JPH0777483B2 - デジタル保護継電器 - Google Patents
デジタル保護継電器Info
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- JPH0777483B2 JPH0777483B2 JP4508888A JP4508888A JPH0777483B2 JP H0777483 B2 JPH0777483 B2 JP H0777483B2 JP 4508888 A JP4508888 A JP 4508888A JP 4508888 A JP4508888 A JP 4508888A JP H0777483 B2 JPH0777483 B2 JP H0777483B2
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- voltage
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電力系統の電圧及び電流より、インピーダ
ンス値を演算して応動するデジタル保護継電器、特にそ
の高速応動性と周波数特性の改善に関するものである。
ンス値を演算して応動するデジタル保護継電器、特にそ
の高速応動性と周波数特性の改善に関するものである。
第４図及び第５図は例えば電気協同研究，第41巻第４
号，デジタルリレー（昭和61年１月，電気協同研究会発
行）の46〜48ページに示された従来のモー特性のデジタ
ル保護継電器について説明したものである。
号，デジタルリレー（昭和61年１月，電気協同研究会発
行）の46〜48ページに示された従来のモー特性のデジタ
ル保護継電器について説明したものである。
第４図はモー特性を表現する公知のベクトル図で、電力
系統の電流を横軸に基準として設定し、最大感度角γだ
け位相を進めて大きさをＺ倍したベクトル（ZI）を得
て、電流よりφだけ位相差のある電圧Ｖとの差ベクトル
（ZI−Ｖ）と、電圧Ｖとの位相差が90゜以内であれば、
原点Ｏを通る円特性（以下、モー特性と呼ぶ）となり、
円内部が動作領域となるものである。
系統の電流を横軸に基準として設定し、最大感度角γだ
け位相を進めて大きさをＺ倍したベクトル（ZI）を得
て、電流よりφだけ位相差のある電圧Ｖとの差ベクトル
（ZI−Ｖ）と、電圧Ｖとの位相差が90゜以内であれば、
原点Ｏを通る円特性（以下、モー特性と呼ぶ）となり、
円内部が動作領域となるものである。
第５図は電力系統の電圧ｖ及び電流ｉの電気角30゜毎に
サンプリングし、そのデーターを用いて最大感度角γ＝
60゜として前記モー特性をデジタル保護継電器で実現す
るための従来の演算手段を説明したものである。
サンプリングし、そのデーターを用いて最大感度角γ＝
60゜として前記モー特性をデジタル保護継電器で実現す
るための従来の演算手段を説明したものである。
次に動作について説明する。説明の都合上、電圧及び電
流の瞬時値をｖ及びｉ、最大値をＶ及びＩとし、定格周
波数をf0、サンプリング周期をＴとする。また、サンプ
リング時刻毎のデーターを区別するために、当該サンプ
リング時刻ｔより所定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−
nT（ｎ＝0,1,2…とし、ｎ＝０は当該時刻とする）のサ
ンプリング値を、ｎを添字として、電圧はv(o),v(T),v
(2T),…,v(nT)、電流はi(o),i(T),i(2T),…,i(nT)と表
現する。
流の瞬時値をｖ及びｉ、最大値をＶ及びＩとし、定格周
波数をf0、サンプリング周期をＴとする。また、サンプ
リング時刻毎のデーターを区別するために、当該サンプ
リング時刻ｔより所定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−
nT（ｎ＝0,1,2…とし、ｎ＝０は当該時刻とする）のサ
ンプリング値を、ｎを添字として、電圧はv(o),v(T),v
(2T),…,v(nT)、電流はi(o),i(T),i(2T),…,i(nT)と表
現する。
前記サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数f0に
対し、 に選ばれるのが一般的であり、これは電気角30゜に相当
