JPH0121648B2 - - Google Patents

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JPH0121648B2
JPH0121648B2 JP8249678A JP8249678A JPH0121648B2 JP H0121648 B2 JPH0121648 B2 JP H0121648B2 JP 8249678 A JP8249678 A JP 8249678A JP 8249678 A JP8249678 A JP 8249678A JP H0121648 B2 JPH0121648 B2 JP H0121648B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、複数の放射された電磁波信号を受信
して、その受信した信号から選択可能なチヤンネ
ルの周波数を濾波するチヤンネルセレクタ、特に
テレビジヨン受像機に用いられるチヤンネルセレ
クタに関するものである。
〔従来の技術〕
従来のテレビジヨン受像機に用いられるチヤン
ネルセレクタは、RF部（高周波数部）とIF部
（中間周波数部）とを有している。そのRF部は、
手動選択したチヤンネルを中心とした、複数のチ
ヤンネルを含む１つのバンドを広く濾波するよう
に同調されているRFフイルタを有している。そ
のRFフイルタの出力は、RF増幅器の入力に接続
されている。典型例の場合、RF部の全利得は、
少くとも20dBから30dBである。この利得によ
り、選択したチヤンネル内の信号の振幅が増大さ
れ、そして更に、装置全体の雑音指数がテレビジ
ヨン受像器のそれより後の回路からほぼ無関係と
なるようにされる。RF増幅器の出力は混合器の
一方の入力に接続し、その混合器の他方の入力
は、周波数選択可能な混合信号を受ける。その選
択可能な周波数は、選択したチヤンネルの信号が
約45MHzに周波数シフトされるように発生され
る。その混合器の出力は、チヤンネル選択フイル
タに接続されている。そのチヤンネル選択フイル
タは、選択したチヤンネル以外の周波数に対して
は比較的高いインピーダンスを持つ通路となり、
選択したチヤンネル内の信号に対しては比較的低
いインピーダンスの通路となる。従つて、チヤン
ネル選択フイルタの出力信号は、選択したチヤン
ネル内の周波数から主に構成されている。このチ
ヤンネル選択フイルタとして表面弾性波フイルタ
が一部で使用されている。
各テレビジヨンチヤンネルは、音声情報、映像
情報、及びフレーム同期情報を含んでいる。チヤ
ンネル選択フイルタの出力は、音声復調器に接続
され、その音声復調器は、選択したチヤンネルの
信号から音声情報を分離する。そして、音声復調
器の出力は、可聴音を発生するスピーカに接続さ
れている。同様に、チヤンネル選択フイルタの出
力は、映像処理ユニツトに接続され、その映像処
理ユニツトは、選択したチヤンネルの信号から映
像情報とフレーム同期情報とを分離する。そし
て、映像処理ユニツトの出力は、映像情報及びフ
レーム同期情報とを画像に変換する受像菅に接続
されている。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来のチヤンネルセレクタに使用されている表
面弾性波フイルタの通過帯域幅は、濾波周波数の
中心周波数の値、即ち中間周波数の値に対して比
較的大きく（具体的には、TVチヤンネルは約
5.5MHz幅であるので通過帯域幅の値は中間周波
数の値45MHzの約12パーセントである）、そのた
めに、ニオブ酸リチウムのような比較的結合係数
の高い圧電材料を使用する必要があつた。しか
し、ニオブ酸リチウムの圧電特性は、０℃から70
℃の温度範囲内の温度変化に対して非常に敏感で
ある。その結果、それらの表面弾性波フイルタ
は、温度補償回路を必要とするという問題があつ
た。
また、従来のチヤンネルセレクタは、混合器の
前にRF同調フイルタを有し、選択したチヤンネ
ルの影像周波数を混合器の入力で十分に減衰させ
て、混合器出力に干渉信号を発生しないようにし
ている。しかしながら同調可能なフイルタは複雑
であり高価であるという問題があつた。
〔問題点を解決するための手段〕
上述された問題点は本発明のチヤンネルセレク
タにより解決される。本発明のチヤンネルセレク
タは、 高周波数部と中間周波数部とを含むテレビジヨ
ン受像機用チヤンネルセレクタであつて、 (a) 受信されたテレビジヨン信号用のVHF通過
フイルタ、 (b) 前記VHF通過フイルタからの信号を受ける
第１の入力を有する第１の混合器、 (c) 前記第１の混合器の第２の入力に対する出力
を有し、VHFテレビジヨンバンドとUHFテレ
ビジヨンバンドとの間に中心周波数を有する高
い中間周波数帯中に、前記第１の混合器が所望
の入力VHF周波数チヤンネルの信号を出力で
きる出力周波数レンジを有する第１の可変周波
数発振器、 (d) 受信されたテレビジヨン信号用のUHF通過
フイルタ、 (e) 前記UHF通過フイルタからの信号を受ける
第１の入力を有する第２の混合器、 (f) 前記第２の混合器の第２の入力に対する出力
を有し、前記高い中間周波数帯中に、前記第２
の混合器が所望の入力UHF周波数チヤンネル
の信号を出力できる出力周波数レンジを有する
第２の可変周波数発振器、 (g) 前記第１および第２の混合器からの高い中間
周波数帯の出力をそれぞれ受ける第１および第
２の入力を有するスイツチ、 (h) 低い結合係数を有する水晶単体から形成さ
れ、前記スイツチから出力される前記高い中間
周波数帯用の表面弾性波フイルタ、 (i) 前記表面弾性波フイルタからの信号を受ける
第１の入力を有するMESFETからなる第３の
混合器、および (j) 前記第３の混合器の第２の入力に対する出力
を有し、前記第３の混合器からの出力がVHF
バンドよりも低い中心周波数を有する低い中間
周波数帯の信号を出力するような出力周波数を
有する固定周波数発振器を備えて成つている。
〔作用〕
VHF通過フイルタを通過したVHFバンド中の
テレビジヨンチヤンネルの信号と第１の可変周波
数発振器からの出力とがそれぞれ第１の混合器の
第１および第２の入力に入力され、VHFテレビ
ジヨンバンドとUHFテレビジヨンバンドとの間
に中心周波数を有する高い中間周波数帯中に所望
の入力VHFチヤンネルの信号が第１の混合器か
ら出力される。UHF通過フイルタを通過した
UHFバンド中のテレビジヨンチヤンネルの信号
と第２の可変周波数発振器からの出力とがそれぞ
れ第２の混合器の第１および第２の入力に入力さ
れ、高い中間周波数帯中に所望の入力UHF周波
数チヤンネルの信号が第２の混合器から出力され
る。第１の混合器または第２の混合器からの出力
信号が、スイツチを介して低い結合係数を有する
水晶単体から形成される高い中間周波数用の表面
弾性波フイルタに入力され、所望されるチヤンネ
ル以外の信号が除去される。表面弾性波フイルタ
からの出力信号と固定周波数発振器からの出力と
がそれぞれMESFETからなる第３の混合器の第
１および第２の入力に入力され、VHFバンドよ
りも低い周波数を有する低い中間周波数帯の信号
がこの第３の混合器から出力される。
〔発明の効果〕
本発明においては、高い中間周波数が用いられ
ているので、一つのTVチヤンネル幅に匹敵する
表面弾性波フイルタの通過帯域の幅は、濾波中心
周波数の値に対して小さい（具体的には、TVチ
ヤンネルは約5.5MHz幅であるので通過帯域幅は
高い中間周波数の値、例えば300MHzに対して２
パーセント以下である）。従つて、表面弾性波フ
イルタを低い結合係数を有する圧電材料、例えば
水晶から形成できる。水晶は、０℃から70℃の範
囲の温度変化に対して比較的鈍感であり、従つ
て、温度補償回路は何ら必要でなくなる。
表面弾性波フイルタの面積は、濾波中心周波数
の波長に比例する。従つて、本発明においては表
面弾性波フイルタの必要とするスペースはより小
さくなる。
選択されたチヤンネルの影像周波数（これは、
選択されたチヤンネルの周波数に高い中間周波数
の２倍を足した数に等しい）は、VHFバンドあ
