JPH0119772B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0119772B2 JPH0119772B2 JP57189255A JP18925582A JPH0119772B2 JP H0119772 B2 JPH0119772 B2 JP H0119772B2 JP 57189255 A JP57189255 A JP 57189255A JP 18925582 A JP18925582 A JP 18925582A JP H0119772 B2 JPH0119772 B2 JP H0119772B2
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- Japan
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- components
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- Expired
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000003745 diagnosis Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、心電計その他の医用電子（ME）機
器等のように、周期的かつ微弱な信号を計測する
ための装置において、測定上妨害となる成分を除
去するための、超低周波成分と特定周波数成分並
びにその高調波成分とを除去するための直線位相
FIR（有限インパルス応答）デイジタルフイルタ
に関するものである。
器等のように、周期的かつ微弱な信号を計測する
ための装置において、測定上妨害となる成分を除
去するための、超低周波成分と特定周波数成分並
びにその高調波成分とを除去するための直線位相
FIR（有限インパルス応答）デイジタルフイルタ
に関するものである。
波形情報を重要視する応用において、計測時に
発生する超低周波雑音や電源周波数成分を、波形
ひずみ無しに簡単に除去することが望まれる。か
かる目的のために従来は、時間遅れを有した無位
相フイルタの概念を利用したアナログ方式が超低
周波成分の除去で実用になつている。しかしなが
ら、フイルタ特性変更の自由度が少ないこと、製
作時のパラメータ調整が難しい等の問題がある。
一方、デイジタル技術で処理する場合、特性に適
つた直線位相フイルタを使用することが直観的な
方法である。しかし、除去帯域と通過帯域の比率
が大きい応用においては、デイジタルプロセツサ
の次数（物理的サイズ）が大きくなり実用的でな
い。
発生する超低周波雑音や電源周波数成分を、波形
ひずみ無しに簡単に除去することが望まれる。か
かる目的のために従来は、時間遅れを有した無位
相フイルタの概念を利用したアナログ方式が超低
周波成分の除去で実用になつている。しかしなが
ら、フイルタ特性変更の自由度が少ないこと、製
作時のパラメータ調整が難しい等の問題がある。
一方、デイジタル技術で処理する場合、特性に適
つた直線位相フイルタを使用することが直観的な
方法である。しかし、除去帯域と通過帯域の比率
が大きい応用においては、デイジタルプロセツサ
の次数（物理的サイズ）が大きくなり実用的でな
い。
本発明の課題は、マイクロプロセツサで実現で
きるアルゴリズムを中心とし、乗算演算を必要と
しない超低周波成分および電源周波数等の特定周
波数とその高調波成分を除去する直線位相FIR
（有限インパルス応答）デイジタルフイルタを提
供することである。
きるアルゴリズムを中心とし、乗算演算を必要と
しない超低周波成分および電源周波数等の特定周
波数とその高調波成分を除去する直線位相FIR
（有限インパルス応答）デイジタルフイルタを提
供することである。
この課題を解決するために、本発明は、超低周
波および特定周波数成分並びにその高調波成分を
含む入力信号を通過せしめるために、超低周波お
よび特定周波数成分並びにその高調波成分に適合
するくし形フイルタおよび全極形フイルタとの組
み合わせからなるユニツトを２個カスケード接続
した第一の分岐路と、該第一の分岐路のカスケー
ド接続を通過する間に通過信号が受ける遅延と同
じ遅延を前期入力信号に与えるための第二の分岐
路と、及び、前記第二の分岐路の出力から前記第
一の分岐路の出力を減算して対応する出力を発生
する回路と、を有する、超低周波成分と特定周波
数成分並びにその高調波成分とを除去するための
直線位相FIRデイジタルフイルタを特徴とする。
波および特定周波数成分並びにその高調波成分を
含む入力信号を通過せしめるために、超低周波お
よび特定周波数成分並びにその高調波成分に適合