する。
対し、 に選ばれるのが一般的であり、これは電気角30゜に相当
する。
第５図で電流をｉ＝Isin（θ），電圧をｖ＝Vsin（θ＋
φ）とすれば、ｎ＝0,3,4,7の電圧及び電流のサンプリ
ング値は、図示の如く、（１）はv(o),（２）はv(3T),
（３）はi(4T),（４）はi(7T)となる。倍率演算手段
（５）と（６）でそれぞれi(4T)とi(7T)を−Ｚ倍し、差
演算手段（７）と（８）で、v(o)とv(3T)との差をとる
と、その出力はそれぞれ｛−Ｚ・i(4T)−v(o)｝と｛−
Ｚ・i(7T)−v(3T)｝が得られる。
φ）とすれば、ｎ＝0,3,4,7の電圧及び電流のサンプリ
ング値は、図示の如く、（１）はv(o),（２）はv(3T),
（３）はi(4T),（４）はi(7T)となる。倍率演算手段
（５）と（６）でそれぞれi(4T)とi(7T)を−Ｚ倍し、差
演算手段（７）と（８）で、v(o)とv(3T)との差をとる
と、その出力はそれぞれ｛−Ｚ・i(4T)−v(o)｝と｛−
Ｚ・i(7T)−v(3T)｝が得られる。
積演算手段（９）は差演算手段（７）と電圧v(o)（１）
の積を求め、また、積演算手段（10）は差演算手段
（８）と電圧v(3T)（２）の積を求め、その出力はそれ
ぞれ ｛−Ｚ・i(4T)−v(o)｝・v(o) ＝−｛Ｚ・i(4T)＋v(o)｝・v(o) ｛−Ｚ・i(7T)−v(3T)｝・v(3T) ＝−｛Ｚ・i(7T)＋v(3T)｝・v(3T) が得られ、これを和演算手段（11）で加えると次式が得
られる。
の積を求め、また、積演算手段（10）は差演算手段
（８）と電圧v(3T)（２）の積を求め、その出力はそれ
ぞれ ｛−Ｚ・i(4T)−v(o)｝・v(o) ＝−｛Ｚ・i(4T)＋v(o)｝・v(o) ｛−Ｚ・i(7T)−v(3T)｝・v(3T) ＝−｛Ｚ・i(7T)＋v(3T)｝・v(3T) が得られ、これを和演算手段（11）で加えると次式が得
られる。
Ｓ＝−｛Ｚ・i(4T)−v(o)｝・v(o) −｛Ｚ・i(7T)−v(3T)｝・v(3T) …（１） この（１）式に、サンプリング値v(o)＝Vsin（θ＋
φ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ−3T）,i(4T)＝Isin（θ
−4T）,i(7T)＝Isin（θ−7T）を代入すると（２）式が
得られる。
φ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ−3T）,i(4T)＝Isin（θ
−4T）,i(7T)＝Isin（θ−7T）を代入すると（２）式が
得られる。
Ｓ＝−｛Ｚ・Isin（θ−4T）＋Vsin（θ＋φ）｝・Vsin
（θ＋φ） −｛Ｚ・Isin（θ−7T）＋Vsin（θ＋φ−3T）｝・Vsin
（θ＋φ−3T） ＝−ZIV｛sin（θ−4T）sin（θ＋φ）sin（θ−7T）＋
sin（θ＋φ−3T）｝ −V2｛sin2（θ＋φ）＋sin2（θ＋φ−3T）｝ ＝−ZIV｛cos（φ＋4T）−cos(3T)・cos（２θ＋φ
−7T）｝ −V2｛１−cos(3T)・cos（２θ＋２φ−3T）｝…（２） この２式を判定演算手段（12）で正のときのみ出力する
ようにすれば、（２）式から（３）式が得られる。
（θ＋φ） −｛Ｚ・Isin（θ−7T）＋Vsin（θ＋φ−3T）｝・Vsin
（θ＋φ−3T） ＝−ZIV｛sin（θ−4T）sin（θ＋φ）sin（θ−7T）＋
sin（θ＋φ−3T）｝ −V2｛sin2（θ＋φ）＋sin2（θ＋φ−3T）｝ ＝−ZIV｛cos（φ＋4T）−cos(3T)・cos（２θ＋φ
−7T）｝ −V2｛１−cos(3T)・cos（２θ＋２φ−3T）｝…（２） この２式を判定演算手段（12）で正のときのみ出力する
ようにすれば、（２）式から（３）式が得られる。
サンプリング周期Ｔを、定格周波数時において30゜に選
んだ訳であるから、前記（３）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは公知の如く、第４図に示す様にγ＝60
゜のモー特性となる。
んだ訳であるから、前記（３）式にＴ＝30゜を代入する
と、 が得られ、これは公知の如く、第４図に示す様にγ＝60
