JPH01222621A - デジタル保護継電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電力系統の電圧及び電流より、インピーダ
ンス値を演算して応動するデジタル保護継電器、特にそ
の高速応動性と周波数特性の改善に関するものである。

〔従来の技術〕

第４，５図は例えば電気協同研究、第４１巻第４号、デ
ジタルリレー（昭和６１年１月　電気協同研究会発行）
の４６〜４８ページに示された従来のデジタル保護継電
器を、モー特性について説明したものであるが、ブライ
ンダ特性についても、同様に考えられる。

第４図は、ブラインダ特性を表現する公知のベクトル図
で、電力系統の電流を横軸に基準として設定し、位相を
ｒ遅らせて、大きさを２倍したベクトル（ｚｉ）を得て
、電流よりφだけ位相差のある電圧Ｖとの差ベクトル（
ＺＩ−Ｖ）と前記ベクトル（ＺＩ）の位相差が９０°以
内であれば、直線ＰＱより左方が動作領域となるもので
ある。

第５図は、電力系統の電圧Ｖ及び電流ｉの電気角３０°
毎にサンプリングし、そのデーターを用いて、前記ブラ
インダ特性を、デジタル保護継電器で実現するための従
来の演算手段を説明したものである。

次に動作について説明する。説明の都合上、電圧及び電
流の瞬時値をＶ及びｉ、最大値をＶ及びＩとし、定格周
波数をｆ。、サンプリング周期をＴとする。また、サン
プリング時刻毎のデーターを区別するために当該サンプ
リング時刻ｔより所定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ　
−ｎＴ　（ｎ　＝　０．１，２゜・・・とし、ｎ−０は
当該時刻とする）のサンプリング値を、ｎを添字として
、電圧は、ｖ（ｏ）、ｖ（Ｔ）。

■（２Ｔ）　ｅ　”・電流は、１（０）ｐ　１（Ｔ）ｔ
　１（２Ｔ）ｅ”’と表現する。

前記サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数ｆ。

に対し、Ｔ＝１２ｆｏに選ばれるのが一般的であり、こ
れは、電気角の３０°に相当する。

第５図で、電流をｉ　＝　ｌ５ｉｎ（θ）、電圧をＶ＝
Ｖｓｉｎ（θ」−φ）とすれば、電圧、電流のサンプリ
ング値はＸ　”（０）　ｅ　ｖ（Ｔ）　ｅ　ｖ（２Ｔ）
　ｓｏｏｏ及び１（ｏ）ｔ　ｉ（’ｒ）。

ｉ（ｚ’ｒ）＊・・・　となるので、図示の如＜　、（
１１〜（６）をｖ（０）”　（３Ｔ）　ｅ　１（０）ｊ
ｉ（Ｔ）’ｓ　１（３Ｔ）ｓ　１（４Ｔ）とする０和演
算手段（７）でｊ（ｏ＞　＋ｉ＜Ｔ＞を、和演算手段（
８）で１（３Ｔ）　＋１（４Ｔ）を得て、倍率演算手段
（９）と（１０）でそれぞれ１（０）＋１（Ｔ）及びｊ
（３Ｔ）　＋１（４Ｔ）を、　Ｚ°ａ倍する。

差演算手段００と０２）でＶ（０）とｖ（３Ｔ）との差
をとると、その出力はそれぞれ［Ｚａ（ｉ（０）＋１（
Ｔ）　）−Ｖ（０）］と［Ｚａ（ｉ（３Ｔ）＋１（４Ｔ
））ＬＶ（３Ｔ））が得られる・積演算手段０３）と０
→はそれぞれ差演算手段（１０と和演算手段（７）の積
及び差演算手段（１２）と和演算手段（８）の積を求め
るので、その出力は、それぞれ ［Ｚ−ａ・（ｉ（ｏ：＋　＋１（Ｔ）　）−Ｖ（０）　
］　−（ｉ（０）＋　１（Ｔ））と　〔Ｚｏａｏ（ｉ（
３Ｔ）十１（４Ｔ））−■（３Ｔ）〕°（ｉ（３Ｔ）十
１（４Ｔ））が得られる。和演算手段（１５）で加算す
ると（１）式が得られる。