するくし形フイルタおよび全極形フイルタとの組
み合わせからなるユニツトを２個カスケード接続
した第一の分岐路と、該第一の分岐路のカスケー
ド接続を通過する間に通過信号が受ける遅延と同
じ遅延を前期入力信号に与えるための第二の分岐
路と、及び、前記第二の分岐路の出力から前記第
一の分岐路の出力を減算して対応する出力を発生
する回路と、を有する、超低周波成分と特定周波
数成分並びにその高調波成分とを除去するための
直線位相FIRデイジタルフイルタを特徴とする。
本発明にかかる直線位相FIRデイジタルフイル
タは、くし形フイルタ部とフイードバツク部の全
極形フイルタとからなるユニツトを２段カスケー
ド接続し、その出力を、位相合わせされた入力信
号から減ずることによつて、完全に直線位相を有
する多重ノツチ特性を得るものである。
タは、くし形フイルタ部とフイードバツク部の全
極形フイルタとからなるユニツトを２段カスケー
ド接続し、その出力を、位相合わせされた入力信
号から減ずることによつて、完全に直線位相を有
する多重ノツチ特性を得るものである。
本発明によれば、フイルタを構成する、くし形
フイルタ部とフイードバツク部の全極形フイルタ
とを適宜選定することにより、直線位相の多重ノ
ツチ特性を任意に選定することができることを特
徴とする。したがつて、心電計等における計測信
号において、超低周波成分と特定周波数成分並び
にその高調波成分とを有利に除去することが可能
となり、従来不可避とされていた計測誤差を解消
することが可能となる。なお、ここに示す医用電
子機器以外の信号処理技術の分野においても、有
効に利用することができる。
フイルタ部とフイードバツク部の全極形フイルタ
とを適宜選定することにより、直線位相の多重ノ
ツチ特性を任意に選定することができることを特
徴とする。したがつて、心電計等における計測信
号において、超低周波成分と特定周波数成分並び
にその高調波成分とを有利に除去することが可能
となり、従来不可避とされていた計測誤差を解消
することが可能となる。なお、ここに示す医用電
子機器以外の信号処理技術の分野においても、有
効に利用することができる。
以下、実施例を示す添付図を参照して、本発明
を開示する。
を開示する。
この発明の原理は第１図ａに示すようにくし形
フイルタと全極形フイルタを縦続構成したものを
第１図ｂのように、必要に応じてＮ個縦続接続す
ることによつて、被計測信号から除去したい成分
を抜き出し、位相合わせした後、被計測信号か
ら、それを減ずるというものである。
フイルタと全極形フイルタを縦続構成したものを
第１図ｂのように、必要に応じてＮ個縦続接続す
ることによつて、被計測信号から除去したい成分
を抜き出し、位相合わせした後、被計測信号か
ら、それを減ずるというものである。
第１図でZ-I，Z-P，Z-Rは、それぞれ１基本周
期、Ｐ基本周期、Ｒ基本周期の遅延を表わす。ま
たＫは係数器を表わす。本方式の動作を心電図波
形の計測に適用した実施例に基づいて詳述する。
医療機器として、しばしば使用される心電図計測
において以下の２点が問題となる。
期、Ｐ基本周期、Ｒ基本周期の遅延を表わす。ま
たＫは係数器を表わす。本方式の動作を心電図波
形の計測に適用した実施例に基づいて詳述する。
医療機器として、しばしば使用される心電図計測
において以下の２点が問題となる。
(1) 生体に電極を付けるために直流分に近い超低
周波成分が生ずる。
周波成分が生ずる。
(2) 計測器のインピーダンスが高いために、電源
周波数成分の影響を受け易い。
周波数成分の影響を受け易い。
上述の(1)、(2)は、0.5Hz以下の超低周波成分を
除去する高域通過フイルタと、50／60Hzのノツチ
フイルタによつて解決できる。しかし、しや断周
波数に比べて通過帯域が広いため、位相ひずみの
影響を受ける。直線位相特性を有さないフイルタ
を使用した場合、計測波形に歪みを生じ、微妙な
診断を必要とする場合大きな障害となる。この影
響を無くすために従来から、遅れ時間を持つた無
位相アナログフイルタが使用されている。しか
し、この無位相アナログフイルタには次のような
欠点がある。
除去する高域通過フイルタと、50／60Hzのノツチ
フイルタによつて解決できる。しかし、しや断周
波数に比べて通過帯域が広いため、位相ひずみの
影響を受ける。直線位相特性を有さないフイルタ
を使用した場合、計測波形に歪みを生じ、微妙な
診断を必要とする場合大きな障害となる。この影
響を無くすために従来から、遅れ時間を持つた無
位相アナログフイルタが使用されている。しか
し、この無位相アナログフイルタには次のような
欠点がある。
(a) フイルタの時定数を定めるためにパラメータ
の十分な調整が必要である。
の十分な調整が必要である。