゜のモー特性となる。
以上の結果を基に、従来のモー特性のデジタル保護継電
器を評価する。
器を評価する。
まず、電圧と電流のサンプル数はｎ＝0,3,4,7であるた
め、当該時刻ｎ＝０から少なくとも7T時刻経過しないと
完全な演算が行なえないため、出力端子（13）に判定結
果が得られるのに、30゜×７＝210゜相当の時間が必要
であり、f0＝50Hzの場合では、 秒となる。
め、当該時刻ｎ＝０から少なくとも7T時刻経過しないと
完全な演算が行なえないため、出力端子（13）に判定結
果が得られるのに、30゜×７＝210゜相当の時間が必要
であり、f0＝50Hzの場合では、 秒となる。
サンプリング周期Ｔは、電力系統の定格周波数f0に対し
30゜相当時間々隔に固定するが、周波数がｆに変れば、 の値に見えてくる。
30゜相当時間々隔に固定するが、周波数がｆに変れば、 の値に見えてくる。
一般に電力系統は、定格周波数f0で運用されているが、
事故が発生した時の周波数は、f0から変化している場合
が多いため、この様な状態でも、正確に事故点を求める
必要がある。周波数変動の範囲は、一般に、±５％程度
が考慮される。
事故が発生した時の周波数は、f0から変化している場合
が多いため、この様な状態でも、正確に事故点を求める
必要がある。周波数変動の範囲は、一般に、±５％程度
が考慮される。
今、周波数ｆ＝52.5Hz（50Hzの５％増）となつた場合を
考えると、Ｔ＝31.5゜となり、これを（３）式に代入す
ると ｆ＝47.5Hz（50Hzの５％減）となつた場合を考えると、
Ｔ＝28.5゜となり、これを（３）式に代入すると となり、θ＝０゜〜360゜変化させると、第６図の様な
モー特性が得られ、θの値によつて斜線部分が誤差とな
つて見えてくる。
考えると、Ｔ＝31.5゜となり、これを（３）式に代入す
ると ｆ＝47.5Hz（50Hzの５％減）となつた場合を考えると、
Ｔ＝28.5゜となり、これを（３）式に代入すると となり、θ＝０゜〜360゜変化させると、第６図の様な
モー特性が得られ、θの値によつて斜線部分が誤差とな
つて見えてくる。
最大感度角γ＝60゜の点では、ｆ＝52.5Hzとｆ＝47.5Hz
の時のV/Iの値は、0.986Z〜1.002Zの範囲で変化する。
の時のV/Iの値は、0.986Z〜1.002Zの範囲で変化する。
一方、保護対象である電力系統のリアクタンス値は、周
波数に比例した変化を示すが、被保護領域を周波数に関
係なく一定にするためには、モー特性のリアクタンス値
（第６図でjx軸方向の大きさ）も周波数に比例して変化
させた方が都合が良い。
波数に比例した変化を示すが、被保護領域を周波数に関
係なく一定にするためには、モー特性のリアクタンス値
（第６図でjx軸方向の大きさ）も周波数に比例して変化
させた方が都合が良い。
事故発生点は、第６図の第１象現で表わされるが、周波
数変化と反対方向にモー特性が傾いているため、周波数
が高くなる程、事故発生点までとどかない不具合が顕著
となり、また周波数が低くなる程、事故発生点を越えて
余分の領域まで見つける不具合が顕著となる。
数変化と反対方向にモー特性が傾いているため、周波数
が高くなる程、事故発生点までとどかない不具合が顕著
となり、また周波数が低くなる程、事故発生点を越えて
余分の領域まで見つける不具合が顕著となる。
従つて、周波数の変化によつて、被保護領域が大幅に変
わることとなり、電力系統の事故を検出する目的を十分
に達成していると言えなかつた。
わることとなり、電力系統の事故を検出する目的を十分
に達成していると言えなかつた。
従来のデジタル保護継電器は以上のように構成されてい
るので、判定結果が得られるまでの時間が長くかかるこ
とと、周波数の変動に対する判定結果の誤差が大きく、
電力系統の保護として使用する場合の制約条件となつて
いた。
るので、判定結果が得られるまでの時間が長くかかるこ
とと、周波数の変動に対する判定結果の誤差が大きく、
電力系統の保護として使用する場合の制約条件となつて
いた。
この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、判定時間を約4/7に短縮できるとともに、周波
数が変化したことによる被保護系統のリアクタンス値の
変化に追従して、モー特性の大きさが変わるデジタル保
