を一旦シリアルデータに変換して出
力するのは、シンセサイザー２４として出力ピン数が少
なくてすむシリアルデータ出力型のワンチップ素子を用
いているためであり、このシンセサイザー２４として出
力ピン数は多くなるがパラレルデータ出力型のワンチッ
プ素子を用いた場合には、このようなマルチプレクサ５
０、シフトレジスタ５２）シリアルパラレル変換回路６
０を用いる必要はない。
力するのは、シンセサイザー２４として出力ピン数が少
なくてすむシリアルデータ出力型のワンチップ素子を用
いているためであり、このシンセサイザー２４として出
力ピン数は多くなるがパラレルデータ出力型のワンチッ
プ素子を用いた場合には、このようなマルチプレクサ５
０、シフトレジスタ５２）シリアルパラレル変換回路６
０を用いる必要はない。
また、このようにシリアルパラレル変換回ｆ１６０を介
してＤＡコンバータ６２に入力された右チャンネルおよ
び左チャンネルの各累算値は、ここでアナログ信号に変
換され右チヤンネル用のローパスフィルタ６４Ｒおよび
左チヤンネル用のローパスフィルタ６４Ｌに向は出力さ
れる。
してＤＡコンバータ６２に入力された右チャンネルおよ
び左チャンネルの各累算値は、ここでアナログ信号に変
換され右チヤンネル用のローパスフィルタ６４Ｒおよび
左チヤンネル用のローパスフィルタ６４Ｌに向は出力さ
れる。
ここにおいて、前記各ローパスフィルタ６４Ｒ１６４Ｌ
は、高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づ
きそのカットオフ周波数ｆ が設定されており、入力さ
れるアナログ信号からＰＣＭデータに含まれる折り返し
ノイズを除去する。そして、これら各アナログ信号を、
アンプ６６Ｒ１６６Ｌを介して右チヤンネル用の音声信
号１００Ｒおよび左チヤンネル用の音声信号１００Ｌと
して出力している。
は、高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づ
きそのカットオフ周波数ｆ が設定されており、入力さ
れるアナログ信号からＰＣＭデータに含まれる折り返し
ノイズを除去する。そして、これら各アナログ信号を、
アンプ６６Ｒ１６６Ｌを介して右チヤンネル用の音声信
号１００Ｒおよび左チヤンネル用の音声信号１００Ｌと
して出力している。
本実施例は以−トの構成からなり、次にその作用を説明
する。
する。
本実施例の信号合成装置は、タイムシェアリングの手法
を用いてＯ〜２３の各チャンネルのＰＣＭデータを波形
メモリー０から順次読み出す。
を用いてＯ〜２３の各チャンネルのＰＣＭデータを波形
メモリー０から順次読み出す。
第２図（Ａ）には、このようにして波形メモリー０から
読み出された各チャンネルのＰＣＭデータの周波数スペ
クトラムか示されている。前述したように、これら各Ｐ
ＣＭデータは、そのサンプリング周波数ｆ が元のアナ
ログ信号の最高周波数の約２倍に設定されている。この
ため、各チャンネルを介して読み出されるＰＣＭデータ
は、斜線て示ず原信号のスペクトラムと、折り返しノイ
ズのスペクトラムとか近接している。このなめ、各チャ
ンネルごとに固有のカットオフ周波数ｆ。
読み出された各チャンネルのＰＣＭデータの周波数スペ
クトラムか示されている。前述したように、これら各Ｐ
ＣＭデータは、そのサンプリング周波数ｆ が元のアナ
ログ信号の最高周波数の約２倍に設定されている。この
ため、各チャンネルを介して読み出されるＰＣＭデータ
は、斜線て示ず原信号のスペクトラムと、折り返しノイ
ズのスペクトラムとか近接している。このなめ、各チャ
ンネルごとに固有のカットオフ周波数ｆ。
を設定しなければ、ＰＣＭデータから折り返しノイズを
確実に除去することはできない。
確実に除去することはできない。
これに対し、本発明のアナログ信号合成装置では、この
ようにして読み出された各チャンネルのＰＣＭデータに
対し、オーバーサンプリング回路３２を用いてオーバー
サンプリング処理を施し、各チャンネルのＰＣＭデータ
のサンプリング周波数を第２図（Ｂ）に示すように高周
波側にシフトさせている。
ようにして読み出された各チャンネルのＰＣＭデータに
対し、オーバーサンプリング回路３２を用いてオーバー
サンプリング処理を施し、各チャンネルのＰＣＭデータ
のサンプリング周波数を第２図（Ｂ）に示すように高周
波側にシフトさせている。
すなわち、本実施例においては、第７図に示すように、
各ＰＣＭデータＨ、Ｈ・・・の間のデｎ−Ｉ ｎ −タＨを、直線補間により求めている。これにより、第
２図（Ａ）に示すサンプリング周波数の低いデータ列を
、高い周波数ｆＤＡでサンプリンクしなと仮定したデー
タ列に変換し、各チャンネルのデータ列の見掛は上のサ
ンプリング周波数ｆ。ＡＩ高高周波へ強制的にシフトさ
せている。
各ＰＣＭデータＨ、Ｈ・・・の間のデｎ−Ｉ ｎ −タＨを、直線補間により求めている。これにより、第
２図（Ａ）に示すサンプリング周波数の低いデータ列を
、高い周波数ｆＤＡでサンプリンクしなと仮定したデー
タ列に変換し、各チャンネルのデータ列の見掛は上のサ
ンプリング周波数ｆ。ＡＩ高高周波へ強制的にシフトさ
せている。
この場間に、例えは各ＰＣＭデータの間で１つのＰＣＭ
補間テーデーを求めると、見掛け」二のサンプリング周
波数を２倍才で高めることができ、また各ＰＣＭデータ
の間でｎ個（ｎは整数）の補間データＨを求めると、見
掛は上のサンプリング周波数ｆＤへをサンプリング周波
数ｆ、のｎ＋１倍まで高めることができる。
補間テーデーを求めると、見掛け」二のサンプリング周
波数を２倍才で高めることができ、また各ＰＣＭデータ