Ｓ　＝　（Ｚｏａ（１（ｏ）＋１（Ｔ）　）−Ｖ（０）
　〕°（１（ｏ）＋１（Ｔ）　）＋（Ｚ°ａ゛（１（３
Ｔ）＋ｉ（４’ｒ）　）−ｖ（３Ｔ）　）゛（ｉ＜３Ｔ
）＋ｉ＜４Ｔ＞　）　°１１）この（１）式に、サンプ
リング値Ｖ（０）　−ＶＳｌｎ（θ十φ）。

ｖ（３Ｔ）−Ｖｓｉｎ（θ十φ−３Ｔ）、　　ｉ（０，
）＝Ｉｓｉｎ（θＬ　　１（Ｔ）＝　Ｉ　５ｉｎ（θ−
Ｔ）、　１（３Ｔ）＝　ｌ５ｉｎ（θ−３Ｔ）、１（４
Ｔ）＝　Ｉ　５ｉｎ（θ−４Ｔ）　　を代入すると、（
２）式が得られる。

Ｓ　−（Ｚ−ａ−Ｉ（５ｉｎ（の＋５ｉｎ（θ−Ｔ））
−Ｖｓｉｎ（妊φ））・Ｉ・（ｓｉｎ（の＋５ｉｎ（θ
−Ｔ））十〔Ｚ−ａ・Ｉ　（ｓｉｎ（θ−３Ｔ）　十ｓ
ｉｎ　（θ−４７）　）　　　−Ｖｓｉｎ（θ十φ−３
Ｔ））・Ｉ・（５ｉｎ（θ−３Ｔ）＋５ｉｎ（θ−４Ｔ
））＝　ＺａＩ２（ｓｉｎ　２（の＋２ｓｉｎ（θ−Ｔ
）ｓｉｎ（θ）＋５ｉｎ２（θ−Ｔ）十５ｉｎ２（θ−
ａＴ）＋２ｓｉｎ（θ−３Ｔ）　ｓｉｍθ−４Ｔ）十５
ｌｎ２（θ−４Ｔ））−ｖＩ（ｓｉｎ（θ十φ）　ｓｉ
ｎθ十ｓｉｎ　＜　ａ＋φ）　５ｉｎ（θ−Ｔ）＋５ｉ
ｎ（θ十φ−３Ｔ）Ｓｉｎ（θ−３Ｔ）＋５ｉｎ（θ十
φ−３Ｔ）　５ｉｎ（θ−４Ｔ）　）・・・・・・　（
２） この（２）式を判定演算手段ａｅで、正のときのみ出力
するようにすれば、（３）式が得られる。

ＺａＩ　（１＋Ｃ０８（Ｔ）−２ＣＯ８２（Ｈ）　Ｃ０
８（３Ｔ）　Ｃ０８（２（１１−４Ｔ）　）−Ｖ　（ｃ
ｏｓ（−＞　）　ｃｏｓ　（φ十−；）−ｃｏｓ　（３
Ｔ）　ｃｏｓ（２θ十φ−３７）Ｊ＞０・・・・・（３
） ここで、ａの値を、ａ＝７丁訂訂　≠０．５１８　とす
る。

サンプリング周期Ｔを、定格周波数時において３０°に
選んだ訳であるから、前記（３）式にＴ’＝３０゜を代
入すると、 ヱ＜ｚ　　　　’−−−　　・・・曲曲曲・曲・　（４
）Ｉ　　　　　ｃｏｓ　（φ＋１５°） が得られ、これは、公知の如く第４図に示す最大感度角
ｒ　＝−１５°のブラインダ特性となる。

以上の結果を基に、従来のプライング特性のデジタル保
護継電器を評価する。

まず、電圧と電流の必要サンプリング数は、ｎ＝　０．
１．３．４であるため、当該時刻ｎ＝ｏから少なくとも
４η時刻経過しないと完全な演算が行なえないため、出
力端子（１ηに判定結果が得られるのに、３０°Ｘ４＝
１２０°相当の時間が必要であり、ｆｏ＝５０Ｈ２の場
合では±Ｘ＜−０，００６７秒となる。

サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数ｆｏに対
し３０°相当時間々隔に固定するが、周波数がｆに変れ
ば、 の値に見えてくる。

一般に電力系統は定格周波数ｆ。で運用されているが、
事故が発生した時の周波数は、ｆｏから変化している場
合が多いため、このような状態でも、正確にインピーダ
ンス値を求める必要があり、普通、±５％程度の変化に
対して、可能な限り誤差を少なくする要求がある。