護継電器を得ることを目的とする。
もので、判定時間を約4/7に短縮できるとともに、周波
数が変化したことによる被保護系統のリアクタンス値の
変化に追従して、モー特性の大きさが変わるデジタル保
護継電器を得ることを目的とする。
この発明に係るデジタル保護継電器は、電圧及び電流の
サンプリング値として、v(o),v(T),v(3T),v(4T),i(o),i
(T),i(2T)を用いた演算処理により高速応動性を確保し
て、なおかつ、周波数変化に対しての特性変化を被保護
系統に合わせたものにして、被保護領域を周波数と無関
係に一定にしたものである。
サンプリング値として、v(o),v(T),v(3T),v(4T),i(o),i
(T),i(2T)を用いた演算処理により高速応動性を確保し
て、なおかつ、周波数変化に対しての特性変化を被保護
系統に合わせたものにして、被保護領域を周波数と無関
係に一定にしたものである。
この発明におけるデジタル保護継電器は、モー特性の整
定インピーダンスを決定するための電流サンプリング値
にi(T)成分を利用して、周波数変動に対して、そのリア
クタンス成分の大きさがほぼ系統のリアクタンス分の変
動に比例して変化するように、かつ、4T（＝120゜）ま
でのサンプリング値を使用するため、高速度化に対応で
きるものである。
定インピーダンスを決定するための電流サンプリング値
にi(T)成分を利用して、周波数変動に対して、そのリア
クタンス成分の大きさがほぼ系統のリアクタンス分の変
動に比例して変化するように、かつ、4T（＝120゜）ま
でのサンプリング値を使用するため、高速度化に対応で
きるものである。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（14）〜（18）は電圧及び電流のサンプリ
ング値で、添字はサンプリング時刻ｎの値を示す。（1
9）〜（22）は倍率演算手段で、入力の値を所定の定数
ａ及びｂ倍するものであり、前記倍率演算手段（19）〜
（22）の出力は、それぞれ、ａ・i(o),b・i(T),a・
i(T),b・i(2T)の値となる。差演算手段（23），（24）
でそれぞれ｛ａ・i(o)−ｂ・i(T)｝及び｛ａ・i(T)−ｂ
・i(2T)｝を得て、倍率演算手段（25）と（26）でＺ倍
し、差演算手段（７）と（８）で、v(o)（１）とv
(T)（15）との差をとると、その出力はそれぞれ、〔Ｚ
｛ai(o)−bi(T)｝−v(o)〕と〔Ｚ｛ai(T)−bi(2T)｝−v
(T)〕となる。ここで、倍率演算手段（25），（26）の
Ｚは、モー特性の最大感度角γにおけるインピーダンス
で、デジタル保護継電器の整定値となるものである。
図において、（14）〜（18）は電圧及び電流のサンプリ
ング値で、添字はサンプリング時刻ｎの値を示す。（1
9）〜（22）は倍率演算手段で、入力の値を所定の定数
ａ及びｂ倍するものであり、前記倍率演算手段（19）〜
（22）の出力は、それぞれ、ａ・i(o),b・i(T),a・
i(T),b・i(2T)の値となる。差演算手段（23），（24）
でそれぞれ｛ａ・i(o)−ｂ・i(T)｝及び｛ａ・i(T)−ｂ
・i(2T)｝を得て、倍率演算手段（25）と（26）でＺ倍
し、差演算手段（７）と（８）で、v(o)（１）とv
(T)（15）との差をとると、その出力はそれぞれ、〔Ｚ
｛ai(o)−bi(T)｝−v(o)〕と〔Ｚ｛ai(T)−bi(2T)｝−v
(T)〕となる。ここで、倍率演算手段（25），（26）の
Ｚは、モー特性の最大感度角γにおけるインピーダンス
で、デジタル保護継電器の整定値となるものである。
積演算手段（９）は、前記差演算手段（７）と、電圧サ
ンプリング値v(4T)（18）の積を求め、また、積演算手
段（10）は、前記差演算手段（８）と、電圧サンプリン
グ値v(3T)（２）の積を求めるもので、その出力はそれ
ぞれ、 〔Ｚ｛ai(0)−bi(T)｝−v(0)〕・v(4T) 〔Ｚ｛ai(T)−bi(2T)｝−v(T)〕・v(3T) が得られ、これを差演算手段（27）で差を求めると
（８）式が得られる。
ンプリング値v(4T)（18）の積を求め、また、積演算手
段（10）は、前記差演算手段（８）と、電圧サンプリン