るいはUHFバンドの外にある。例えば、高い中
間周波数が300MHzであると、474MHzの14チヤン
ネルに対する影像周波数は約474＋600MHzであ
り、UHFバンドの外となる。従つて、VHF通過
フイルタおよびUHF通過フイルタは同調する必
要はなくなり、より単純であり安価である無同調
のVHFバンドフイルタおよびUHFバンドフイル
タを使用することが可能となる。
なお、高い中間周波数を用いたことにより、こ
れを低い中間周波数に変換する必要が生じ、この
段階で混変調ひずみおよび中間周波数ひずみが生
じる恐れがあるが、本発明においては、高い中間
周波数を低い中間周波数に変換する第３の混合器
として２乗電流−電圧特性を有するMESFETが
使用されるので、この第３の混合器において生じ
る混変調ひずみおよび中間周波数ひずみの影響は
無視し得るものである。
以上において具体的に説明されたように、本発
明によると低ひずみであり、単純であり、かつ安
価なチヤンネルセレクタが提供される。
〔実施例〕
本発明の新規な特徴は特許請求の範囲に記載す
るが、本発明並びにほかの特徴及び効果は、添付
図面を参照しての本発明の実施例の以下の詳細な
説明から十分理解されよう。
さて第１図を参照するならば、本発明により構
成されたテレビジヨン受像機のチヤンネルセレク
タ部がブロツク図で図解してある。チヤンネルセ
レクタは、VHFアンテナ１０を有し、そのVHF
アンテナの出力は、ライン１１を介して固定バン
ドパスフイルタ１２ともう１つの固定バンドパス
フイルタ１３とに接続されている。ライン１１の
信号をここでＳ(f)と表わす。フイルタ１２は、
69MHzの中心周波数を持ち、3dB帯域幅が34.6M
Hzである。従つて、フイルタ１２は、低い側の
VHFテレビジヨンチヤンネルの信号を通すこと
ができる。同様に、フイルタ１３は、193MHzの
中心周波数を持ち、3dB帯域幅が44.5MHzであ
る。従つて、フイルタ１３は、高い側のVHFテ
レビジヨンチヤンネルの信号を波する。フイル
タ１２の出力は、ライン１４を介して、２入力１
出力型スイツチ１５の入力の一方に接続され、そ
して、フイルタ１３の出力は、ライン１６を介し
てスイツチ１５の入力の他方に接続される。スイ
ツチ１５は、フイルタ１２とフイルタ１３のいず
れか一方からの信号を選択するように動作する。
フイルタとスイツチの組合せは、通過帯の信号に
約1dBの損失をもたらす。
スイツチ１５の出力は、ライン１８を介して
RF増幅器１７に接続される。そのRF増幅器１７
は、AGCライン１９の信号によつて利得が制御
される可変利得である。RF増幅器１７の最大利
得は約4bBである。そして、RF増幅器の雑音指
数は約3dBである。
RF増幅器１７の出力は、ライン２１を介して
MESFET混合器２０の一方の入力に接続する。
この混合器２０は、約4dBの固定利得と、約8dB
の雑音指数を持つている。混合器２０の第２の入
力は、ライン２３を介してVHF電圧制御発振器
２２に接続されている。この発振器２２は、ライ
ン２３に385〜541MHzの範囲内の周波数選択自在
な局部発振信号を発生する。混合器２０は、局部
発振信号に応答して、ライン２１上のRF信号を
新しい中間周波周波数範囲に周波数シフトする。
ライン２３上の局部発振信号の周波数は、受信し
たいチヤンネルの信号が300MHzから400MHzの間
の所定の高い中間周波周波数へ周波数シフトされ
るように選択する。１つの実施例では、この所定
の高い中間周波周波数は約330MHzである。周波
数シフトした信号S2(f)はライン２４に出力され
る。
そのライン２４は、２入力１出力型スイツチ２
５の一方の入力に接続され、そのスイツチ２５の
第２の入力は、ライン２６を介して周波数シフト
されたUHFテレビジヨンチヤンネルの信号を受
けるように接続されている。スイツチ２５は、ス
イツチ１５と同一構成である。UHF−RF部と示
したUHFテレビジヨンチヤンネルの信号を周波
数シフトするための回路は、VHF−RF部と構成
が同一であり、詳細は後述する。
スイツチ２５の出力は、ライン２７を介して表
面弾性波フイルタ２８に接続されている。このフ
イルタ２８は、ライン２７上のテレビジヨンチヤ
ンネルの内の１つのチヤンネルの信号のみを通す
ように構成されている。特に、フイルタ２８は、
所定の高い中間周波周波数のテレビジヨンチヤン
ネルの信号を通す。固定RFフイルタと表面弾性
波フイルタとが、システムのフイルタ作用の全て
を実質的に行なつている。好ましい実施例におい
て、フイルタ２８は、低挿入損失の三相一方向フ
イルタである。典型例の場合、フイルタ２８によ
る損失は、通過域で3.5dB未満であり、反対に、
帯域外信号は大幅に減衰する。
フイルタ２８の出力S3(f)は、ライン３０を介し
てIF増幅器（中間周波増幅器）２９に接続する。
このIF増幅器２９は、ライン３１のAGC信号に
より利得が制御される可変利得であり、IF増幅
器の最大利得は約30dBである。従つて、IF増幅
器２９は、システムの最初の高利得素子である。
このため、システムの利得は、所望なシステム全
体の雑音指数を得るに必要な値より大きくないと
いう特徴を持つ。IF増幅器２９の雑音指数は約
4dBである。
IF増幅器２９の出力は、ライン３３を介して
混合器３２に接続される。その混合器３２の第２
入力は、ライン３４を介して発振器３５の出力に
接続される。発振器３５は、周波数制御素子とし
て表面弾性波共振器３６を有している。好ましい
実施例においては、共振器３６と発振器３５は、
285MHzの周波数の混合信号をライン３４に発生
するように動作する。ライン３４の285MHz信号
は、ライン３３の信号と混合されて、混合器３２
の出力に信号S4(f)を発生する。信号S4(f)は、
285MHzだけ低く周波数シフトされていることを
除き、信号S3(f)と同じである。従つて、信号S4(f)
は、約45MHzの映像搬送波を含んでいる。
選択したチヤンネルの信号が45MHzの低い中間
周波周波数に周波数シフトされた後、その選択し
たチヤンネルの信号に付加利得が与えられる。混
合器３２が＋10dBの固定利得を与える。そして、
混合器３２の出力は、ライン３７を介して、最大
利得＋50dBのIF増幅器３８に接続される。IF増
幅器３８の利得は、ライン３９のAGC信号によ
り変化する。低い中間周波周波数で利得のほとん
どを与えることによつて、寄生容量や寄生発射等
によるフイードバツクが330MHzより45MHzの方
が少くないので、システムの安定性が高められ
る。
IF増幅器３８の出力は、ライン４０を介して、
タンク回路４１、同期検波器４２及び位相検出器
４３に接続される。タンク回路４１は、約45MHz
の中心周波数を持つている。同期検波器４２の第
２の入力は、ライン４４を介して発振器４５に接
続されている。発振器４５は、45MHzの一定周波
数のクロツク信号をライン４４に発生する。ライ
ン４４上のクロツク信号は、ライン４０上の45M
Hz映像搬送波と同相である。同期検波器４２は、
ライン４０及び４４上の信号を混合して、ライン
４６に出力信号S5(f)を出力する。その出力信号S5
(f)は、ゼロHzの映像搬送波と4.5MHzの音声搬送
波を持つ選択したテレビジヨンチヤンネルの信号
を含んでいる。ライン４６は、映像信号から音声
信号を分離して、音声信号と映像信号からそれぞ
れ音声及び映像を再生する従来のテレビジヨン回
路に接続される。
ライン４４の同期クロツク信号は、発振器４５
と共働して動作する位相検出器４３によつて、ラ
イン４０上の映像搬送波と同相に維持される。位
相検出器４３は、ライン４８上に位相検出信号
PD２を出力する。その位相検出信号PD２は、ラ
イン４０上の映像搬送波とライン４７の発振器信
号との位相差を表わしている。信号PD２は、ラ
イン４０及び４７の信号の位相差を90゜に維持す
るように働く。この位相差は、ライン４４と４７
の発振器信号の補償位相差を90゜に維持する発振
器４５によつて補償される。
位相ロツクループを完成させるように、ライン
４８がループフイルタ４９に接続され、そのルー
プフイルタの出力はライン５１を介して加算器５
