JPH01223823A - 位相同期発振回路 - Google Patents
位相同期発振回路Info
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- JPH01223823A JPH01223823A JP63050409A JP5040988A JPH01223823A JP H01223823 A JPH01223823 A JP H01223823A JP 63050409 A JP63050409 A JP 63050409A JP 5040988 A JP5040988 A JP 5040988A JP H01223823 A JPH01223823 A JP H01223823A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title description 14
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 abstract 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は通信装置などに汎用される位相同期発振回路に
関するものであり、特に単独の位相比較器だけでは実現
困難な複雑な制御特性を複数の位相比較器を用いて実現
する方式の位相同期発振回路に関するものである。
関するものであり、特に単独の位相比較器だけでは実現
困難な複雑な制御特性を複数の位相比較器を用いて実現
する方式の位相同期発振回路に関するものである。
(従来の技術)
各種の通信装置などでは、入力信号に同期した信号を発
生させる位相同期発振回路が汎く用いられている。
生させる位相同期発振回路が汎く用いられている。
このような位相同期発振回路において複雑な制御特性を
実現するための一方式として、位相比較特性の異なる複
数の位相比較器を設置し、それぞれの出力電圧を電圧加
算回路等により重み付けしつつ合成し、この合成出力に
より電圧制御発振器を制御するものが知られている。
実現するための一方式として、位相比較特性の異なる複
数の位相比較器を設置し、それぞれの出力電圧を電圧加
算回路等により重み付けしつつ合成し、この合成出力に
より電圧制御発振器を制御するものが知られている。
このような方式の位相比較回路の構成を、2個の位相比
較器を用いる場合について例示すれば、第3図に示すよ
うに、位相比較器31.32と、電圧加算器33と、電
圧制御発振器34とで構成される。位相比較器31と3
2は、入力端子INと出力端子OUT上の両信号の位相
差を検出しそれぞれの位相比較特性に従った異なる振幅
の電圧を発生する。各出力電圧は加算器33で加算され
、制御電圧として電圧制御発振器34に供給され、その
発振周波数を変化させる。
較器を用いる場合について例示すれば、第3図に示すよ
うに、位相比較器31.32と、電圧加算器33と、電
圧制御発振器34とで構成される。位相比較器31と3
2は、入力端子INと出力端子OUT上の両信号の位相
差を検出しそれぞれの位相比較特性に従った異なる振幅
の電圧を発生する。各出力電圧は加算器33で加算され
、制御電圧として電圧制御発振器34に供給され、その
発振周波数を変化させる。
入力信号と出力信号の位相差がφのときに位相比較器3
1.32の出力電圧■。、■2が、V、=f(φ)
・・・ (1)Vz=g(φ)
・・・ (2)であり、また加算器33の加算係
数がそれぞれa、bであるとすれば、制御電圧Vcは、
V c = a V+ + b V2 −af(φ) +bg (φ) ・・・ (3)とな
る。
1.32の出力電圧■。、■2が、V、=f(φ)
・・・ (1)Vz=g(φ)
・・・ (2)であり、また加算器33の加算係
数がそれぞれa、bであるとすれば、制御電圧Vcは、
V c = a V+ + b V2 −af(φ) +bg (φ) ・・・ (3)とな
る。
(3)式は、位相比較器31.32の位相比較特性をa
、bという重み付けで加算した第3図の位相比較回路の
合成位相比較特性を示している。
、bという重み付けで加算した第3図の位相比較回路の
合成位相比較特性を示している。
同様にして、3以上の適宜個数の位相比較器を設置し、
各位相比較器の出力電圧を任意の比率で加算することに
より、より複雑な位相比較特性が実現される。
各位相比較器の出力電圧を任意の比率で加算することに
より、より複雑な位相比較特性が実現される。
(発明が解決しようとする課題)
上記従来の位相同期発振回路は、複数の位相比較器の出
力電圧を重み付けしつつ加算する構成となっている。従
って、電圧加算器として演算増幅器などのアナログ能動
素子が必要になる。また、各位相゛比較器は位相比較結
果をアナログ電圧に変換する必要があり、位相比較器毎