グ値v(3T)（２）の積を求めるもので、その出力はそれ
ぞれ、 〔Ｚ｛ai(0)−bi(T)｝−v(0)〕・v(4T) 〔Ｚ｛ai(T)−bi(2T)｝−v(T)〕・v(3T) が得られ、これを差演算手段（27）で差を求めると
（８）式が得られる。
Ｓ＝〔Ｚ｛ai(T)−bi(2T)｝−v(T)〕v(3T) −〔Ｚ｛ai(o)−bi(T)｝−v(o)〕v(4T) …（８） この（８）式に、サンプリング値v(o)＝Vsin（θ＋
φ）,v(T)＝Vsin（θ＋φ−Ｔ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ
−3T）,v(4T)＝Vsin（θ＋φ−4T）,i(o)＝Isin（θ）,
i(T)＝Isin（θ−Ｔ）,i(2T)＝Isin（θ−2T）を代入す
ると（９）式が得られる。
φ）,v(T)＝Vsin（θ＋φ−Ｔ）,v(3T)＝Vsin（θ＋φ
−3T）,v(4T)＝Vsin（θ＋φ−4T）,i(o)＝Isin（θ）,
i(T)＝Isin（θ−Ｔ）,i(2T)＝Isin（θ−2T）を代入す
ると（９）式が得られる。
この（９）式を判定演算手段（12）で正のときのみ出力
するようにすれば、（９）式より、Vsin(T)＞０である
から、（10）式が得られる。
するようにすれば、（９）式より、Vsin(T)＞０である
から、（10）式が得られる。
前記倍率演算手段（19）〜（22）の倍率値ａ及びｂを の範囲とし（10）式を検討する。
サンプリング周期Ｔを定格周波数において、30゜に選ん
だ訳であるから、前記（11）式〜（13）式に、Ｔ＝30゜
を代入すると、それぞれ（14）〜（16）式が得られ、こ
れらは公知の如く、それぞれ最大感度角γ＝60゜,75゜,
90゜のモー特性になる。
だ訳であるから、前記（11）式〜（13）式に、Ｔ＝30゜
を代入すると、それぞれ（14）〜（16）式が得られ、こ
れらは公知の如く、それぞれ最大感度角γ＝60゜,75゜,
90゜のモー特性になる。
以上の結果を基に、本発明のデジタル保護継電器のモー
特性を評価する。
特性を評価する。
先づ、電圧と電流の必要サンプリング数は、最大でｎ＝
0,1,2,3,4であるため、当該時刻ｎ＝０から4T時刻経過
すると完全な演算が行なえるため、出力端子（13）に判
定結果が得られるのに、30゜×４＝120゜相当時間で良
く、f0＝50Hzの場合では、 となる。
0,1,2,3,4であるため、当該時刻ｎ＝０から4T時刻経過
すると完全な演算が行なえるため、出力端子（13）に判
定結果が得られるのに、30゜×４＝120゜相当時間で良
く、f0＝50Hzの場合では、 となる。
次に周波数が変化した場合の演算精度を算出すると、ｆ
＝52.5Hz（50Hzの５％増）の場合で、Ｔ＝31.5゜を（1
1）〜（13）式に代入すると、（17）〜（19）式が得ら
れる。
＝52.5Hz（50Hzの５％増）の場合で、Ｔ＝31.5゜を（1
1）〜（13）式に代入すると、（17）〜（19）式が得ら
れる。
また、ｆ＝47.5Hz（50Hzの５％減）の場合で、Ｔ＝28.5
゜を（11）〜（13）式に代入すると、（20）〜（22）式
が得られる。
゜を（11）〜（13）式に代入すると、（20）〜（22）式
が得られる。
最大感度角γ＝60゜の場合、すなわち、（17）式，（1
4）式，（20）式を図示すると、第２図のの特性図が
得られ、従来と異なり不確定領域のない単純な円となる
とともに、周波数変化に伴なう円の直径の変化と最大感
度角の変化が重さなつて、縦軸方向のリアクタンス成分
が周波数に比例して増減している。
4）式，（20）式を図示すると、第２図のの特性図が
得られ、従来と異なり不確定領域のない単純な円となる
とともに、周波数変化に伴なう円の直径の変化と最大感
度角の変化が重さなつて、縦軸方向のリアクタンス成分
が周波数に比例して増減している。
最大感度角γ＝75゜及び90゜についても同様に、及び
に示す如く、それぞれ（18）式，（15）式，（21）式
及び（19）式，（16）式，（22）式より、大きさと最大
感度角が変化し、周波数変動に比例したリアクタンス成
分の変化が現われている。
に示す如く、それぞれ（18）式，（15）式，（21）式
及び（19）式，（16）式，（22）式より、大きさと最大