今、周波数ｆ　＝　５２．５Ｈ”　（５０”の５％増）
となった場合を考えると、Ｔ　＝　３１．５°となり、
これを（３）式に代入すると ・・・・・・・・・・・・（６） ｆ　＝　４７．５”　（５０”の５％減）となった場合
を考えると、Ｔ　＝　２８．５°となり、これを（３）
式に代入すると・・・・・・・・・・・・（７） となり、θ−〇〜３６０°変化させると、第６図の様な
プライング特性となり、θの値によって斜線部分が誤差
となって見えてくる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のデジタル保護継電器は以上のように構成されてい
るので、判定結果が得られるまでの時間が長くかかるこ
とと、周波数の変動に対する判定結果の誤差が大きく、
電力系統の保護として使用する場合の制約条件となって
いた。

この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、判定時間を約１／２に短縮できるとともに、周
波数変動に対する判定誤差もほとんど無視できるデジタ
ル保護継電器を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るデジタル保護電器は、電圧及び電流のサ
ンプリング値として、Ｖ（ｏ）、ｖ（Ｔ）、１（ｏ）。

１（Ｔ）ｓ　１（２Ｔ）を用いた演算処理により、高速
応動性を確保して、なおかつ、周波数変化に対しての特
性変化を無視できるようにしたものである。

〔作　用〕

この発明におけるデジタル保護継電器は、当該時刻ｎ＝
０の電流サンプリング値１（ｏ）〜１（２Ｔ）にて演算
をするため、周波数の影響が無視でき、かつ、２Ｔ（＝
６０°〕　の電流サンプリング値１（２Ｔ）までのデー
ターを使用するため、高速度化に対応できるものである
。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。

第１図において、Ｏｓ）、　（１９）は電圧及び電流の
サンプリング値で、添字はサンプリング時刻ｎの値を示
す。（４））、シ旧よ倍率演算手段で、ａの値は、ａ＝
ｃｏｓ１５゜＝　１．０３５３とする。０とＴの電流サ
ンプリング値１（０）（２）と１（Ｔ）（３）を倍率演
算手段（４）と（２Ｄで、それぞれＺ−８倍し、差演算
手段００と０２）で、０とＴの電圧サンプリング値ｖ（
ｏ）（１）とｖ（Ｔ）　（１８）との差をとると、その
出力はそれぞれ（Ｚａｉ　（０）　−Ｖ（０）　）と（
Ｚａｉ（Ｔ）−Ｖ（Ｔ）　）が得られる。

一方、差演算手段には、電流サンプリング値１（０）（
２）と１（Ｔ）（３）の差（１（ｏ）−ｉ（Ｔ）　）を
演算し為差演算手段（２３）は、電流サンプリング値ｉ
　（Ｔ）　（３）と１（２Ｔ）（１９）の差（１（Ｔ）
−ｉ（’２Ｔ）　）を演算する０積演算手段０３）は、
前記差演算手段θυと（ハ）の積を求め、積演算手段（
ｌ→は、前記差演算手段０２）と＠の積を求め、その出
力はそれぞれ （Ｚａ　１（０）　−Ｖ（０）　）°（ｉ（Ｔ）　−１
（２Ｔ））（Ｚａ　１（Ｔ）　−Ｖ（Ｔ）　）−（１（
ｏ）−ｉ（Ｔ）　）となり、これらを差演算手段（財）
で差をとると（８）式％式％ −（Ｚａ　１（Ｔ）−Ｖ（Ｔ）　）　（ｉ（０）−ｉ（
Ｔ）　）　　　　−−−−・−−−−−−・（８）この
（８）式に、サンプリング値ｖ（ｏ）−Ｖｓｉｎ（θ十
φ）。