にアナログ回路を必要とする。
力電圧を重み付けしつつ加算する構成となっている。従
って、電圧加算器として演算増幅器などのアナログ能動
素子が必要になる。また、各位相゛比較器は位相比較結
果をアナログ電圧に変換する必要があり、位相比較器毎
にアナログ回路を必要とする。
このように、従来の位相同期発振回路では、アナログ回
路で構成されているため、個々の素子のばらつきや誤差
により同一特性の位相同期発振回路を実現することが困
難になり、複雑な調整が必要になり、製造のための労力
と費用がかさむという問題がある。
路で構成されているため、個々の素子のばらつきや誤差
により同一特性の位相同期発振回路を実現することが困
難になり、複雑な調整が必要になり、製造のための労力
と費用がかさむという問題がある。
また、一般にこのようなアナログ素子はディジタル素子
に比して小型化が困難であるばかりでなく、集積回路化
も極めて困難であるという問題もある。
に比して小型化が困難であるばかりでなく、集積回路化
も極めて困難であるという問題もある。
(課題を解決するための手段)
本発明の位相同期発振回路は、制御電圧に応じた周波数
の信号を発生し出力端子に供給する電圧制御11発振器
と、この出力端子と入力端子上の両信号の位相を比較し
その位相差に応じて互いに異なるパルス幅の二値信号を
出力する複数の位相比較回路と、これら複数の位相比較
回路の出力を所定時間ずつ選択的に通過させる選択通過
回路と、この選択通過回路の出力を積分し制御電圧とし
て前記電圧制御発振器に供給する積分回路とを備えてい
る。
の信号を発生し出力端子に供給する電圧制御11発振器
と、この出力端子と入力端子上の両信号の位相を比較し
その位相差に応じて互いに異なるパルス幅の二値信号を
出力する複数の位相比較回路と、これら複数の位相比較
回路の出力を所定時間ずつ選択的に通過させる選択通過
回路と、この選択通過回路の出力を積分し制御電圧とし
て前記電圧制御発振器に供給する積分回路とを備えてい
る。
すなわち、本発明の位相同期発振回路は、電圧加算器な
どのアナログ回路手段を用いず、ディジタル回路手段に
よって複数の位相比較器の合成位相比較特性を実現して
いる。この結果、素子のバラツキや誤差の影響を受けに
くく、しかも、小型化と集積回路化が容易になる。
どのアナログ回路手段を用いず、ディジタル回路手段に
よって複数の位相比較器の合成位相比較特性を実現して
いる。この結果、素子のバラツキや誤差の影響を受けに
くく、しかも、小型化と集積回路化が容易になる。
以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。
(実施例)
第1図は、本発明の一実施例の位相同期発振回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
図中、1.2は位相比較器であり、それぞれは入力信号
と出力信号との位相を比較し、両信号の位相差に応じた
パルス幅の二値信号を出力する。
と出力信号との位相を比較し、両信号の位相差に応じた
パルス幅の二値信号を出力する。
各位相比較器のから出力される二値信号のパルス幅と入
出力信号間の位相差との関係は予め設定でき、一般に各
位相比較器ごとに異なる。3は選択回路、4は選択信号
発生回路であり、選択回路3は選択信号発生回路4から
の選択信号に応じて、位相比較器1,2の出力信号の一
つを選択して出力する。
出力信号間の位相差との関係は予め設定でき、一般に各
位相比較器ごとに異なる。3は選択回路、4は選択信号
発生回路であり、選択回路3は選択信号発生回路4から
の選択信号に応じて、位相比較器1,2の出力信号の一
つを選択して出力する。
選択信号発生回路4は、位相比較器1,2と同数の状態
の選択信号を発生し、各状態の継続時間は予め定められ
ており、各状態は位相比較周期よりも十分短い周期で順
次送出される。5は積分回路であり、選択回路3から出
力されるパルスを平均化し、直流電圧を発生する。積分
回路5は、各1個の抵抗器と蓄電器から構成される不完
全積分器で十分である。
の選択信号を発生し、各状態の継続時間は予め定められ
ており、各状態は位相比較周期よりも十分短い周期で順
次送出される。5は積分回路であり、選択回路3から出
力されるパルスを平均化し、直流電圧を発生する。積分
回路5は、各1個の抵抗器と蓄電器から構成される不完
全積分器で十分である。
6は電圧制御発振器であり、積分回路5の出力電圧を制
御電圧としており、この制御電圧に応じて出力周波数が
変化する。
御電圧としており、この制御電圧に応じて出力周波数が
変化する。
第1図中のflは位相比較器1の出力波形、f2は位相
比較器2の出力波形、f3は選択回路3の出力波形、f
4は選択出力発生回路4の出力波形を示し、それぞれ第
3図に示す波形に対応している。