感度角が変化し、周波数変動に比例したリアクタンス成
分の変化が現われている。
なお、前記２つの定数ａ及びｂの値を の範囲で変化させることにより、最大感度角γを60゜か
ら90゜まで任意に選定することが可能であることは言う
までもない。
ら90゜まで任意に選定することが可能であることは言う
までもない。
第３図は、本発明のデジタル保護継電器のハードウエア
構成図の例である。図において、（28）は電圧変成器、
（29）は電流変成器、（30），（31）は入力変換器で、
電力系統の電圧及び電流を処理容易な値に変換するもの
であり、（32），（33）はフイルタで、周知の如く、電
圧及び電流に含まれる高調波のうち、サンプリング周波
数の1/2以上の周波数成分を除去するものである。（3
4），（35）はサンプルホールドで、サンプリング値を
次のサンプリング時刻まで保持するものである。（36）
はマルチプレクサでサンプルホールド（34），（35）の
出力を順次切り替えて、A/D変換器（37）に伝達するも
のである。（38）はマイクロプロセツサで、メモリ（3
9）にあらかじめ収納されているプログラムを利用して
演算を実施し、その結果を出力回路（40）に出力させる
ものである。（41）はデジタル保護継電器である。
構成図の例である。図において、（28）は電圧変成器、
（29）は電流変成器、（30），（31）は入力変換器で、
電力系統の電圧及び電流を処理容易な値に変換するもの
であり、（32），（33）はフイルタで、周知の如く、電
圧及び電流に含まれる高調波のうち、サンプリング周波
数の1/2以上の周波数成分を除去するものである。（3
4），（35）はサンプルホールドで、サンプリング値を
次のサンプリング時刻まで保持するものである。（36）
はマルチプレクサでサンプルホールド（34），（35）の
出力を順次切り替えて、A/D変換器（37）に伝達するも
のである。（38）はマイクロプロセツサで、メモリ（3
9）にあらかじめ収納されているプログラムを利用して
演算を実施し、その結果を出力回路（40）に出力させる
ものである。（41）はデジタル保護継電器である。
なお、上記実施例では、電圧及び電流をそれぞれｖ及び
ｉとして表現したが、電力系統で使用する場合は、公知
の通り、短絡事故用及び地絡事故用として、それぞれの
線間入力及び相入力として演算させることは明白であ
る。
ｉとして表現したが、電力系統で使用する場合は、公知
の通り、短絡事故用及び地絡事故用として、それぞれの
線間入力及び相入力として演算させることは明白であ
る。
また、零相補償に零相電流を用いる場合も同様に演算し
て同様の効果を奏する。
て同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、当該時刻ｎ＝０から
５サンプリング離れた値までを用いて演算処理するの
で、高速度で判定結果が得られ、かつ電圧のサンプリン
グ値を４個用いることにより、周波数が変動しても、特
性に影響が出ない効果がある。
５サンプリング離れた値までを用いて演算処理するの
で、高速度で判定結果が得られ、かつ電圧のサンプリン
グ値を４個用いることにより、周波数が変動しても、特
性に影響が出ない効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるモー特性を演算する
手段を示すブロツク図、第２図はこの発明の演算手段に
より得られるモー特性の周波数特性図、第３図はこの発
明の演算手段を実現するデジタル保護継電器のハードウ
エア構成を示すブロツク図、第４図は従来のモー特性を
得るベクトル図、第５図は従来のモー特性を演算する手
段を示すブロツク図、第６図は従来の演算手段により得
られるモー特性の周波数特性図である。 図において、（１）〜（４），（14）〜（18）は電圧及
び電流のサンプリング値、（５），（６），（19）〜
（22），（25），（26）は倍率演算手段、（７），
（８），（23），（24），（27）は差演算手段、
（９），（10）は積演算手段、（11）は和演算手段、
（12）は判定演算手段、（13）は出力端子、（28）は電
圧変成器、（29）は電流変成器、（30），（31）は入力
変換器、（32），（33）はフイルタ、（34），（35）は
サンプルホールド、（36）はマルチプレクサ、（37）は