０に接続されている。加算器５０の第２の入力
は、ライン５３を介して制御器５２に接続され、
第３の入力は、ライン５５を介してランプ発振器
５４に接続される。制御器５２と発振器５４は、
１つのチヤンネルからもう１つのチヤンネルを選
択するための粗電圧を与えるように動作する。チ
ヤンネル選択スイツチ５６がライン５７を介して
制御器５２に接続している。そのスイツチ５６
は、選択したチヤンネルを表わすデジタル信号を
ライン５７に出力する。制御器５２は、そのデジ
タル信号に応答して粗チヤンネル選択電圧をライ
ン５３に出力するＤ−Ａ変換器を含んでいる。ラ
イン５３の信号は、ライン５１及び５５の粗信号
と加算され、それによつて選択したチヤンネルの
映像搬送波に位相ロツクされたループを形成す
る。加算器５０の出力はライン５８を介しVHF
電圧制御発振器２２に接続している。その発振器
２２は、ライン５８の位相検出信号に応答して
385MHzから541MHzの範囲の周波数の局部発振信
号をライン２３に出力して、ループを完成する。
第１図のチヤンネルセレクタのUHF−RF部
は、UHFアンテナ５９で始まる。そのアンテナ
５９は、ライン６１を介して固定ハイパスフイル
タ６０に接続している。フイルタ６０の3bBカツ
トオフ周波数は約380MHzである。フイルタ６０
の出力は、ライン６３を介してRF増幅器６２の
入力に接続している。RF増幅器６２は、ライン
１９のAGC信号を受けるように接続されたAGC
入力を有している。RF増幅器６２の最大利得は
4bBであり、雑音指数も約4dBである。RF増幅
器６２の出力に、固定ローパスフイルタ６５の入
力が接続している。そのフイルタ６５は、約
936MHzの3dBカツトオフ周波数を持つている。
従つて、フイルタ６０とフイルタ６５により、全
UHF帯域の信号が通過し、そのほかの周波数は
排除される。
混合器６７は、フイルタ６５からのUHFバン
ドの信号をライン６６を介して受ける。混合器６
７は、UHF電圧制御発振器６８からの周波数選
択自在な混合信号も同時に受ける。混合信号の選
択可能な周波数は、約801MHzから1215MHzの範
囲である。その混合信号の選択自在な周波数は、
選択したチヤンネルの信号を所定の高い中間周波
周波数に周波数シフトするように、チヤンネル選
択スイツチ５６に応答して発生されている。
上述した第１図の回路の全体動作は次の如くで
ある。アンテナ１０及び５９は、VHF及びUHF
の周波数スペクトルを含む放射電磁波信号を受信
する。アンテナ１０によつて受信された信号は、
固定（無同調）フイルタ１２及び１３に送られ、
それらフイルタ１２及び１３は、低いVHFバン
ドの全周波数スペクトルの信号及び高いVHFバ
ンドの全周波数スペクトルの信号をそれぞれ通過
させる。同様に、アンテナ５９によつて受信され
た信号は固定（無同調）フイルタ６０及び６５に
送られ、それらフイルタは、UHFバンドの全周
波数スペクトルの信号を通過させる。スイツチ１
５及び２５は、チヤンネル選択スイツチ５６から
の論理信号に応答して、これら３つの周波数スペ
クトルの内の１つを選択する。
MESFET混合器２０または６７は、選択した
周波数スペクトルの信号を300MHzから400MHzの
範囲内の所定の中間周波周波数に周波数シフトす
る。混合器２０は、VHF信号を周波数シフトし、
他方、混合器６７は、UHF信号を周波数シフト
する。２つの混合器は、出力が入力のほぼ完全な
積であるダイナミツクレンジが広い。その結果、
システムの性能が改善されている。例えば、混合
器２０及び６７は、混変調ひずみ１％未満で、そ
の出力で＋6dBmを越える干渉信号レベルを扱う
ことができる。
スイツチ２５は、２つの混合器の一方を表面弾
性波フイルタ２８の入力に結合する。そのフイル
タ２８は、選択したチヤンネルの外の信号を大幅
に減衰せしめる。特に、フイルタ２８の阻止域
は、下側に隣接する音声搬送波及び上側に隣接す
る映像搬送波が65dB以上減衰するように両側が
急峻になつている。通過域外のほかの信号は全て
少くとも55dB減衰するようなされている。反対
に、フイルタ２８の帯域内挿入損失はただの
3.5dBである。
フイルタ２８からの出力信号は、システムの最
初の高利得素子であるIF増幅器２９へ送られる。
IF増幅器２９の最大利得は30dBである。それに
比べ、IF増幅器２９より前の全利得は10dB未満
である。RF−IF部の低利得の結果として、相互
変調ひずみと混変調ひずみが小さくできる。更
に、寄生容量や寄生発射等による高周波フイード
バツクが避けられるので、システムの安定性が改
善できる。同時に、低雑音指数と十分な高利得を
それぞれ持つ複数の回路素子により、システム全
体の雑音指数を低くすることができる。
低利得RF−IF部により更に、固定フイルタを
除くチヤンネルセレクタの全てを１つの半導体チ
ツプに集積化することが可能である。そのような
チツプの概括を第１図において点線６９で示す。
そのチツプをつくる方法は、MESFETデバイス
及びバイポーラデバイスをつくる現在周知の方法
を組合せたものである。表面弾性波フイルタ２８
と表面弾性波共振器３６を構成するために、第２
のチツプを使用する。また固定フイルタ１２，１
３，６０及び６５は、別々の素子として構成す
る。
IF増幅器２９の出力の選択したチヤンネルの
信号は、混合器３２により45MHzに周波数シフト
される。そして、増幅器３８により−10dBmま
で更に増幅される。選択したチヤンネルの映像信
号は、同期検波器４２によつてベースバントまで
下げられ、他方、選択したチヤンネルの音声信号
は4.5MHzにシフトされる。4.5MHzトラツプ７０
は、映像信号から音声信号を除去し、そして、ロ
ーパスフイルタ７１が、選択したチヤンネルの映
像信号以外の全ての信号を除去する。フイルタ７
１の出力である映像信号は、ライン７２を介して
映像処理回路へ送られ、他方、ライン４６の
4.5MHz音声信号は、音声処理回路へ送られる。
この音声−映像回路は、第２０図を参照して後述
する。
さて第２ａ図から第２ｅ図までを参照するなら
ば、信号S1(f)からS5(f)の周波数ダイヤグラムが図
解されている。第２ａ図において、低いVHFバ
ンドを７５ａで示し、高いVHFバンドを７５ｂ
で示し、UHFバンドを７５ｃで示している。そ
れら各バンドは、複数のチヤンネルからなり、そ
して、各チヤンネルは、参照番号７６で示して詳
細に図解した如く割当てられた周波数スペクトル
を有している。周波数割当て並びに信号の変調型
式は、米国連邦通信委員会（FCC）によつて決
められた周知の基準に則つている。第２ｂ図は、
信号S2(f)の典型的な周波数ダイヤグラムである。
図示の例の場合、信号S2(f)は、低いVHFバンド
スペクトル内のチヤンネルを含んでいる。選択し
たチヤンネルは330MHzに近い。（ライン２３上の
局部発振信号の周波数）−（選択したチヤンネルか
らの映像搬送波の周波数）は330MHzとなる。混
合周波数が映像搬送波の周波数より高いので、混
合器２０の出力の周波数スペクトルは、入力周波
数スペクトルから参照番号７７で示す如くに反転
する。
第２ｃ図は、信号S3(f)の周波数スペクトルを図
示している。その信号S3(f)は、チヤンネル選択フ
イルタ２８の出力であり、従つて、それは、選択
したチヤンネル内の周波数のみを含んでいる。信
号S3(f)は、そのあと、増幅されて、285MHz低く
周波数シフトされる。その結果が、第２ｄ図に示
す信号S4(f)である。
信号S4(f)は更に増幅され、そして、同期検波器
４２により同期検波される。同期検波器４２の混
合作用は、選択したチヤンネルの周波数スペクト
ルを再び反転する。かくして、選択したチヤンネ
ルの映像搬送波は０Hzであり、選択したチヤンネ
ルの音声搬送波は、参照番号７８で示す如く
4.5MHzである。
第３図は、第１図のチヤンネル選択位相ロツク
ループの動作を図解する時間ダイヤグラムであ
る。第３図に示す如く、ライン５８の信号PD４
は信号即ち成分PD１乃至PD３からなつている。
信号PD３は、制御器５２によつて与えられる粗