比較器2の出力波形、f3は選択回路3の出力波形、f
4は選択出力発生回路4の出力波形を示し、それぞれ第
3図に示す波形に対応している。
入出力信号の位相差がφのときの位相比較器11.12
の出力信号のパルス幅をT、、T2とすれば、それぞれ
の位相比較特性は、 T、 =F (φ) ・・・・ (4)Tz
= G (φ) ・・・・ (5)で与え
られる。
の出力信号のパルス幅をT、、T2とすれば、それぞれ
の位相比較特性は、 T、 =F (φ) ・・・・ (4)Tz
= G (φ) ・・・・ (5)で与え
られる。
選択回路3は、2個の位相比較器1.2の出力信号の一
方を選択信号に応じて選択的に通過させる。本実施例で
は、選択信号の論理レベルが“0”の場合は位相比較器
1の出力信号を、選択信号の論理レベルが“1”の場合
は位相比較器2の出力信号を選択的に通過させる。
方を選択信号に応じて選択的に通過させる。本実施例で
は、選択信号の論理レベルが“0”の場合は位相比較器
1の出力信号を、選択信号の論理レベルが“1”の場合
は位相比較器2の出力信号を選択的に通過させる。
選択信号発生回路4から選択回路3に与える選択信号を
論理レベル“0”に固定すると、2個の位相比較器1,
2のうち位相比較器1の出力信号だけが積分回路5に供
給される。この場合、本実施例の位相同期発振回路は位
相比較器1、積分器5及び電圧制御発振器6から成る単
一の位相比較器を備えた通常の位相同期発振回路と同等
の構成となる。
論理レベル“0”に固定すると、2個の位相比較器1,
2のうち位相比較器1の出力信号だけが積分回路5に供
給される。この場合、本実施例の位相同期発振回路は位
相比較器1、積分器5及び電圧制御発振器6から成る単
一の位相比較器を備えた通常の位相同期発振回路と同等
の構成となる。
同様に、選択回路3が位相比較器2の出力信号を選択し
続けるよう固定的な論理レベル“1”の選択信号を与え
た場合には、位相比較器2、積分器5及び電圧制御発振
器6から成る通常の位相同期発振回路が形成されること
になる。
続けるよう固定的な論理レベル“1”の選択信号を与え
た場合には、位相比較器2、積分器5及び電圧制御発振
器6から成る通常の位相同期発振回路が形成されること
になる。
2個の位相比較器の出力の一方だけを選択した場合、電
圧制御発振器6に供給される制御電圧VCは、積分回路
5の積分定数が位相比較周期TOに比して十分大きいず
れば、 VC−(TzTo)E ・・・・ (6)で与え
られる。ただし、Eは位相比較回路の出力電圧である。
圧制御発振器6に供給される制御電圧VCは、積分回路
5の積分定数が位相比較周期TOに比して十分大きいず
れば、 VC−(TzTo)E ・・・・ (6)で与え
られる。ただし、Eは位相比較回路の出力電圧である。
従って、位相比較器1の出力のみを選択する場合と、位
相比較器2の出力のみを選択する場合の制御電圧■C1
,VC2は、 V C+ −(TI / To ) E= (E/T
o ) F (φ) ・ ・ ・ (7)V
Cz −(T2 / To ) E= (
E/To )c (φ) ・ ・ ・ (8)
となる。
相比較器2の出力のみを選択する場合の制御電圧■C1
,VC2は、 V C+ −(TI / To ) E= (E/T
o ) F (φ) ・ ・ ・ (7)V
Cz −(T2 / To ) E= (
E/To )c (φ) ・ ・ ・ (8)
となる。
ここで、選択信号発生回路4から選択回路3に供給する
選択信号を各位相比較器の出力信号のパルス幅T+ 、
Tzよりも十分に短い周期tで交番させるものとする。
選択信号を各位相比較器の出力信号のパルス幅T+ 、
Tzよりも十分に短い周期tで交番させるものとする。
すなわち、
T、 >>t ・・・ (9)T2〉〉t
・・・ (10)1=1.+12 ・・
・ (11)ただし、tlは論理レベル“0”の継続時
間t2は論理レベル“1”の継続時間 この時選択回路3の出力信号は、第3図の波形f3に示
すように、位相比較器1,2の出力信号の論理レベルが
等しい期間はこの論理レベルを、また両位相比較器の論
理レベルが異なる期間は周期tを有するクロック状信号
となる。
・・・ (10)1=1.+12 ・・
・ (11)ただし、tlは論理レベル“0”の継続時
間t2は論理レベル“1”の継続時間 この時選択回路3の出力信号は、第3図の波形f3に示
すように、位相比較器1,2の出力信号の論理レベルが
等しい期間はこの論理レベルを、また両位相比較器の論
理レベルが異なる期間は周期tを有するクロック状信号
となる。
従って、この信号を人力とする積分器5の出力電圧、す
なわち制御電圧Vcは、式(9)、式(10)を考慮す
れば、 c −(tl / t) (T+/To)E +(tz /
t) (Tz/To)E=(E/To) ((tl