Ｖ（Ｔ）　＝　Ｖｓｌｎ（θ＋φ−Ｔ）　、　　ｉ　（
ｏ）　＝　Ｉ　５ｉｎ（の、　１（Ｔ）　＝　ｌ５ｉｎ
（θ−Ｔ）。

１（２Ｔ）　＝　Ｉ　５ｉｎ（θ−２Ｔ）　　を代入す
ると、（９）式が得られる。

５−（Ｚａ　Ｉ　５ｉｎ（θ）−Ｖｓｉｎ（θ十φ）　
）（Ｉｓｉｎ（θ−Ｔ）　−Ｉｓｉｎ（θ−２Ｔ））−
（ＺａＩ　５ｉｎ（θ−Ｔ）　−Ｖｓｉｎ（θ＋φ−Ｔ
））（Ｉ　５ｉｎ（の−ｌ５ｉｎ（θ−Ｔ）　）＝　Ｚ
ａＰ　（５ｉｎ２（θ−Ｔ）−ｓｉｎ（の５ｉｎ（θ−
２Ｔ））十ＶＩ　（ｓｉｎ　（のｓｉｎ　（θ＋φ−Ｔ
）−ｓｉｎ（θ−Ｔ）Ｓ１ｎ（θ＋φ−Ｔ）−５ｉｎ（
θ−Ｔ）ｓｉｎ（θ十φ）＋５ｉｎ（θ−２Ｔ）ｓｉｎ
（θ十φ））Ｉ 十−７−（ｃｏｓ（φ−Ｔ）−ＣＯ８（φ）　−ｃｏｓ
　（φ＋Ｔ）十ｃｏｓ（φ＋２Ｔ）＝　Ｚａ　ｌ２ｓｉ
ｎ２（Ｔ）　−２ＶＩ　ｓｉｎ　（Ｔ）　（ｓｉｎ　（
φ十Ｔ）−ｓｉｎ（φ月＝　ｌ５ｉｎ（Ｔ）　（ＺａＩ
　５ｉｎ（Ｔ）−２Ｖｓｉｎ（−ｚ）　ｃｏｓ（φ十−
＞　）　）　・−・−・・（９）この（９）式を判定演
算手段口６）で正のときのみ出力するようにすれば、Ｉ
　５ｉｎ（Ｔ）　、＞Ｏであるから、００）式が得られ
る。

サンプリング周期Ｔを定格周波数時において、３０゜に
選んだ訳であるから、前記００）式にＴ＝３０’を代入
すると、 が得られ、これは公知の如く、最大感度角ｒ−−１５゜
の第４図に示すブラインダ特性になる。

以上の結果を基に、本発明のブラインダ特性のデジタル
保護継電器を評価する。

まず、電圧と電流の必要サンプリング数は、ｎ＝　０．
１．２．であるため、当該時刻ｎ＝Ｑから、２Ｔ時刻経
過すると完全な演算が行なえるため、出力端子（１ηに
判定結果が得られるのに、３０’Ｘ２＝６０’次に、周
波数が変化した場合の演算精度を算出スルト、ｆ＝５２
．５Ｈ″（５０Ｈｚ〕５％増）ノ場合テ、Ｔ＝　３１．
５°　を（１０）式に代入すると■ −〈””９６４２ＣＯ８（＋６＋１５．７５’）　　　
　・・・・・・・・・・・・・・・（１２）■ ｆ＝　４７．５Ｈ２（５０Ｈｚの５％減）の場合で、Ｔ
　＝　２８．５゜を（１０）式に代入すると、 となり、第２図に示すように、誤差が±０．３％程度で
、定格周波数の場合とほとんど差が無い特性となる。

第３図は本発明のデジタル保護継電器（３８）のハード
ウェア構成図である。図において、（２５）は電圧変成
器、α）は電流変成器、＠例は入力変換器で、電力系統
の電圧及び電流を処理容易な値に変換するものであり、
［２９１ｔ３０）はフィルタで、周知の如く、電圧及び
電流に含まれる高調波のうち、ザンプリング周波数の１
／２以上の周波数成分を除去するものである。ＳυＳ４
はサンプルホールドで、サンプリング値を次のサンプリ
ング時刻まで保持するものである。（３３）はマルチプ
レクサでサンプルホールドｔ３１１国の出力を順次切り
替えて、アナログ・デジタル変換器（至）に伝達するも
のである。ｃ（５）はマイクロプロセッサで、メモリー
（３６）にあらかじめ収納されているプログラムを利用
して演算を実施し、その結果を、出力回路（９）に出力
させるものである。鯛）はデジタル保護継電器である。

なお、上記実施例では、電圧及び電流をそれぞれＶ及び
ｉとして表現したが、電力系統で使用する場合は公知の
通り、短絡事故用及び地絡事故用として、それぞれ線間
入力及び相入力として演算することは明白である。