チヤンネル選択電圧を構成している。信号PD２
及びPD１は、位相ロツクループのための微調整
をなしている。第３図において、最初の時間間隔
△T1の間或る１つのチヤンネルが選択され、そ
して、時間間隔△T2の間別のもう１つのチヤン
ネルが選択されている。信号PD３は、チヤンネ
ル選択のための粗電圧を与え、信号PD１は、信
号PD３と所望電圧レベルとの間の直流オフセツ
ト電圧を補償する。そして、信号PD２が、ライ
ン４０と４４の信号の間の瞬時位相差または瞬時
周波数差を補償するための動的修正電圧を与えて
いる。
第２図の各信号の大きさを第４ａ図及び第４ｂ
図に図示する。第４ａ図は、希望チヤンネルの信
号を図示し、第４ｂ図は、除去される２つのチヤ
ンネルの信号であるチヤンネルの干渉信号の大き
さを図示している。曲線８１乃至８４は、到来信
号強度がそれぞれ0dBm、−35dBm、−55dBm、−
85dBmである場合についてシステムの様々な点
での希望チヤンネル信号の大きさを示している。
これらの曲線が示す如く、選択したチヤンネルの
入力信号強度が減少してゆく時、利得は、最初増
幅器１７によつて与えられ、次いで増幅器２９に
よつて与えられ、最後に増幅器３８によつて与え
られる。特に、RF部は、選択したチヤンネルの
入力信号強度が−55dBm未満でない限り、無利
得である。そして、そのRF部は、選択したチヤ
ンネルの入力信号強度が−55dBmと−85dBmと
の間にある時、＋3dBmの最大利得に達する。
前述した如く、MESFET・RF増幅器と
MESFET・RF混合器との低利得RF部の組合せ
により、極めて優れたチヤンネル弁別能力を持つ
システムが得られる。これを、選択したチヤンネ
ルと非選択チヤンネルとの信号の相対的信号強度
により第４ｂ図に示す。例えば、第４ｂ図の曲線
８５は、選択したチヤンネルの入力信号強度が−
55dBmで、除去される２つのチヤンネルの入力
信号強度が＋1dBmの場合を示している。同様
に、曲線８６は、選択したチヤンネルの入力信号
強度が−35dBmで、除去される２つのチヤンネ
ルの入力信号強度が＋2dBmの場合を示してい
る。受信機にとつて最も厳しい要求は、最初の
RF増幅器が利得を必要とする時（即ち、希望チ
ヤンネルの信号強度が−55dBm未満である時）
である。なぜならば、利得の付加によりRF部の
非線形性が増大し、混変調と相互変調のひずみが
更に大きくなるからである。従つて、曲線８５
は、システムの最も厳しい条件の場合を示してい
る。曲線８５の状態では、RF増幅器１７と混合
器２０の混変調ひずみと相互変調ひずみが１％未
満でなければならない。そして、ここに開示する
MESFETの混変調ひずみ相互変調ひずみが出力
信号レベル＋6dBm未満の時１％未満であるの
で、この要求を満たすことができる。
選択したチヤンネルの信号が330MHzにシフト
された後、選択したチヤンネルから除去される２
つのチヤンネルの信号は大幅に減衰される。混合
器２０は、２つの除外されるチヤンネルの信号を
−4dB減衰した同調出力を出力する。そして、表
面弾性波フイルタ２８は、帯域外の全信号を少く
とも−53dB減衰させる。同時に、混合器は、希
望信号に4dBの利得を与える。そして、フイルタ
２８は、選択したチヤンネルの信号に3.5dBの損
失だけをもたらす。
第１図の各ブロツクの詳細を第５図から第１９
図までを参照して説明する。まず、第５図を参照
するならば、バンドパスフイルタ１２の回路図が
図解されている。基本的には、フイルタ１２は、
２つの直列共振LC回路９１及び９２及び１つの
並列共振LC回路９３からできている。フイルタ
１３も同様に構成されている。
RFフイルタ１２及び１３の主機能は、１つの
バンドの信号を通過させ、他方、わかるほどの画
像干渉を除去するに十分なだけ影像周波数を排除
することである。このシステムは330MHzの中間
周波周波数を使用しているので、影像周波数は全
て、希望チヤンネルの周波数より660MHz高い。
従つて、低いVHF影像周波数は、第５図の三極
バンドパスフイルタによつて80dB以上減衰され
る。第１図のシステムにおいて、影像周波数信号
がフイルタ出力で希望信号のレベルより36dB以
上小さくないと、ちようどわかる程度の画像干渉
が生じる。従つて、例えば、第５図のフイルタ
は、希望映像信号レベルが−55dBmで影像周波
数レベルが−11dBmである場合十分な影像周波
数排除をなす。低いVHFバンドのスペクトルと
高いVHFバンドのスペクトルに対する影像周波
数は、UHFバンドのスペクトルの内にあり、
VHFアンテナの入力でのUHF信号のレベルは−
11dBm未満であると普通予測される。
第５ｂ図及び第５ｃ図は、第１図のUHF RF
部に使用するに適したハイパスフイルタとローパ
スフイルタの回路である。UHFの影像周波数は
全てテレビジヨンバンドの外にある。最初の影像
周波数は約1130MHzであり、最後の影像周波数は
約1545MHzである。これらの周波数は航空機航法
に割当てられており、そして、TACANシステ
ムが最大出力を持つている。そのTACANの出
力は、衝撃係数1.8×10-3で唯の5Kwである。従
つて、TACANの信号は、1MWのテレビジヨン
送信機によつて発信される信号より50dB低い、
それ故、第５ｂ図及び第５ｃ図のフイルタは、
UHFバンドの影像周波数信号を排除する十分で
ある。
第６図は、スイツチ１５の詳細な回路図であ
る。スイツチ１５の一方の部分は、ライン１４と
１８に接続したダイオード１０１と、制御入力１
０３を持つRLCバイアス回路網１０２とから基
本的にできている。直流電圧制御信号
SELLOVHFがライン１０３へ供給され、ダイオ
ード１０１を選択的にオンまたはオフ状態にし、
ライン１４からの低いVHF信号を選択しまたは
選択しないようにする。スイツチ１５の他方の部
分は、上述した一方の部分と同じであり、ライン
１８をライン１６に結合して、高いVHFチヤン
ネルの信号を選択しまたは選択しないように使用
される。
次に第７図及び第８図を参照するならば、RF
増幅器１７と混合器２０の詳細な回路図がそれぞ
れ図示されている。増幅器１７は、デユアルゲー
トMESFET１１１から基本的に構成され、その
MESFET１１１のソースはバイアス抵抗と結合
コンデンサ１１２に接続され、ドレインは、LC
バンドパス回路１１３に接続されている。
MESFET１１１の利得は、第４ａ図に示したレ
ベルを中心にして自動利得制御信号AGCRFによ
つて変化する。その自動利得制御信号AGCRF
は、分圧回路網１１４を介してMESFET１１１
のゲートに結合される。
同様に、混合器２０は、単一ゲートMESFET
１２１から選択され、そのソースはバイアス抵抗
及び結合コンデンサ１２２に接続され、ドレイン
は、LCバンドパス回路１２３に接続されている。
LCバンドパス回路１２３の中心周波数は330MHz
である。VHF電圧制御発振器２２からの混合信
号は、RC回路１２４を介してMESFET１２１の
ゲートに供給される。
増幅器１７と混合器２０のMESFETのシヨツ
トキーバリアゲート構造は、知られている他のデ
バイスより優れた重要な性能改善をもたらすこと
をここで強調したい。狭ゲートデプレツシヨンモ
ードMOSFETデバイスの周波数レスポンスは高
いが、非常に狭い範囲のゲートバイアスでしか二
乗伝達特性を持たない。二乗特性動作からのずれ
が混変調ひずみと相互変調ひずみとなるので、デ
バイスは小さなダイナミツクレンジに制限されて
しまう。それに比べて、MESFET１１１は、第
４ａ図に示す全動作範囲にわたつてほぼ理想的な
二乗特性を有している。接合形FET（JFET）も
良好な二乗伝達特性を有しているが、寄生容量並
びに使用可能な形状を制限するプロセス上の困難
さにより高周波性能が大幅に落ちる。
さて第９ａ図を参照するならば、混合器２０と
して使用に適した完成したMESFETデバイスの
写真が示されている。第９ａ図のMESETは、閉
じた形状のゲート１３１を有している。そのゲー
ト１３１は長さ約2.032mm（80ミル）である。そ
して、ゲート金属は、約7.62ミクロン（0.3ミル）