/1)TI + (t2 /1)rz)・・・・
(12) となる。
なわち制御電圧Vcは、式(9)、式(10)を考慮す
れば、 c −(tl / t) (T+/To)E +(tz /
t) (Tz/To)E=(E/To) ((tl
/1)TI + (t2 /1)rz)・・・・
(12) となる。
式(12)に式(4)、(5)を代入するとc
=(E/To) ((tl /1)F(φ) + (
tz /1)G(φ)〕・・・・ (13) となる。
tz /1)G(φ)〕・・・・ (13) となる。
ここで、t、t、、 t2は、E、To と同様子め
設定でき、入出力間の位相差φには無関係であるから、 A=t、/l ・ ・ ・ ・ (1
4)B=t2/l ・ ・ ・ ・
(15)とおけば、弐(13)は、。
設定でき、入出力間の位相差φには無関係であるから、 A=t、/l ・ ・ ・ ・ (1
4)B=t2/l ・ ・ ・ ・
(15)とおけば、弐(13)は、。
c
= (E/T、)(A −F(φ)+B−G(φ)〕・
・・・ (16) と書換えられる。
・・・ (16) と書換えられる。
式(7)、 (8)を考慮すれば、式(16)は位相
比較器1,2の位相比較特性をA、Bという重みを付け
て加え合わせた合成位相比較特性を示しており、式(3
)に示す従来の位相同期発振回路における制御電圧と同
型である。従って、各定数として適宜な値を選択すれば
従来の位相同期発振回路と全く等しい特性の位相同期発
振回路を実現できる。
比較器1,2の位相比較特性をA、Bという重みを付け
て加え合わせた合成位相比較特性を示しており、式(3
)に示す従来の位相同期発振回路における制御電圧と同
型である。従って、各定数として適宜な値を選択すれば
従来の位相同期発振回路と全く等しい特性の位相同期発
振回路を実現できる。
なお、式(14) 、 (15)は、加算係数A。
Bが選択信号の発生周期と各状態の継続時間によって決
定されることを示しており、特に本実施例のように位相
比較器が2個の場合には選択信号のデユーティ比となる
。
定されることを示しており、特に本実施例のように位相
比較器が2個の場合には選択信号のデユーティ比となる
。
以上、位相比較器が2個の場合の実施例によって本発明
の位相比較回路を説明したが、この位相比較器の設置個
数は実現しようとする制御特性の複雑さに応じて3以上
の適宜な数を選択することができる。
の位相比較回路を説明したが、この位相比較器の設置個
数は実現しようとする制御特性の複雑さに応じて3以上
の適宜な数を選択することができる。
(発明の効果)
以上詳細に説明したように、本発明の位相同期発振回路
は、振幅可変の電圧を出力する位相比較器と電圧加算器
という従来のアナログ回路手段の代わりに、パルス幅可
変の二値信号を出力する位相比較器とこれら二値信号の
選択回路というディジタル回路手段を備える構成である
から、個々の素子のばらつきや誤差の影響を受けにく(
なり、製造時の労力と費用が低減されると共に、小型化
と集積回路化が容易になるという効果がある。
は、振幅可変の電圧を出力する位相比較器と電圧加算器
という従来のアナログ回路手段の代わりに、パルス幅可
変の二値信号を出力する位相比較器とこれら二値信号の
選択回路というディジタル回路手段を備える構成である
から、個々の素子のばらつきや誤差の影響を受けにく(
なり、製造時の労力と費用が低減されると共に、小型化
と集積回路化が容易になるという効果がある。
第1図は本発明の一実施例に係わる位相同期発振回路の
構成を示すブロック図、第2図は第1図の回路の動作を
説明するための波形図、第3図は従来の位相同期発振回
路の構成を示すブロック図である。 1.2・・・入出力信号の位相差φに応じた幅の二値信
号を発生する位相比較器、3・・・選択回路、4・・・
選択信号発生回路、5・・・積分器、6・・・電圧制御
発振器、IN・・・入力端子、OUT・・・出力端子。
構成を示すブロック図、第2図は第1図の回路の動作を
説明するための波形図、第3図は従来の位相同期発振回
路の構成を示すブロック図である。 1.2・・・入出力信号の位相差φに応じた幅の二値信
号を発生する位相比較器、3・・・選択回路、4・・・
選択信号発生回路、5・・・積分器、6・・・電圧制御
発振器、IN・・・入力端子、OUT・・・出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 制御電圧に応じた周波数の信号を発生し出力端子に供給
する電圧制御発振器と、 この出力端子と入力端子上の両信号の位相を比較しその
位相差に応じて互いに異なるパルス幅の二値信号を出力
する複数の位相比較回路と、これら複数の位相比較回路
の出力の一つを所定時間ずつ選択的に通過させる選択回
路と、 この選択回路の出力を積分し制御電圧として前記電圧制