の間でｎ個（ｎは整数）の補間データＨを求めると、見
掛は上のサンプリング周波数ｆＤへをサンプリング周波
数ｆ、のｎ＋１倍まで高めることができる。
このようにして、各チャンネルを介して読み出されるＰ
ＣＭデータの見掛は上のサンプリング周波数ｆ。ＡＩ高
高周波へシフトさぜることにより、各チャンネルの低周
波側折り返しノイズを強制的に高周波側ヘシフトさせ、
原信号と折り返しノイズとの間の周波数間隔を店番する
ことかできる。
ＣＭデータの見掛は上のサンプリング周波数ｆ。ＡＩ高
高周波へシフトさぜることにより、各チャンネルの低周
波側折り返しノイズを強制的に高周波側ヘシフトさせ、
原信号と折り返しノイズとの間の周波数間隔を店番する
ことかできる。
従って、オーバーサンプリング処理を施された各チャン
ネルのＰＣＭデータを累算器４８Ｒ１４８Ｌを用いて合
成しても、合成されたＰＣＭデータに含まれる原信号と
折り返しノイズとが重なり合うことはなく、両者を十分
な周波数間隔を介して引き離すことができる。
ネルのＰＣＭデータを累算器４８Ｒ１４８Ｌを用いて合
成しても、合成されたＰＣＭデータに含まれる原信号と
折り返しノイズとが重なり合うことはなく、両者を十分
な周波数間隔を介して引き離すことができる。
なお、波形メモリ１０内に記憶されているＰＣＭデータ
のサンプリング周波数は予め知られている。このため、
ＰＣＭデータをオーバーサンプリング処理した場合に、
全てのＰＣＭデータに含まれる原信号成分の最高周波数
と折り返しノイズの最低周波数とを予め求めておくこと
かできる。
のサンプリング周波数は予め知られている。このため、
ＰＣＭデータをオーバーサンプリング処理した場合に、
全てのＰＣＭデータに含まれる原信号成分の最高周波数
と折り返しノイズの最低周波数とを予め求めておくこと
かできる。
従って、各ローパスフィルタ６４Ｒ１６４Ｌのカットオ
フ周波数ｆＣを、原信号の最高周波数と、折り返しノイ
ズの最低周波数との間に設定すれば、第３図に示すよう
に、ＤＡコンバータ６２の出力段に左右の両ヂャンネル
用のローパスフィルタ６４Ｒ１６４Ｌを用意するのみで
、各チャンネルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを確実に除去することができる。
フ周波数ｆＣを、原信号の最高周波数と、折り返しノイ
ズの最低周波数との間に設定すれば、第３図に示すよう
に、ＤＡコンバータ６２の出力段に左右の両ヂャンネル
用のローパスフィルタ６４Ｒ１６４Ｌを用意するのみで
、各チャンネルのＰＣＭデータに含まれる折り返しノイ
ズを確実に除去することができる。
このようにして、本実施例によれば、右チヤンネル用と
して一台のローパスフィルタ６４Ｒ１左ヂヤンネル用と
して１台のローパスフィルタ６４Ｌを用意するのみで、
Ｏ〜２３の各チャンネルを介して出力されるＰＣＭデー
タに含まれる折り返しノイズを確実に除去することがで
きる。
して一台のローパスフィルタ６４Ｒ１左ヂヤンネル用と
して１台のローパスフィルタ６４Ｌを用意するのみで、
Ｏ〜２３の各チャンネルを介して出力されるＰＣＭデー
タに含まれる折り返しノイズを確実に除去することがで
きる。
さらに、本発明によれば、０〜２３の各チャンネルを介
してどのようなサンプリング周波数のＰＣＭデータを読
み出しても良い。従って、波形メモリ１０に２５種類以
−ＥのＰＣＭデータが記憶されている場合でも、０〜２
３の合計２４個のチャンネルを用いて前記各ＰＣＭデー
タを任意の組合せで読み出しアナログ信号として合成出
力することができ、ＰＣＭデータの種類と各チャンネル
とか１対１の対応関係にあった従来の信号合成装置に比
べ、装置全体の汎用性を高め、しがも装置全体の構成を
簡単なものとすることができる。
してどのようなサンプリング周波数のＰＣＭデータを読
み出しても良い。従って、波形メモリ１０に２５種類以
−ＥのＰＣＭデータが記憶されている場合でも、０〜２
３の合計２４個のチャンネルを用いて前記各ＰＣＭデー
タを任意の組合せで読み出しアナログ信号として合成出
力することができ、ＰＣＭデータの種類と各チャンネル
とか１対１の対応関係にあった従来の信号合成装置に比
べ、装置全体の汎用性を高め、しがも装置全体の構成を
簡単なものとすることができる。
なお、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、
本発明の要旨の範囲内で各種の変形実施か可能である。
本発明の要旨の範囲内で各種の変形実施か可能である。
例えば、本実施例においては、オーバーサンプリングと
して直線補間処理を行う場合を例に取り説明したか、本
発明はこれに限らず、必要に応じて２次補間、３次補間
・・・や、ラグランジェの補間公式を用いた補完処理を
行ってもよい。
して直線補間処理を行う場合を例に取り説明したか、本
発明はこれに限らず、必要に応じて２次補間、３次補間
・・・や、ラグランジェの補間公式を用いた補完処理を
行ってもよい。
また、このようなオーバーサンプリングの他の手法とし
て、デジタルフィルタリング処理により補完データを求
めることもできる。
て、デジタルフィルタリング処理により補完データを求
めることもできる。
前記実施例では、ＰＣＭデータＨ、Ｈ・・・ｎ−１ｎ
自体は、補完の対象としなかったが、必要に応じてこれ
らＰＣＭデータそのものも補完の対象とすることもでき
る。
らＰＣＭデータそのものも補完の対象とすることもでき
る。
また、本実施例は、音声信号を合成出力する場合を例に
取り説明しなか、本発明はこれに限らず、必要に応じて
他の種類のアナログ信号を合成出力する場合にも適用可
能であることはいうまでもない。
取り説明しなか、本発明はこれに限らず、必要に応じて
他の種類のアナログ信号を合成出力する場合にも適用可
能であることはいうまでもない。
［発明の効果］
以」二説明したように、本発明によれば、各チャンネル
のＰＣＭデータに含まれる折り返しノイズの除去を共通
のローパスフィルタを用いて行うことができ、各チャン
ネルごとに、それぞれ独自のカットオフ周波数か設定さ
れたローパスフィルタを設ける従来装置に比べ、装置全
体の構成を簡単かつ安価なものとすることができる。
のＰＣＭデータに含まれる折り返しノイズの除去を共通
のローパスフィルタを用いて行うことができ、各チャン
ネルごとに、それぞれ独自のカットオフ周波数か設定さ
れたローパスフィルタを設ける従来装置に比べ、装置全
体の構成を簡単かつ安価なものとすることができる。
また、本発明によれば、各チャンネルを介して、どのよ
うな周波数でサンプリングされたＰＣＭデータを読み出
しても良い。このため、読み出されるＰＣＭデータの種
類が各チャンネルごとに制限されていた従来装置に比べ
、少ないチャンネル数で多種類のアナログ信号を合成出
力することができるという効果がある。
うな周波数でサンプリングされたＰＣＭデータを読み出
しても良い。このため、読み出されるＰＣＭデータの種
類が各チャンネルごとに制限されていた従来装置に比べ
、少ないチャンネル数で多種類のアナログ信号を合成出
力することができるという効果がある。
従って、本発明によれば、従来装置とチャンネル数か同
じ場合でも、波形メモリ内にチャンネル数以上の多数の
ＰＣＭデータを記憶しておき、これら各ＰＣＭデータを
任意に組合せて、多彩なアナログ信号を合成出力するこ
とができる。また、波形メモリ内に書き込まれているＰ
ＣＭデータの種類か従来装置と同じ場合には、必要に応
じてチャンネル数を減らずこともできるため、この面か
らも装置全体の構成を簡単なものとし、ロス１〜タウン
を図ることができる。
じ場合でも、波形メモリ内にチャンネル数以上の多数の
ＰＣＭデータを記憶しておき、これら各ＰＣＭデータを
任意に組合せて、多彩なアナログ信号を合成出力するこ
とができる。また、波形メモリ内に書き込まれているＰ
ＣＭデータの種類か従来装置と同じ場合には、必要に応
じてチャンネル数を減らずこともできるため、この面か
らも装置全体の構成を簡単なものとし、ロス１〜タウン
を図ることができる。
第１図は本発明に係るＰＣＭにおけるアナログ信号合成
装置の好適な実施例を示すブロック回路図、 第２図はオーバーサンプリング処理の一例を示す説明図
であり、同図（Ａ）はオーバーサンブリンク処理を施す
前の各ヂャンネルのＰＣＭデータの周波数スペクトラム
図、同図（Ｂ）はオーバーサンプリング回路を施した後
の周波数スペクトラム図、 第３図は本発明が適用されたアナログ信号合成装置の全
体説明図、 第４図は第３図に示すワークメモリのメモリマツプの説
明図、 第５図および第６図は第４図（Ｂ）に示すメモリマツプ
の所定エリアの説明図、 第７図は直線補間の説明図、 第８図はアナログ信号をＰＣＭ信号に変換する場合の説
明図であり、同図（Ａ）はアナログ信号を所定周波数で
サンプリングする場合の説明図、同図（Ｂ）はそのサン
プリングされたＰＡＭ波の説明図、 第９図は所定のサンプリング周波数ｆ、でサンプリング
されたＰＣＭデータの周波数スペクトラム図、 第１０図は従来のＰＧＭにおけるアナログ信号合成装置
の一例を示すブロック回路図、第１１図はＰＣＭデータ
に対するカットオフ周波数の説明図であり、同図（Ａ）
は力・ントオフ周波数をサンプリング周波数の２分の１
に設定した場合の説明図、同図（Ｂ）は力・ントオフ周
波数をサンプリング周波数の２分の１より高い値に設定
した場合の説明図である。 １０ ・・・ 波形メモリ ３０ ・・・ 制御回路 ３２ ・・・ オーバーサンプリング回路４８ ・・・
累算器 ６２ ・・・ ＤＡコンバータ ６４ ・・・ ローパスフィルタ １００Ｒ１１００Ｌ ・・・ アナログ音声合成信号
装置の好適な実施例を示すブロック回路図、 第２図はオーバーサンプリング処理の一例を示す説明図
であり、同図（Ａ）はオーバーサンブリンク処理を施す
前の各ヂャンネルのＰＣＭデータの周波数スペクトラム
図、同図（Ｂ）はオーバーサンプリング回路を施した後
の周波数スペクトラム図、 第３図は本発明が適用されたアナログ信号合成装置の全
体説明図、 第４図は第３図に示すワークメモリのメモリマツプの説
明図、 第５図および第６図は第４図（Ｂ）に示すメモリマツプ
の所定エリアの説明図、 第７図は直線補間の説明図、 第８図はアナログ信号をＰＣＭ信号に変換する場合の説
明図であり、同図（Ａ）はアナログ信号を所定周波数で
サンプリングする場合の説明図、同図（Ｂ）はそのサン
プリングされたＰＡＭ波の説明図、 第９図は所定のサンプリング周波数ｆ、でサンプリング
されたＰＣＭデータの周波数スペクトラム図、 第１０図は従来のＰＧＭにおけるアナログ信号合成装置
の一例を示すブロック回路図、第１１図はＰＣＭデータ
に対するカットオフ周波数の説明図であり、同図（Ａ）
は力・ントオフ周波数をサンプリング周波数の２分の１
に設定した場合の説明図、同図（Ｂ）は力・ントオフ周
波数をサンプリング周波数の２分の１より高い値に設定
した場合の説明図である。 １０ ・・・ 波形メモリ ３０ ・・・ 制御回路 ３２ ・・・ オーバーサンプリング回路４８ ・・・
累算器 ６２ ・・・ ＤＡコンバータ ６４ ・・・ ローパスフィルタ １００Ｒ１１００Ｌ ・・・ アナログ音声合成信号