の幅であり、ゲート金属と接触するシヨツトキー
バリアゲートは約3.81ミクロン（0.15ミル）の幅
である。ソースは５本の指状体１３２乃至１３６
からなり、それら指状体はそれぞれ830.58ミクロ
ン（32.7ミル）、104.14ミクロン（4.1ミル）、
104.14ミクロン（4.1ミル）、195.58ミクロン（7.7
ミル）、307.34ミクロン（12.1ミル）の長さであ
る。そして、これら指状体の幅は約7.62ミクロン
（0.3ミル）である。ドレインは、指状体137乃至
140からなつている。
第９ｂ図は、第９ａ図の線Ａ−Ａに沿つて見た
拡大横断面図である。MESFETは、Ｐ型不純物
を持つシリコンサブストレイト１４１につくられ
ている。そのシリコンサブストレイト１４１の導
電率は約50オームセンチメートルである。ソース
電極１３２乃至１３６の各々は、N+ドープ領域
１４２乃至１４６に結合している。これらドープ
領域は、約0.005オームセンチメートルの導電率
である。ドープ領域は、それらに対応するソース
電極を約7.62ミクロン（0.3ミル）越えて延在し
ており、そして、離隔ゲート電極から約3.81ミク
ロン（0.15ミル）隔てられている。同様に、ドレ
イン電極を形成している金属電極１３７乃至１４
０は、下のN+ドープ領域１４７乃至１５０にそ
れぞれ結合している。そして、そのドレインのド
ープ領域の導電率及び形状は、ソースのドープ領
域と同じである。
第９ｃ図は、増幅器１７に使用が適したデユア
ルゲートMESFETデバイスの１つのソースドレ
イン対の拡大横断面図である。デバイス全体は、
ソース電極とドレイン電極との間に２つのゲード
が置かれている変更を除き、第９ａ図と同様であ
る。第９ｃ図において、ソース電極１３２ａとド
レイン電極１３７ａは、第９ａ図の電極１３２と
１３７に対応している。ゲート電極１３１ａと１
３１ｂは、第９ａ図の電極１３１のスペースを占
めている。
第９ｄ図は、第９ａ図のデバイスの電流−電圧
特性を図示し、そして、第９ｅ図は、ゲート電圧
の関数として相互コンダクタンスを図示してい
る。理想二乗特性デバイスにおいては、ドレイン
電流がゲート電圧の二乗に比例する。そして、相
互コンダクタンスがゲート電圧についてのドレイ
ン電流の偏導関数であるので、相互コンダクタン
スは、理想二乗特性動作の場合ゲート電圧に正比
例する。第９ｅ図は、第９ａ図のMESFETデバ
イスの相互コンダクタンスとゲート電圧とのその
ような線形関係を示している。
さて第１０図を参照するならば、スイツチ２５
の回路図が図示されている。スイツチ２５は、第
６図の前述したスイツチ１５と同一に構成されて
いる。ライン２４と２６の信号は、それぞれ直流
制御信号SELVHF及びSELUHFによつて出力ラ
イン２７へ選択的に結合される。
第１１ａ図から第１１ｈ図は表面弾性波フイル
タ２８の詳細を図解する。フイルタ２８は、表面
弾性波デバイスチツプ１６０からなり、その表面
弾性波デバイスチツプ１６０は、入力信号及び出
力信号をインピーダンス整合及び移相するための
LC入力回路１７０とLC出力回路１９０を有して
いる。リード線１７２乃至１７４及び１９２乃至
１９４は、第１１ａ図に示す如く、入力回路１７
０と出力回路１９０をそれぞれ表面弾性波デバイ
スチツプ１６０に結合している。
表面弾性波デバイス１６０は、第１１ｂ図に示
す如き周波数特性を有している。特に、この表面
弾性波デバイスは、希望チヤンネルの映像搬送波
より1.5MHz高い信号を少くとも65dB減衰させ
る。その周波数に、希望チヤンネルの隣りのチヤ
ンネルの音声搬送波がある。この音声搬送波は同
期検波器４２によつて選択チヤンネルの映像信号
に変換されて混入するため、この音声搬送波を大
幅に減衰させることは重要である。即ち、46.5M
Hzの音声搬送波が同期検波器４２により1.5MHz
に変換される。第１図のテレビジヨン受像機にお
いて、45MHzの映像搬送波の−36dB以内の大き
さを持つ46.5MHzの音声搬送波が表面弾性波フイ
ルタ２８を通過すると、ちようどわかる程度の画
像干渉が生じる。従つて、65dB以上の隣接チヤ
ンネル排除能力を持つ表面弾性波フイルタ２８
は、希望チヤンネルの信号よりフイルタ入力での
隣接チヤンネルの信号がたとえ相当大きくとも、
第１図のテレビジヨン受像機が良好な映像受信が
できるようにする。例えば、希望チヤンネルの信
号レベルがフイルタ２８の入力で−55dBmであ
り、その時のフイルタ２８の入力での46.5MHz音
声搬送波が−26dBmであるとしても、第１図の
テレビジヨン受像機は、フイルタ２８の出力での
帯域内信号と帯域外信号の差−36dBの条件を満
すことができる。それに比べて、典型的な従来の
テレビジヨン受像機は、隣接チヤンネルの音声搬
送波が−40dBmである時にもわかるほどの画像
干渉が生じる。
第１１ｃ図及び第１１ｄ図は、表面弾性波デバ
イス１６０の一実施例の物理的構造を図解するも
のである。基本的には、表面弾性波デバイス１６
０は圧電性サブストレイト１６１からできてお
り、それは水晶でできている。水晶は、水晶を通
る表面波の速度が実質上温度から独立している望
ましい特徴を有している。後述する如く、速度は
フイルタの中心周波数に影響するので、温度に対
する速度の依存性の問題は相当重要である。
３つの電気的に独立した導体１６２乃至１６４
がサブストレイト１６１上に付着させられてい
る。各導体は、“くし”のようにサブストレイト
１６１上に付着させられた指状電極１６２ａ乃至
１６４ａをそれぞれ有している。指状電極１６２
ａ乃至１６４ａは等間隔に離隔されており、同一
導体の２つの連続する指状電極間の距離は、フイ
ルタの中心周波数の１波長である。水晶の表面波
の速度は、約3300ｍ／秒であり、そして、表面弾
性波デバイス１６０の中心周波数は約330MHzで
ある。従つて、例えば、２つの連続する指状電極
１６２ａ間の距離は約10×10-6ｍである。
導体１６２乃至１６４は、リード線１７２乃至
１７４をそれぞれ介して第１１ａ図の入力回路１
７０に接続している。入力回路１７０は、互に
120゜位相がずれている電圧を導体１６２乃至１６
４に出力する。この位相関係は、サブストレイト
１６１上に一方向表面波を発生せしめる。即ち、
順方向の波は加算的に加重され、反対に、逆方向
の波は減算的に加重される。その結果、表面弾性
波デバイスは、通過域の信号に対しては低挿入損
失を持つている。特に、この表面弾性波フイルタ
１６０による損失は、3.5dB以下である。1972年
８月27日にHartmann他に特許されそしてテキサ
スインスツルメントインコーポレーテツドに譲渡
された米国特許第3686518号に、一方向性表面弾
性波フイルタ１６０の構造の詳細が開示されてい
る。
第１１ｄ図は、表面弾性波フイルタ１６０のイ
ンパルス応答を適合させる方法を図解している。
ここに図解した方法は、指状電極引抜き法
（finger withdrawal method）として知られて
いる。これは、サブストレイト１６１の選択した
部分から指状電極群を除去することを伴うもので
ある。基本的には、指状電極が除去された領域に
おけるインパルス応答の振幅が、それら指状電極
が除去されなかつた場合の値より低くなる。従つ
て、この方法により、サブストレイト１６１の長
さに沿つたインパルス応答の相対振幅を制御でき
る。所望のインパルス応答は、第１１ｂ図の周波
数応答の逆フーリエ伝達関数をとることによつて
得られる。そして、その所望のインパルス応答に
従つて、指状電極１６２ａ乃至１６４ａを選択的
に除去する。この指状電極引抜き法の詳細は、
Hartmannに1976年３月23日に特許されテキサス
インスツルメントインコーポレーテツドに譲渡さ
れた米国特許第3946342号に示されている。
第１１ｅ図から第１１ｈ図は、入力回路１７０
を構成するインダクタ１７５乃至１７７及びコン
デンサ１７８の値を決定する方法を図解するもの
である。前述した如く、入力回路１７０の機能の
１つは、互に120゜移相されている電圧をリード線
１７２乃至１７４に発生することである。第１１
ｅ図は、リード線１７２の電圧とリード線１７３
の電圧との間に60゜の位相遅れをもたらす回路１
８０と、リード線１７４の接地との組合により、
この120゜の移相を達成できることを図解している
ものである。この点について、更に第１１ｆ図の
位相図で図解する。
60゜位相遅れをつくる回路１８０を第１１ｇ図
に図示する。この回路１８０は、コンデンサ１８
１、インダクタ１８２、コンデンサ１８３及び抵
抗１８４からなるπ形RLC回路網からできてい
る。第１１ｇ図には、素子１８１乃至１８４によ
るリード線１７２と１７３との間の位相遅れ角に
関する２つの式が示されている。この実施例で
は、位相角が60゜、抵抗１８４が、導体１６２と
１６３との間の抵抗値の1/2である。従つて、第
１１ｇ図の式を使用して、｜XL｜及び｜XC｜の値
を計算することができる。
第１１ｈ図に図示す如く、コンデンサ１８３
は、リード線１７３及び１７４間にインダクタ１
７５を結合することによつて物理的に実現し、イ
ンダクタ１８２は、リード線１７２及び１７３間
にインダクタ１７６を結合することによつて物理
的に実現する。そして、表面弾性波デバイスの電
極によるリード線１７３とリード線１７４間の容
量とインダクタ１７５との並列結合が、コンデン
サ１８３のインピーダンスと等しくなるように選
ぶ。同様に、表面弾性波デバイスの電極によるリ
ード線１７２と１７３との間の容量とインダクタ
１７６との並列結合が、インダクタ１８２のイン
ピーダンスと等しくなるように選ぶ。例えば、典
型例では、インダクタ１７５は30ナノヘンリー、
そして、インダクタ１８２は35ナノヘンリーでよ
い。
そのあと、インダクタ１７７をリード線１７２
と１７４との間に接続し、そして、コンデンサ１
７８をリード線１７２とライン２９との間に接続
して、リード線１７２と１７４との間のインピー
ダンス整合を図る。典型例では、インダクタ１７
７は約25ナノヘンリーであり、コンデンサ１７４
は10ピコフアラツドである。
第１１ａ図から第１１ｈ図を参照しての説明
は、表面弾性波デバイス１６０の入力変換器及び
入力回路１７０の構成に主に向けたものである
が、表面弾性波デバイス１６０は更に、入力変換
器の構成と同様な構成の出力変換器をサブストレ
イト１６１上に有しており、また、第１１ａ図の
出力回路１９０は入力回路１７０と同様に構成さ
れている。
さて、第１２ａ図及び第１２ｂ図を参照するな
らば、IF増幅器２９の回路図が示されている。
IF増幅器２９は、段２００と段２０１からでき
ている。そして、段２００は、増幅素子として１
つのバイポーラトランジスタ２０２を有してお
り、他方、段２０１は、増幅素子として集積回路
２０３に集積化された数個の直流結合バイポーラ
トランジスタを有している。集積回路２０３は、
第１２ａ図に単一の回路素子として図示し、その
詳細を第１２ｂ図に示している。
IF増幅器２９は、入力ライン３０の信号に対
して最大30dBの利得を与える。その利得の小部
分は、比較的良好な雑音指数を持つ段２００によ
り与えられ、そして、その利得の残りが、段２０
１によつて与えられる。自動利得制御信号
AGCIFは、第１２ａ図に示す如くバイアス回路
２１６及び２１７を介して段２００と２０１へ供
給される。信号AGCIFは、IF増幅器２９の出力
を約−26.5dBmに維持するように変化する。RF
増幅器２９の利得対入力信号強度の変化は既に第
４ａ図に図示した。
IF増幅器２９の出力は、第１３図に回路図を
示した混合器３２へ接続される。この混合器３２
に使用される基本的な混合回路素子は、バイポー
ラトランジスタ２２０である。トランジスタ２２
０のエミツタ２２１はIF増幅器２９の出力に接
続され、そして、ベース２２３は表面弾性波発振
器３５に接続されている。発振器３５は、トラン
ジスタ２２０のベース２２３に285MHzの混合信
号を出力する。その結果、和周波数と差周波数が
トランジスタ２２０のコレクタ２２５に発生す
る。コレクタ２２５は、約45MHzの共振周波数を
持つLCタンク回路２２６に接続されている。タ
ンク回路２２６の出力はタツプ付トランス２２７
によりライン３７に接続され、そのライン３７に
信号S4(f)が出力される。
次に第１４ａ図及び第１４ｂ図を参照すると、
発振器３５の回路図と、表面弾性波共振器３６の
概略図が図示されている。発振器３５は、増幅素
子としてバイポーラトランジスタ２３１を有して
おり、そのトランジスタ２３１のベース２３２は
接地され、エミツタはリード線２３３を介して共
振器３６の入力に接続され、コレクタは共振器３
６の出力にコンデンサ２３４を介して接続されて
いる。LC回路２３６は、直流電源電圧VDDをト
ランジスタ２３１のコレクタに供給すると共に、
ライン３４に出力信号を出力する。
表面弾性波共振器３６は285MHzの比較的高い
共振周波数を持つている。従つて、その寸法は比
較的小さい。共振周波数が高くなるとデバイスの
寸法が小さくなる。典型例の場合、第１４ｂ図の
表面弾性波共振器３６は、長さが唯の約2.54mm
（0.10インチ）であり、そして、良好な長期間周
波数安定性を備えている。これは、共振器が大き
なＱを有しているからである。典型例の場合、そ
のＱは15000以上である。なお、Ｑは、デバイス
内で１サイクル当りに貯えられるエネルギーと消
散されるエネルギーの比である。
表面弾性波共振器３６は、圧電性サブストレイ
ト２４０からなり、それは好ましい実施例の場合
水晶である。そのサブストレイト２４０の両端に
は、反射性格子構造体２４１及び２４２が設けら
れている。これら格子構造体は、サブストレイト
２４０の表面上に、表面波を反射する不連続体を
形成している。格子構造体２４１及び２４２は、
溝で構成されてもよく、また、例えば金または銅
の棒で構成されてもよい。それら棒は、共振周波
数の半波長の長さ互に離隔される。典型例の場
合、250から400の棒が、格子構造体２４１及び２
４２の各々に含まれている。共振器のＱは、棒の
数が増れば増るほど高くなる。更に、前述した如
く、水晶における表面波の速度は温度変化に対し
て比較的不感応である。従つて、この共振器の共
振周波数の温度ドリフトは小さい。典型例の場
合、０〜70℃の温度範囲にわたる共振周波数の変
化は20KHz未満である。
入力変換器２４３及び出力変換器２４４は、格
子構造体２４１と２４２の間のサブストレイト２
４０上に付着されている。リード線２３３は、入
力変換器２４３に接続し、そして、リード線２３
５は、出力変換器２４４に接続している。入力変
換器２４３及び出力変換器２４４は、反射格子構
造体２４１及び２４２によつてつくられる共振定
在波のピークにそれぞれ置かれた複数の挿間指状
体からできている。典型例においては、各変換器
ごとに60の指状体がある。共振器３６の詳細は、
1975年５月27日にHarfmann他に特許されテキサ
スインスツルメントインコーポレーテツトに譲渡
された米国特許第3886504号に記載されている。
第１５図は、増幅器３８の回路図である。増幅
器３８は、第１２ｂ図に詳細に図解した回路２５
０から基本的に構成されている。第１５図に図示
する回路２５０のノードＡ乃至Ｇは、第１２ｂ図
に図示したノードＡ乃至Ｇに対応する。混合器３
２からの信号は、コンデンサ２５１を介して回路
２５０の入力に接続される。回路２５０の利得
は、自動利得制御信号AGCIFにより自動的に調
整される。信号AGCIFは、RLC回路２５２を介
してノードＣに供給される。回路２５０の出力
は、LCタンク回路２５３を介してライン４０に
接続されている。
第１６図から第１９図は、第１図のテレビジヨ
ン受像機の残りの部分の詳細な回路図である。こ
れらの回路は、従来の回路素子を使用しており、
それらについては一般に当業者には特に説明を要
しないであろう。第１６図は同期検波器４２を図
示する。同期検波器４２は、商業的に入手可能な
チツプMC1596から基本的に構成されている。こ
のチツプMC1596は、モトローラ半導体データラ
イブラリー第６巻シリーズ（Motorola′s
Semiconductor Data Library、Volume ６
Series、1975）の８−404頁から８−414頁の線形
集積回路カタログ（Linear Integrated Circuits
Catalogue）に記載されている。この回路の詳細
は、そのカタログの８−411頁の第２３図に示さ
れている。チツプMC1596は、第１６図に示す如
く、その入力及び出力のそれぞれでRLC回路２
６１乃至２６９により適当にバイアスされてい
る。必要なバイアスについても、上記のカタログ
に記載されている。
第１７図は発振器４５を図示している。この発
振器４５は、増幅素子としてのMESFET２７０
と周波数決定LCフイードバツク回路網２７１及
び２７２とを有している。発振器４５は、２つの
別々の出力信号を出力する。それら出力信号の一
方はライン４７に出力され、他方の出力信号はラ
イン４４に出力される。ライン４４及び４７は、
それら２つの信号間に約90゜の位相差をもたらす
RLC移相回路網２７３によつて分けられている。
この移相回路網２７３は、ライン４０の映像搬送
波をライン４４の発振信号と同相にせしめる。第
１８図に図示する如き位相検出器４３は、ライン
４０の映像搬送波から90゜位相をずらしてライン
４７上の発振信号を固定する位相検出信号PD１
及びPD２を発生する。移相回路網２７３はまた
この90゜の移相を再び生ぜしめるためのものでも
ある。
第１８図の位相検出器４３も、同期検波器４２
に使用したチツプMC1596を使用している。位相
検出機能を達成するためにチツプMC1596にバイ
アス回路網２８１乃至２８７が設けられている。
そして、ランプ発振器５４及びループフイルタ４
９が、第１８図に示す如く、チツプMC1596の出
力に接続されている。これらの組合せにより、ラ
イン５１上に位相検出信号PD１及びPD２が発生
される。
第１９図は、VHF電圧制御発振器２２の回路
図を示す。このVHF電圧制御発振器２２は、ラ
イン２３に周波数選択自在な局部発振信号を発生
するために、位相信号PD１及びPD２を第３の信
号PD３と共に使用する。信号PD３は、選択する
チヤンネルごとに独得な値の粗電圧レベルを持つ
多レベルアナログ信号である。信号PD３は、第
１図に関連して前述した如く、手動操作のチヤン
ネル選択スイツチ５６に応答する制御器５２が発
生する。信号PD１乃至PD３は、加算器５０を介
してバラクタダイオード２９０の両端に供給され
る。そのバラクタダイオード２９０は、コンデン
サ２９１とマイクロストリツプ２９２と組合つ
て、VHF電圧制御発振器２２の周波数決定回路
を形成している。VHF電圧制御発振器２２の信
号増幅は、バイポーラトランジスタ２９３によつ
て行なわれる。そのバイポーラトランジスタ２９
３は、可能化制御信号ENVHFにより選択的に可
能化または不能化される。信号ENVHFは、抵抗
２９４を介してトランジスタ２９３のベースに供
給され、そして、インダクタ２９５を介してトラ
ンジスタ２９３のコレクタに供給される。チヤン
ネル選択スイツチ５６の位置に応答してトランジ
スタは選択的に付勢される。
第１図のチヤンネルセレクタを組込んだ完全な
テレビジヨン受像機を第２０図にブロツク図で示
す。チヤンネルセレクタは、前述した如くVHF
とUHFのテレビジヨン信号を受信するために入
力ライン１１及び６１を有している。チヤンネル
セレクタは更に、選択したチヤンネルを表示する
粗アナログ電圧を受けるための入力ライン５３を
有している。チヤンネルセレクタのRF部は、選
択したチヤンネルの信号を約330MHzに周波数シ
フトし、そして、チヤンネルセレクタのIF部は、
そのチヤンネルの信号を330MHzで波して、そ
の波した信号をベースバンドに周波数シフトす
る。
ライン４６は、チヤンネルセレクタの音声出力
であり、前述した如く、ライン４６に4.5MHzの
選択したチヤンネルの音声搬送波が出力される。
ライン４６は、音声復調器３０１の入力に接続し
ている。音声復調器３０１は、ライン４６の周波
数変調信号の周波数に比例する振幅を持つ信号を
ライン３０２に出力する。この周波数復調過程
は、当業者周知の様々な回路によつて実現でき
る。ライン３０２の復調信号はスピーカ３０３の
入力に供給され、スピーカにより可聴音に電磁的
に変換される。
ライン７２は、チヤンネルセレクタの複合映像
出力である。即ち、ライン７２の信号は、選択し
たチヤンネルのフレーム同期情報及び映像情報を
含んでいる。ライン７２は、映像処理ユニツト３
０４の入力に接続している。この映像処理ユニツ
ト３０４は、フイルタ同期信号から映像信号を分
離する。その映像信号はライン３０５へ出力さ
れ、受像管３０６の電子銃入力に供給される。フ
レーム同期信号はライン３０７に出力され、駆動
回路３０８の入力に供給される。駆動回路３０８
は、ライン３０９に水平同期信号と垂直同期信号
を出力し、それらは、受像管３０６の電子ビーム
偏向回路に供給される。駆動回路３０８は更に、
ライン３１１に水平同期信号を出力し、それは、
受像管高電圧発生器３１２の入力に供給される。
また、駆動回路３０８は、チヤンネルセレクタの
AGC回路７４に結合されたライン７３に同期信
号を出力する。
テレビジヨン受像機の回路３０１乃至３１２
は、従来の多くの出版物に詳細に記載されてい
る。例えば、Wiley−Interscienceから1970年に
刊行されたSol Sherr著の「Fundamentals of
Display System Design」を参照されたい。こ
の本の445頁から469頁の参考書一覧は更に多くの
文献を表示している。
第２１図は、本発明によるチヤンネルセレクタ
の第２実施例のブロツク図である。この第２実施
例の重要な部分は、第１図の実施例と構成が同じ
であり、同じ部分については、同一の参照番号を
付して表示してある。
第２実施例の１つの構成上の相違点は、VHF
フイルタが１つであることである。即ち、VHF
アンテナ１０の信号は、VHFバンドの全周波数
を通す固定フイルタ３２１を介して、局部発振混
合器３２０へ供給される。第２１図の実施例の第
２の相違点は、RF増幅器を有していないことで
ある。その結果、第２実施例のシステムは、相互
変調ひずみと混変調ひずみが改善されているが、
雑音指数が高くなつている。第３の相違点は、第
２１図の実施例ではRF MESFET混合器が１つ
であることである。ライン３２３のVHF信号を
受けるように第１の入力が接続され、そして、ラ
イン３２４のUHF信号を受けるように第２の入
力が接続された２入力１出力型スイツチ３２２が
設けられている。そして、そのスイツチ３２２の
出力は、ライン３２５を介してMESFET混合器
３２０に接続されている。
第２１図の実施例は、ライン５３に粗チヤンネ
ル選択電圧を発生する別の手段を更に有してい
る。第２１図に図示する如く、制御器５２は位相
ロツクループから構成されている。その位相ロツ
クループは、回路３３１からの固定周波数の基準
信号を受け、同時に、局部発振器を構成する電圧
制御発振器（VCO）からのフイードバツク信号
を受ける。このフイードバツク信号は、可変カウ
ンタ３３２を介して送られる。その可変カウンタ
３３２は、ライン３３３の論理信号によつて選択
される数で入力を割算する。そして、そのライン
３３３の論理信号は、チヤンネル選択スイツチ５
６から受ける論理信号に応答する論理回路３３４
が発生する。位相検出器３３５は、可変カウンタ
３３２の出力信号を基準信号と比較し、電圧制御
発振器（VCO）のための位相検出信号を発生す
る。従つて、比較的大きな数で割算するように可
変カウンタ３３２が選択される時には比較的高い
局部発振周波数が発生され、反対に小さな数で割
算すると局部発振周波数は低くなる。
以上本発明の実施例を詳細に説明したが、本発
明の本質から離れることなく様々な変更や修正を
加えることができることは当業者には明らかであ
ろう。例えば、混合器出力の中間周波周波数は
330MHzに限定されるものではなく、300MHzから
400MHzの範囲内のほかの中間周波周波数も使用
することができる。また、例えば、MESFET
RF増幅器の代りにバイポーラRF増幅器を使用し
てもよい。これは、混合器が、線形RF増幅器よ
り相当大きな混変調ひずみ及び相互変調ひずみを
テレビジヨン受像機に誘導するからである。従つ
て、MESFET混合器の使用は、たとえRF増幅器
がバイポーラであつても、３次ひずみが大幅に改
善したテレビ受像機をつくることができる。更
に、285MHz混合信号を発生するために使用して
いる表面弾性波共振器を、双対変換器に対立する
ような単一変換器で構成してもよい。単一変換器
共振器の場合、リード線２３３は、変換器の一方
の組の電極に接続し、リード線２３５は他方の組
の電極に接続する。そして、その単一変換器は、
変換器２４３と同様に形成される。更にまた、第
１図及び第２１図のチヤンネルセレクタは、テレ
ビジヨン受像機以外のシステムにも容易に適用で
きる。このチヤンネルセレクタは、複数の互に重
なり合わない周波数チヤンネルから複数の周波数
を含む１つのチヤンネルを選択するならばどんな
場合にも適用できる。チヤンネルに含まれる情報
はテレビジヨン信号である必要はない。かくの如
く、本発明の本質から離れることなく上述した実
施例に対して多くの変更及び修正を加えることが
できることは明らかであり、本発明は、特許請求
の範囲に記載されることを除く詳細には限定され
るものではない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明により構成されるチヤンネル
セレクタを図解するブロツク図、第２図は、第１
図のチヤンネルセレクタの選択した点の信号を図
解する一連の周波数スペクトル図、第３図は、第
１図のチヤンネルセレクタの中の位相ロツクルー
プの動作を図解するタイミング図、第４ａ図及び
第４ｂ図は、第１図のチヤンネルセレクタの様々
な点における帯域内信号と帯域外信号の振幅を図
解するグラフ、第５ａ図、第５ｂ図及び第５ｃ図
は、第１図のチヤンネルセレクタの中のRFフイ
ルタの詳細な回路図、第６図は、第１図のチヤン
ネルセレクタの中の第１の２入力１出力スイツチ
の詳細な回路図、第７図は、第１図のチヤンネル
セレクタの中のRF増幅器の詳細な回路図、第８
図は、第１図のチヤンネルセレクタのMESFET
混合器の詳細な回路図、第９ａ図から第９ｅ図
は、第８図のMESFET混合器に利用が適した
MESFETの構造及び動作特性を図解する図、第
１０図は、第１図のチヤンネルセレクタの中の第
２の２入力１出力スイツチの回路図、第１１ａ図
から第１１ｈ図は、第１図のチヤンネルセレクタ
の中の表面弾性波フイルタの構造及び動作の詳細
を図解する図、第１２ａ図及び第１２ｂ図は、第
１図のチヤンネルセレクタの中の線形増幅器の詳
細な回路図、第１３図は、第１図のチヤンネルセ
レクタの中の混合器の詳細な回路図、第１４ａ図
及び第１４ｂ図は、第１図のチヤンネルセレクタ
の中の表面弾性波発振器の詳細な回路図、第１５
図は、第１図のチヤンネルセレクタの中の高利得
線形増幅器の詳細な回路図、第１６図は、第１図
のチヤンネルセレクタの中の同期検波器の詳細な
回路図、第１７図は、第１図のチヤンネルセレク
タの中のLC発振器の詳細な回路図、第１８図は、
第１図のチヤンネルセレクタの中の位相検出器、
ランプ発生器及びループフイルタの詳細な回路
図、第１９図は、第１図のチヤンネルセレクタの
中の電圧制御発振器の詳細な回路図、第２０図
は、第１図のチヤンネルセレクタを含むテレビジ
ヨン受像機のブロツク図、そして、第２１図は、
第１図のチヤンネルセレクタの変形例のブロツク
図である。 １０……VHFアンテナ、１２，１３……固定
バンドパスフイルタ、１５……２入力１出力スイ
ツチ、１７……RF増幅器、２０……MESFET混
合器、２２……VHF電圧制御発振器、２５……
２入力１出力スイツチ、２８……表面弾性波フイ
ルタ、２９……IF増幅器、３２……混合器、３
５……発振器、３６……表面弾性波共振器、３８
……IF増幅器、４１……タンク回路、４２……
同期検波器、４３……位相検出器、４５……発振
器、４９……ループフイルタ、５０……加算器、
５２……制御器、５４……ランプ発振器、５６…
…チヤンネル選択スイツチ、５９……UHFアン
テナ、６０……固定ハイパスフイルタ、６２……
RF増幅器、６５……固定ローパスフイルタ、６
７……混合器、６８……UHF電圧制御発振器、
７０……4.5MHzトラツプ、７１……ローパスフ
イルタ、１３１……ゲート電極、１３２〜１３６
……指状体ソース電極、１３７〜１４０……指状
体ドレイン電極、１４２〜１５０……ドープ領
域、１６０……表面弾性波デバイス、１６１……
サブストレイト、１６２〜１６４……導体、１６
２ａ〜１６４ａ……指状電極、２４０……サブス
トレイト、２４１，２４２……格子構造体、２４
３……入力変換器、２４４……出力変換器、３０
１……音声復調器、３０３……スピーカ、３０４
……映像処理ユニツト、３０６……受像管、３０
８……駆動回路、３１２……高電圧発生器、３２
１……固定フイルタ、３２０……混合器、３３２
……可変カウンタ、３３５……位相検出器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波数部と中間周波数部とを含むテレビジ
    ヨン受像機用チヤンネルセレクタであつて、 (a) 受信されたテレビジヨン受信用のVHF通過
    フイルタ、 (b) 前記VHF通過フイルタからの信号を受ける
    第１の入力を有する第１の混合器、 (c) 前記第１の混合器の第２の入力に対する出力
    を有し、VHFテレビジヨンバンドとUHFテレ
    ビジヨンバンドとの間に中心周波数を有する高
    い中間周波数帯中に、前記第１の混合器が所望
    の入力VHF周波数チヤンネルの信号を出力で
    きる出力周波数レンジを有する第１の可変周波
    数発振器、 (d) 受信されたテレビジヨン信号用のUHF通過
    フイルタ、 (e) 前記UHF通過フイルタからの信号を受ける
    第１の入力を有する第２の混合器、 (f) 前記第２の混合器の第２の入力に対する出力
    を有し、前記高い中間周波数帯中に、前記第２
    の混合器が所望の入力UHF周波数チヤンネル
    の信号を出力できる出力周波数レンジを有する
    第２の可変周波数発振器、 (g) 前記第１および第２の混合器からの高い中間
    周波数帯の出力をそれぞれ受ける第１および第
    ２の入力を有するスイツチ、 (h) 低い結合係数を有する水晶単体から形成さ
    れ、前記スイツチから出力される前記高い中間
    周波数帯用の表面弾性波フイルタ、 (i) 前記表面弾性波フイルタからの信号を受ける
    第１の入力を有するMESFETからなる第３の
    混合器、および (j) 前記第３の混合器の第２の入力に対する出力
    を有し、前記第３の混合器からの出力がVHF
    バンドよりも低い中心周波数を有する低い中間
    周波数帯の信号を出力するような出力周波数を
    有する固定周波数発振器を備えて成つているチ
    ヤンネルセレクタ。
JP8249678A 1977-07-05 1978-07-05 Channel selector Granted JPS5418208A (en)

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US05/813,137 US4162452A (en) 1977-07-05 1977-07-05 Channel selection for a television receiver having low-gain high frequency RF-IF section
US05/813,198 US4408347A (en) 1977-07-29 1977-07-29 High-frequency channel selector having fixed bandpass filters in the RF section

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