御発振器に供給する積分回路とを備えたことを特徴とす
る位相同期発振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63050409A JPH0787361B2 (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | 位相同期発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63050409A JPH0787361B2 (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | 位相同期発振回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01223823A true JPH01223823A (ja) | 1989-09-06 |
JPH0787361B2 JPH0787361B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=12858066
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63050409A Expired - Lifetime JPH0787361B2 (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | 位相同期発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0787361B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1997007594A1 (fr) * | 1995-08-14 | 1997-02-27 | Hitachi, Ltd. | Circuit de verrouillage de phase et dispositif de reproduction d'image |
JP2002344311A (ja) * | 2001-05-16 | 2002-11-29 | Nec Miyagi Ltd | Pll回路 |
JP2005535218A (ja) * | 2002-08-01 | 2005-11-17 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 入力信号間の差を選択する位相検出器 |
CN106953633A (zh) * | 2016-01-06 | 2017-07-14 | 精工爱普生株式会社 | 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5367337A (en) * | 1976-11-27 | 1978-06-15 | Nec Corp | Digital phase synchronous circuit |
JPS5923926A (ja) * | 1982-07-30 | 1984-02-07 | Fujitsu Ltd | フエ−ズ・ロツク・ル−プ回路 |
-
1988
- 1988-03-03 JP JP63050409A patent/JPH0787361B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
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US5982239A (en) * | 1995-08-14 | 1999-11-09 | Hitachi, Ltd. | Phase locked loop circuit and a picture reproducing device |
KR100546541B1 (ko) * | 1995-08-14 | 2006-03-23 | 가부시끼가이샤 히다치 세이사꾸쇼 | Pll회로및영상재생장치 |
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CN106953633A (zh) * | 2016-01-06 | 2017-07-14 | 精工爱普生株式会社 | 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 |
CN106953633B (zh) * | 2016-01-06 | 2022-03-22 | 精工爱普生株式会社 | 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0787361B2 (ja) | 1995-09-20 |
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