また、零相補償に零相電流を用いる場合も同様に演算し
て差しつかえない。また、前記実施例ではγ＝ｉ＝１５
°の場合について例示したが　ｒ　＊　ｏ。

の場合にも、例えば基本式に他の定数ｋを与えて、演算
式 ％式％）） とし、定数ｋを所定値に設定して演算すれば、前記実施
例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、当該時刻の電流サン
プリング値１（ｏ）〜ｊ　（２Ｔ）　　を利用して２サ
ンプリング時刻内のサンプリング値を用いるように構成
したので、高速度判定が可能で、かつ、周波数変動があ
っても誤差がほとんど無視でき精度の高いものが得られ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるブラインダ特性を演
算する手段を示すブロック図、第２図はこの発明の演算
手段により得られるブラインダ特性の周波数特性図、第
３図はこの発明の演算手段を実現するデジタル保護継電
器のハードウェア構成を示すブロック図、第４図は従来
のブラインダ特性を得るベクトル図、第５図は従来のブ
ラインダ特性を演算する手段を示すブロック図、第６図
は従来の演算手段により得られるブラインダ特性の周波
数特性図である。 図において、（１）〜（６１、（１１、（１９）は電圧
及び電流のサンプリング値、（９）、　Ｑｌ、■、（２
旧よ倍率演算手段。 α１）、θ２）、■、（２３）、（２勾は差演算手段、
ａ３＋＊Ｑ→は積演算手段、　［１５）は和演算手段、
　［１６１は判定演算手段、　（１７１は出力端子、（
ハ）は電圧変成器、怪）は電流変成器、勾、＠は入力変
換器、１３！１１．ｔ３０）はフィルタ、ｔ３１１　、
国はサンプルホールド、［有］はマルチプレクサ、（至
）はアナログ・デジタル変換器、（至）はマイクロプロ
セッサ、■はメモリ、（９）は出力回路、（至）はデジ
タル保護継電器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　電力系統の電圧及び電流を一定周期Ｔでサンプリング
   しデジタル変換後、その数値に基づき演算処理して電力
   系統の事故を検出するデジタル保護継電器において、上
   記一定周期Ｔを電力系統の定格周波数における周期の１
   ／１２となし、当該サンプリング時刻ｔより所定サンプ
   ル数ｎだけ離れた時刻ｔ−ｎＴ（ｎ＝０、１、２、・・
   ・）における前記電圧及び電流のそれぞれのサンプリン
   グ値ｖ＿（＿ｔ＿−＿ｎ＿Ｔ＿）及びｉ＿（＿ｔ＿−＿
   ｎ＿Ｔ＿）を得て、次式、｛Ｚ・ｉ＿（＿ｔ＿）−ｖ＿
   （＿ｔ＿）｝・｛ｉ＿（＿ｔ＿−＿Ｔ＿）−ｉ＿（＿ｔ
   ＿−＿２＿Ｔ＿）｝−｛Ｚ・ｉ＿（＿ｔ＿−＿Ｔ＿）−
   ｖ＿（＿ｔ＿−＿Ｔ＿）｝・｛ｉ＿（＿ｔ＿）−ｉ＿（
   ＿ｔ＿−＿Ｔ＿）｝＞０の演算を実行する演算手段を備
   えてなるデジタル保護継電器。 （２）電力系統の電圧及び電流を一定周期Ｔでサンプリ
   ングしデジタル変換後、その数値に基づき演算処理して
   電力系統の事故を検出するデジタル保護継電器において
   、上記一定周期Ｔを電力系統の定格周波数における周期
   の１／１２となし、当該サンプリング時刻ｔより所定サ
   ンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−ｎＴ（ｎ＝０、１、２、
   ・・・）における前記電圧及び電流のそれぞれのサンプ
   リング値ｖ＿（＿ｔ＿−＿ｎ＿Ｔ＿）及びｉ＿（＿ｔ＿
   −＿ｎ＿Ｔ＿）を得て、所定の定数Ｚ及びａを与え、前
   記定数ａをａ≒１／ｃｏｓ１５°として次式｛Ｚ・ａ・
   ｉ＿（＿ｔ＿）−ｖ＿（＿ｔ＿）｝・（ｉ＿（＿ｔ＿−
   ＿Ｔ＿）−ｉ＿（＿ｔ＿−＿２＿Ｔ＿）｝−｛Ｚ・ｉ＿
   （＿ｔ＿−＿Ｔ＿）−ｖ＿（＿ｔ＿−＿Ｔ＿）｝・（ｉ
   ＿（＿ｔ＿）−ｉ＿（＿ｔ＿−＿Ｔ＿）｝＞０の演算を
   実行する演算手段を備えてなるデジタル保護継電器。