A/D変換器、（38）はマイクロプロセツサ、（39）はメ
モリ、（40）は出力回路、（41）はデジタル保護継電器
である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
手段を示すブロツク図、第２図はこの発明の演算手段に
より得られるモー特性の周波数特性図、第３図はこの発
明の演算手段を実現するデジタル保護継電器のハードウ
エア構成を示すブロツク図、第４図は従来のモー特性を
得るベクトル図、第５図は従来のモー特性を演算する手
段を示すブロツク図、第６図は従来の演算手段により得
られるモー特性の周波数特性図である。 図において、（１）〜（４），（14）〜（18）は電圧及
び電流のサンプリング値、（５），（６），（19）〜
（22），（25），（26）は倍率演算手段、（７），
（８），（23），（24），（27）は差演算手段、
（９），（10）は積演算手段、（11）は和演算手段、
（12）は判定演算手段、（13）は出力端子、（28）は電
圧変成器、（29）は電流変成器、（30），（31）は入力
変換器、（32），（33）はフイルタ、（34），（35）は
サンプルホールド、（36）はマルチプレクサ、（37）は
A/D変換器、（38）はマイクロプロセツサ、（39）はメ
モリ、（40）は出力回路、（41）はデジタル保護継電器
である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統の電圧及び電流を一定周期Ｔでサ
ンプリングし、デジタル変換後、その数値に基づき演算
処理して電力系統の事故を検出するデジタル保護継電器
において、上記一定周期Ｔを電力系統の定格周波数にお
ける周期の1/12となし、当該サンプリング時刻ｔより所
定サンプル数ｎだけ離れた時刻ｔ−nT（ｎ＝0,1,2,…）
における前記電圧及び電流のそれぞれのサンプリング値
ｖ（ｔ−nT）及びｉ（ｔ−nT）を得て、所定の３個の定
数Z,a及びｂを与え、前記ａ及びｂを の範囲の値に選定し、〔Ｚ｛ai(t-T)−bi(t-2T)｝−v
(t-T)〕v(t-3T)−〔Ｚ｛ai(t)−bi(t-T)｝−v(t)〕v
(t-4T）＞０ の演算を実行する演算手段を備えてなるデジタル保護継
電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4508888A JPH0777483B2 (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | デジタル保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4508888A JPH0777483B2 (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | デジタル保護継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218324A JPH01218324A (ja) | 1989-08-31 |
| JPH0777483B2 true JPH0777483B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=12709565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4508888A Expired - Fee Related JPH0777483B2 (ja) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | デジタル保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777483B2 (ja) |
-
1988
- 1988-02-25 JP JP4508888A patent/JPH0777483B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01218324A (ja) | 1989-08-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |