JPH01177865A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH01177865A JPH01177865A JP35588A JP35588A JPH01177865A JP H01177865 A JPH01177865 A JP H01177865A JP 35588 A JP35588 A JP 35588A JP 35588 A JP35588 A JP 35588A JP H01177865 A JPH01177865 A JP H01177865A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は出力容量の比較的大きく、高効率、高密度実装
を要求されるスイッチング電源装置に好適である。
を要求されるスイッチング電源装置に好適である。
一般的なスイッチング電源装置の基本構成例を第３図に
示す。コモンモードノイズ除去用ラインフィルタ２０．
整流平滑回路３０．−石、二石または四方のトランジス
タ、パワーＭＯＳ等から成るスイッチング回路４．入力
回路と出力回路を絶縁する絶縁トランス１８．出力整流
回路４０．出力平滑回路５０および直流出力電圧と基準
電圧との差を検出し、その差が最小となるようにデユー
ティ比を制御し、スイッチング回路４を駆動するパルス
幅変調制御回路１００から構成されている。
示す。コモンモードノイズ除去用ラインフィルタ２０．
整流平滑回路３０．−石、二石または四方のトランジス
タ、パワーＭＯＳ等から成るスイッチング回路４．入力
回路と出力回路を絶縁する絶縁トランス１８．出力整流
回路４０．出力平滑回路５０および直流出力電圧と基準
電圧との差を検出し、その差が最小となるようにデユー
ティ比を制御し、スイッチング回路４を駆動するパルス
幅変調制御回路１００から構成されている。
第３図において入力は端子１〜２間に印加され、ライン
フィルタ２０を経て、整流、平滑回路３０により直流化
され、スイッチング回路４に印加される。この直流信号
をパルス幅変調制御回路１００により、スイッチング回
路４でオン、オフ方形波信号（交流信号）に変換後、入
力回路と出力回路を絶縁する絶縁トランス１８．出力整
流回路４０゜出力平滑回路５０を経て端子６０より出力
電圧が取出される。パルス幅変調制御回路１００は、基
準電圧と誤差増幅器を内蔵し、出力電圧と基準電圧の差
により、オン、オフ周期一定・のままで、オン時間を制
御するものである。この結果、スイッチング回路４の入
力電圧をＶ Ｉ ｎ ｇ絶縁トランス１８の一次側の巻
数をＮ １．二次側の巻数をＮｚとすると、端子６０の
出力電圧Ｖｏは（１）式で表われることは周知の通りで
ある。
フィルタ２０を経て、整流、平滑回路３０により直流化
され、スイッチング回路４に印加される。この直流信号
をパルス幅変調制御回路１００により、スイッチング回
路４でオン、オフ方形波信号（交流信号）に変換後、入
力回路と出力回路を絶縁する絶縁トランス１８．出力整
流回路４０゜出力平滑回路５０を経て端子６０より出力
電圧が取出される。パルス幅変調制御回路１００は、基
準電圧と誤差増幅器を内蔵し、出力電圧と基準電圧の差
により、オン、オフ周期一定・のままで、オン時間を制
御するものである。この結果、スイッチング回路４の入
力電圧をＶ Ｉ ｎ ｇ絶縁トランス１８の一次側の巻
数をＮ １．二次側の巻数をＮｚとすると、端子６０の
出力電圧Ｖｏは（１）式で表われることは周知の通りで
ある。
ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ Ｎｌ
ここでＴＯＮはオン時間、 ＴＯＦＦはオフ時間で、Ｔ
ＯＮ ＋ Ｔ ＯＦＦは周期を表わす。従って（１）
式から分るようにＴＯＮを制御することにより、出力電
圧Ｖｏを安定化することが出来る。
ＯＮ ＋ Ｔ ＯＦＦは周期を表わす。従って（１）
式から分るようにＴＯＮを制御することにより、出力電
圧Ｖｏを安定化することが出来る。
ここで今回、提案する発明のポイントは、入力整流、平
滑回路３ｏの部分である。
滑回路３ｏの部分である。
入力整流、平滑回路３０は本来、交流入力に対しては交
流入力を整流し、脈動の少ない直流に平滑する回路であ
り、直流入力に対しては本質的には不要な回路である。
流入力を整流し、脈動の少ない直流に平滑する回路であ
り、直流入力に対しては本質的には不要な回路である。
しかしスイッチング電源装置の負荷に計算機が接続され
る今日では、メモリの破壊を防ぐべく入力が瞬断しても