Claims (2)
- （１）複数のアナログ信号を、異なるサンプリング周波
数でサンプリングされたＰＣＭデータとして記憶した波
形メモリを含み、この波形メモリから多チャンネル分の
ＰＣＭデータを読み出してアナログ信号を合成するＰＣ
Ｍにおけるアナログ信号合成装置において、 前記波形データから読み出される各チャンネルのＰＣＭ
データのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせる
オーバーサンプリング手段と、オーバーサンプリング処
理された各チャンネルのＰＣＭデータを加算する手段と
、 加算されたデータをアナログ信号に変換するＤＡ変換手
段と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきカ
ットオフ周波数が設定され、合成されたアナログ信号か
らＰＣＭデータに含まれる折り返しノイズを除去するロ
ーパスフィルタと、 を含み、各チャンネルのＰＣＭデータに含まれる折り返
しノイズの除去を共通のローパスフィルタで行うことを
特徴とするＰＣＭにおけるアナログ信号合成装置。 - （２）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
オーバーサンプリング手段は、波形メモリから読み出さ
れる各チャンネルのＰＣＭデータを、ｎ次補完（但し、
ｎは整数）し、各ＰＣＭデータのサンプリング周波数を
高周波側にシフトさせるよう形成されたことを特徴とす
るＰＣＭにおけるアナログ信号合成装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63090575A JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
| US07/335,383 US5050474A (en) | 1988-04-13 | 1989-04-10 | Analog signal synthesizer in PCM |
| CA000596433A CA1309775C (en) | 1988-04-13 | 1989-04-12 | Apparatus for synthesizing analog signals in pcm |
| EP89106631A EP0337458B1 (en) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Apparatus for synthesizing analog signals in PCM |
| ES89106631T ES2050176T3 (es) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Aparato para sintetizar señales analogicas en pcm. |
| DE68912380T DE68912380T2 (de) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Vorrichtung zur Synthese von analogen Signalen in PCM. |
| KR89004866A KR970002239B1 (en) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Apparatus for synthesizing analog signals in pcm |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63090575A JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01261909A true JPH01261909A (ja) | 1989-10-18 |
| JP2970907B2 JP2970907B2 (ja) | 1999-11-02 |
Family
ID=14002226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63090575A Expired - Lifetime JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5050474A (ja) |
| EP (1) | EP0337458B1 (ja) |
| JP (1) | JP2970907B2 (ja) |
| KR (1) | KR970002239B1 (ja) |
| CA (1) | CA1309775C (ja) |
| DE (1) | DE68912380T2 (ja) |
| ES (1) | ES2050176T3 (ja) |
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| WO1991010987A1 (en) * | 1990-01-18 | 1991-07-25 | E-Mu Systems, Inc. | Data compression of sound data |
| JP2643553B2 (ja) * | 1990-07-24 | 1997-08-20 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号処理装置 |
| US6222525B1 (en) | 1992-03-05 | 2001-04-24 | Brad A. Armstrong | Image controllers with sheet connected sensors |
| US6347997B1 (en) | 1997-10-01 | 2002-02-19 | Brad A. Armstrong | Analog controls housed with electronic displays |
| US6344791B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-02-05 | Brad A. Armstrong | Variable sensor with tactile feedback |
| FR2704110B1 (fr) * | 1993-04-16 | 1995-07-13 | Balestro Freddy | Dispositif de traitement de signaux utilisant plusieurs filtrages differents, notamment pour le codage audiofrequence de signaux vocaux. |
| AU3000295A (en) * | 1994-07-13 | 1996-02-16 | Stanford Telecommunications, Inc. | Method and apparatus for alias-driven frequency downconversion (mixing) |
| US5831193A (en) * | 1995-06-19 | 1998-11-03 | Yamaha Corporation | Method and device for forming a tone waveform by combined use of different waveform sample forming resolutions |
| JP3658826B2 (ja) * | 1995-12-21 | 2005-06-08 | ヤマハ株式会社 | 楽音生成方法 |
| US8674932B2 (en) | 1996-07-05 | 2014-03-18 | Anascape, Ltd. | Image controller |
| US6351205B1 (en) | 1996-07-05 | 2002-02-26 | Brad A. Armstrong | Variable-conductance sensor |
| SG67993A1 (en) | 1996-08-30 | 1999-10-19 | Yamaha Corp | Sound source system based on computer software and method of generating acoustic waveform data |
| JP3220396B2 (ja) * | 1996-11-05 | 2001-10-22 | 株式会社河合楽器製作所 | 楽音波形再生装置 |
| KR100486208B1 (ko) * | 1997-09-09 | 2005-06-16 | 삼성전자주식회사 | 돌비에이.시.-쓰리디코더의시간영역알리아싱제거장치및방법 |
| US6415707B1 (en) | 1997-10-01 | 2002-07-09 | Brad A. Armstrong | Analog controls housed with electronic displays for coffee makers |
| US6532000B2 (en) | 1997-10-01 | 2003-03-11 | Brad A. Armstrong | Analog controls housed with electronic displays for global positioning systems |
| US6404584B2 (en) | 1997-10-01 | 2002-06-11 | Brad A. Armstrong | Analog controls housed with electronic displays for voice recorders |
| US6456778B2 (en) | 1997-10-01 | 2002-09-24 | Brad A. Armstrong | Analog controls housed with electronic displays for video recorders and cameras |
| US6069921A (en) * | 1997-10-03 | 2000-05-30 | At&T Corporation | System and method for reducing quantization noise |
| FI20001913A (fi) * | 2000-08-30 | 2002-03-01 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja järjestely häiriön vähentämiseksi |
| TWI243357B (en) * | 2003-07-01 | 2005-11-11 | Mediatek Inc | Data processing system and method suitable for audio synthesis |
Family Cites Families (14)
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| US4030129A (en) * | 1976-06-14 | 1977-06-14 | Lase Industries | Pulse code modulated digital audio system |
| JPS5951779B2 (ja) * | 1978-06-01 | 1984-12-15 | 日本放送協会 | デイジタル・アナログ変換方式 |
| US4460890A (en) * | 1982-01-21 | 1984-07-17 | Sony Corporation | Direct digital to digital sampling rate conversion, method and apparatus |
| JPS58165443A (ja) * | 1982-03-26 | 1983-09-30 | Victor Co Of Japan Ltd | 信号の符号化記憶装置 |
| GB2144285B (en) * | 1983-07-29 | 1986-09-24 | Raymond Allan Belcher | Analague-to-digital and digital-to-analogue conversion |
| JPS60145745U (ja) * | 1984-03-07 | 1985-09-27 | パイオニア株式会社 | Ｄ／ａ変換回路 |
| JPH0671193B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1994-09-07 | 株式会社日立製作所 | 非巡回型デイジタル・フイルタ |
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| JPS6190514A (ja) * | 1984-10-11 | 1986-05-08 | Nippon Gakki Seizo Kk | 楽音信号処理装置 |
| US4602545A (en) * | 1985-01-24 | 1986-07-29 | Cbs Inc. | Digital signal generator for musical notes |
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| JPH0631989B2 (ja) * | 1985-11-14 | 1994-04-27 | ロ−ランド株式会社 | 電子楽器の波形発生装置 |
| JPS62120127A (ja) * | 1985-11-20 | 1987-06-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタルアナログ変換装置 |
| EP0229926B1 (en) * | 1985-11-29 | 1993-11-18 | Yamaha Corporation | Tone signal processing device |
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1988
- 1988-04-13 JP JP63090575A patent/JP2970907B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-04-10 US US07/335,383 patent/US5050474A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-12 CA CA000596433A patent/CA1309775C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-04-13 DE DE68912380T patent/DE68912380T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-04-13 ES ES89106631T patent/ES2050176T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-13 EP EP89106631A patent/EP0337458B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-13 KR KR89004866A patent/KR970002239B1/ko not_active IP Right Cessation
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| KR970002239B1 (en) | 1997-02-26 |
| JP2970907B2 (ja) | 1999-11-02 |
| DE68912380D1 (de) | 1994-03-03 |
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| CA1309775C (en) | 1992-11-03 |
| US5050474A (en) | 1991-09-24 |
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| EP0337458A2 (en) | 1989-10-18 |
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