(b) 従来の技術では、デイジタル方式が実用的で
ないため、全て、アナログ方式を採用している
が、計測信号を記憶するためにのみ、Ａ−Ｄお
よびＤ−Ａ変換器とデイジタルメモリを必要と
している。
ないため、全て、アナログ方式を採用している
が、計測信号を記憶するためにのみ、Ａ−Ｄお
よびＤ−Ａ変換器とデイジタルメモリを必要と
している。
したがつて、上記以外にフイルタの特性を変え
るという点では自由度に欠ける。
るという点では自由度に欠ける。
本発明にかかる直線位相FIRフイルタの構成を
第２図に示す。第２図において入力信号INは、
分岐路１と分岐路２へ分岐する。
第２図に示す。第２図において入力信号INは、
分岐路１と分岐路２へ分岐する。
分岐路１に分岐する入力信号は、さらに分岐
し、一方は、遅延要素３のZ-512に入り、512基本
周期の遅延を経て、符号を反転した後、加算器５
へ加えられる。他方は、直接加算器５へ入力され
る。さらに加算器５の出力が、全極フイルタ４で
あるＺ−８によつて８基本周期遅延されて加算器
５へ帰還加算される。また、加算器５の出力は第
３図Ａに示す周波数−振幅特性を示し、それが係
数器１１においてＫ倍され、次の遅延要素６のＺ
−512および加算器８への入力信号となる。ブロ
ツク６，７，８，１２からなるユニツトは、ブロ
ツク３，４，５，１１からなるユニツトと正確に
等しい構成で、その動作も全く等しい。加算器８
の出力は、第３図Ｂに示すように、Ａの出力より
もさらに鋭い周波数−振幅特性を示す。この加算
器８の出力は、入力信号と比較すると、504（＝
512−８）基本周期の遅れを有している。
し、一方は、遅延要素３のZ-512に入り、512基本
周期の遅延を経て、符号を反転した後、加算器５
へ加えられる。他方は、直接加算器５へ入力され
る。さらに加算器５の出力が、全極フイルタ４で
あるＺ−８によつて８基本周期遅延されて加算器
５へ帰還加算される。また、加算器５の出力は第
３図Ａに示す周波数−振幅特性を示し、それが係
数器１１においてＫ倍され、次の遅延要素６のＺ
−512および加算器８への入力信号となる。ブロ
ツク６，７，８，１２からなるユニツトは、ブロ
ツク３，４，５，１１からなるユニツトと正確に
等しい構成で、その動作も全く等しい。加算器８
の出力は、第３図Ｂに示すように、Ａの出力より
もさらに鋭い周波数−振幅特性を示す。この加算
器８の出力は、入力信号と比較すると、504（＝
512−８）基本周期の遅れを有している。
したがつて分岐路２に含まれる遅延要素１０の
Ｚ−504は、504基本周期の遅延を行う。このよう
に遅延要素１０では、分岐路１の全体における
504基本周期の遅れを補正し、加算器９によつて
遅延要素１０の出力から分岐路１出力、すなわち
係数器１２の出力を減ずることによつて、第３図
Ｃに示すような、多重ノツチ特性である周波数−
振幅特性を得ることができる。
Ｚ−504は、504基本周期の遅延を行う。このよう
に遅延要素１０では、分岐路１の全体における
504基本周期の遅れを補正し、加算器９によつて
遅延要素１０の出力から分岐路１出力、すなわち
係数器１２の出力を減ずることによつて、第３図
Ｃに示すような、多重ノツチ特性である周波数−
振幅特性を得ることができる。
第２図に示した回路構成は、汎用のマイクロプ
ロセツサによつて簡単に実現できる。この場合、
なお、ここに使用される各遅延要素３，４，６，
７，１０は、実際にはランダムアクセスメモリに
よつて実現できる。また、係数器１１，１２は、
加算器５，８の出力を適当に丸めることによつて
実現できる。
ロセツサによつて簡単に実現できる。この場合、
なお、ここに使用される各遅延要素３，４，６，
７，１０は、実際にはランダムアクセスメモリに
よつて実現できる。また、係数器１１，１２は、
加算器５，８の出力を適当に丸めることによつて
実現できる。
試作した試験器では、クロツク周波数が2MHz
のＺ−80マイクロプロセツサに、このフイルタを
３組、組込むことができた。基本周期は、
2.5msec.、プログラムのメモリ容量は、約1.3Kバ
イトを要した。また、１フイルタ分の入力から出
力までの処理時間は、820μsec.である。
のＺ−80マイクロプロセツサに、このフイルタを
３組、組込むことができた。基本周期は、
2.5msec.、プログラムのメモリ容量は、約1.3Kバ
イトを要した。また、１フイルタ分の入力から出
力までの処理時間は、820μsec.である。
図面はこの発明の実施例に関し、第１図ａおよ
びｂはその原理的な構成図、第２図は実施例に関
したブロツク図、第３図Ａ，Ｂ，Ｃはその周波数
−振幅特性に関する。図中の参照符号の対応は以
下の通り。 ３，４，６，７，１０……遅延要素、５，８，
９……加算器、１１，１２……係数器。
びｂはその原理的な構成図、第２図は実施例に関
したブロツク図、第３図Ａ，Ｂ，Ｃはその周波数
−振幅特性に関する。図中の参照符号の対応は以
下の通り。 ３，４，６，７，１０……遅延要素、５，８，
９……加算器、１１，１２……係数器。
Claims (1)
- １ 超低周波および特定周波数成分並びにその高
調波成分を含む入力信号を通過せしめるために、
超低周波および特定周波数成分並びにその高調波
成分に適合するくし形フイルタおよび全極形フイ
ルタとの組み合わせからなるユニツトを２個カス
ケード接続した第一の分岐路と、該第一の分岐路
のカスケード接続を通過する間に通過信号が受け
る遅延と同じ遅延を前期入力信号に与えるための
第二の分岐路と、及び、前記第二の分岐路の出力
から前記第一の分岐路の出力を減算して対応する
出力を発生する回路と、を有することを特徴とす
る、超低周波成分と特定周波数成分並びにその高
調波成分とを除去するための直線位相FIRデイジ
タルフイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57189255A JPS5979623A (ja) | 1982-10-29 | 1982-10-29 | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57189255A JPS5979623A (ja) | 1982-10-29 | 1982-10-29 | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5979623A JPS5979623A (ja) | 1984-05-08 |
| JPH0119772B2 true JPH0119772B2 (ja) | 1989-04-13 |
Family
ID=16238227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57189255A Granted JPS5979623A (ja) | 1982-10-29 | 1982-10-29 | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5979623A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0525961A (ja) * | 1991-05-31 | 1993-02-02 | Matsushita Electric Works Ltd | 電気錠システム |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61224511A (ja) * | 1985-03-28 | 1986-10-06 | Sony Corp | デイジタルフイルタ装置 |
| US4747140A (en) * | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| JPS63276910A (ja) * | 1987-05-08 | 1988-11-15 | Oki Electric Ind Co Ltd | 定遅延フィルタ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5420107A (en) * | 1977-07-12 | 1979-02-15 | Kanebo Ltd | Production of suede like simulated leather having napped pattern |
-
1982
- 1982-10-29 JP JP57189255A patent/JPS5979623A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5420107A (en) * | 1977-07-12 | 1979-02-15 | Kanebo Ltd | Production of suede like simulated leather having napped pattern |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0525961A (ja) * | 1991-05-31 | 1993-02-02 | Matsushita Electric Works Ltd | 電気錠システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5979623A (ja) | 1984-05-08 |
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