、負荷側に影響を与えない様な出力電圧保持機能が不可
欠となり、この結果、本来の入力整流、平滑機能よりは
、入力瞬断に対する出力電圧保持機能が支配的となって
いるのが実情である。即ち入力信号ｖｉ。をコンデンサ
９に蓄え、入力瞬断時、この蓄えたエネルギーＣＶ Ｉ
ｎ ”を負荷側へ放出し、出力電圧が変化しない様にす
るものである。
る今日では、メモリの破壊を防ぐべく入力が瞬断しても
、負荷側に影響を与えない様な出力電圧保持機能が不可
欠となり、この結果、本来の入力整流、平滑機能よりは
、入力瞬断に対する出力電圧保持機能が支配的となって
いるのが実情である。即ち入力信号ｖｉ。をコンデンサ
９に蓄え、入力瞬断時、この蓄えたエネルギーＣＶ Ｉ
ｎ ”を負荷側へ放出し、出力電圧が変化しない様にす
るものである。
この保持機能は、入力瞬断モード即ち、入力がオープン
、ショート時でも確保する必要があり、この結果、コン
デンサ９に蓄えられたエネルギが入力側へ放出されない
様、防流防止用ダイオード９が挿入されている。
、ショート時でも確保する必要があり、この結果、コン
デンサ９に蓄えられたエネルギが入力側へ放出されない
様、防流防止用ダイオード９が挿入されている。
この結果、このダイオード５の順方向電圧降下により発
生する損失が問題となってくる。即ち、このダイオード
５の順方向電圧降下をＶＦ 、流れる電流をＩｉｎとす
ると損失ＰｃはＶＦＸ Ｉ ｔｎ （Ｗ）となり、出力
容量が大きくなる程、損失Ｐｃは大きくなり、効率の低
下は勿論、熱設計上大きな障害となってくる。この為、
このダイオード５は順方向電圧降下の少ないものを選定
する必要があり、現状ではショットキーバリアダイオー
ドが一般的であるが、それでも■Ｆ二〇、５５ｖ〜０．
６ｖであり、仮にＩｎｎを２０Ａすると損失Ｐｃ二１１
〜１２Ｗと極めて大きな損失となる。
生する損失が問題となってくる。即ち、このダイオード
５の順方向電圧降下をＶＦ 、流れる電流をＩｉｎとす
ると損失ＰｃはＶＦＸ Ｉ ｔｎ （Ｗ）となり、出力
容量が大きくなる程、損失Ｐｃは大きくなり、効率の低
下は勿論、熱設計上大きな障害となってくる。この為、
このダイオード５は順方向電圧降下の少ないものを選定
する必要があり、現状ではショットキーバリアダイオー
ドが一般的であるが、それでも■Ｆ二〇、５５ｖ〜０．
６ｖであり、仮にＩｎｎを２０Ａすると損失Ｐｃ二１１
〜１２Ｗと極めて大きな損失となる。
今回の提案はこのダイオードの代りに低抵抗のＭＯＳ型
電界効果トランジスタを効果的に使用するものである。
電界効果トランジスタを効果的に使用するものである。
本発明の目的は入力のショート、オープン瞬断に対して
、出力電圧を確実に保持出来る入力逆流防止回路付スイ
ッチング電源装置において、上記入力逆流防止回路の大
幅な低損失化を計るものである。
、出力電圧を確実に保持出来る入力逆流防止回路付スイ
ッチング電源装置において、上記入力逆流防止回路の大
幅な低損失化を計るものである。
最近開発された低イオン抵抗のＦＥＴを使用すれば容易
に順電圧降下は下げられるが、この電圧が低いが故に逆
流する際にＦ Ｅ Ｔをオフさせ難く、特に入力電圧の
急速な低下に対してはなおさらであった。そこで、本発
明では入力側に入力電圧低下検出を設け、出力側に急速
な入力電圧低下に対する電流の逆流を緩和するりアクド
ルを挿入する事によりこれを解決した。
に順電圧降下は下げられるが、この電圧が低いが故に逆
流する際にＦ Ｅ Ｔをオフさせ難く、特に入力電圧の
急速な低下に対してはなおさらであった。そこで、本発
明では入力側に入力電圧低下検出を設け、出力側に急速
な入力電圧低下に対する電流の逆流を緩和するりアクド
ルを挿入する事によりこれを解決した。
本発明は、前述のダイオードの代りに低オン抵抗のＭＯ
５型電界効果トランジスタを使用し、ここで発生する損
失を低減することにある。
５型電界効果トランジスタを使用し、ここで発生する損
失を低減することにある。
第１図に本発明の構成ブロック図を示す。従来のスイッ
チング電源装置第３図と異なる点は、入力整流、平滑回
路３０の入力逆流防止用ダイオード５の代りにＭＯＳ型
電界効果トランジスタ等の低オン抵抗特性を有する半導
体スイッチ回路７０、これをドライブする駆動回路９０
、入力の瞬断（低下）を検出する電圧検出回路８ｏを付
加した点にある。
チング電源装置第３図と異なる点は、入力整流、平滑回
路３０の入力逆流防止用ダイオード５の代りにＭＯＳ型
電界効果トランジスタ等の低オン抵抗特性を有する半導
体スイッチ回路７０、これをドライブする駆動回路９０
、入力の瞬断（低下）を検出する電圧検出回路８ｏを付
加した点にある。
入力電圧がある値以上即ち、電圧検出回路８０のスレッ
シュホールドレベル以上の入力電圧が印加されている場
合（正常時）は、半導体スイッチ回路７０は導通状態（
オン）にあり、入力電圧が低い状態即ち入力瞬断状態の
場合は半導体スイッチ回路７ｏはオフ状態である。この
結果、半導体スイッチ回路にＭＯＳ電界効果トランジス
タを使用した場合、最近入手可能品でオン抵抗は０．０
６Ω程度であり、流れる電流を２０（Ａ）とした場合、
損失Ｐｃ： ｏ、ｏ ６２Ｘ ２０ ＝ ０．０７２
（Ｗ）となり、従来品１１〜１２（Ｗ）に対して大幅な
低損失化が計れる。
シュホールドレベル以上の入力電圧が印加されている場
合（正常時）は、半導体スイッチ回路７０は導通状態（
オン）にあり、入力電圧が低い状態即ち入力瞬断状態の
場合は半導体スイッチ回路７ｏはオフ状態である。この
結果、半導体スイッチ回路にＭＯＳ電界効果トランジス
タを使用した場合、最近入手可能品でオン抵抗は０．０
６Ω程度であり、流れる電流を２０（Ａ）とした場合、
損失Ｐｃ： ｏ、ｏ ６２Ｘ ２０ ＝ ０．０７２
（Ｗ）となり、従来品１１〜１２（Ｗ）に対して大幅な
低損失化が計れる。
次に１本発明の一実施例を第２図により説明する。入力
端子１′から低損失逆流防止素子となるＭＯ５型電界効
果トランジスタ（以下単にＦＥＴ）３のドレインに接続
し、ＦＥＴのソースは逆流電流抑制用リアクトル１５を
介に出力端子１２に接続される。また、入力端子１’
、２’間には分圧抵抗６，７が接続され、その中点より
ＦＥＴ３を駆動するＦＥＴ４のゲートに接続される。さ
らにＦＥＴ４のドレインは抵抗１０．ダイオード１６を
介してＦＥＴ３のゲートに接続されている。
端子１′から低損失逆流防止素子となるＭＯ５型電界効
果トランジスタ（以下単にＦＥＴ）３のドレインに接続
し、ＦＥＴのソースは逆流電流抑制用リアクトル１５を
介に出力端子１２に接続される。また、入力端子１’
、２’間には分圧抵抗６，７が接続され、その中点より
ＦＥＴ３を駆動するＦＥＴ４のゲートに接続される。さ
らにＦＥＴ４のドレインは抵抗１０．ダイオード１６を
介してＦＥＴ３のゲートに接続されている。
第２図に示す回路において、入力端子１’ 、２’間に
印加された入力電圧が、抵抗６，７により分圧され、こ
の電圧がＦＥＴ４のしきい値以下である場合はＦＥＴ４
がオンせず、ＦＥＴ３もオンしない。しかしＦＥＴ３に
は寄生ダイオード１７がある為、入力端子１′から出力
端子１２に向って電流が流れる。この時の順電圧降下は
約０．６Ｖである。抵抗６，７により分圧された電圧が
ＦＥＴ４のしきい値を越えると、ＦＥＴ４がオンし、抵
抗１０．ダイオード１６を介しＦＥＴ３のゲートに電圧
を印加し、ＦＥＴ３のドレイン、ソース間の抵抗は減少
する。また、この状態でのＦＥＴ３゜４の駆動損失もＦ
ＥＴが電圧駆動素子である事から、抵抗６，７，８．１
０は高抵抗値で良い為、一般に多用されているダイオー
ドによる逆流防止回路に比べ電力損失が大幅に減少する
。なお入力が低下した場合においては、ＦＥＴ３がオン
している為、抵抗６，７により分圧された電圧が。
印加された入力電圧が、抵抗６，７により分圧され、こ
の電圧がＦＥＴ４のしきい値以下である場合はＦＥＴ４
がオンせず、ＦＥＴ３もオンしない。しかしＦＥＴ３に
は寄生ダイオード１７がある為、入力端子１′から出力
端子１２に向って電流が流れる。この時の順電圧降下は
約０．６Ｖである。抵抗６，７により分圧された電圧が
ＦＥＴ４のしきい値を越えると、ＦＥＴ４がオンし、抵
抗１０．ダイオード１６を介しＦＥＴ３のゲートに電圧
を印加し、ＦＥＴ３のドレイン、ソース間の抵抗は減少
する。また、この状態でのＦＥＴ３゜４の駆動損失もＦ
ＥＴが電圧駆動素子である事から、抵抗６，７，８．１
０は高抵抗値で良い為、一般に多用されているダイオー
ドによる逆流防止回路に比べ電力損失が大幅に減少する
。なお入力が低下した場合においては、ＦＥＴ３がオン
している為、抵抗６，７により分圧された電圧が。
ＦＥＴ４のしきい値を下廻る迄は電流が逆流するが、そ
の電流はりアクドル１０により制御出来る。
の電流はりアクドル１０により制御出来る。
またダイオード１６は、入力端子１’ 、２’に逆に電
圧印加された場合、ＦＥＴ３のゲート電圧の供給を阻止
し、ＦＥＴ３がオフさせ、寄生ダイオード１１により電
流の逆流を防止するとともに、ＦＥＴ３のゲート、コミ
ツタ間に過大な電圧が印加する事を防止し、これを保護
するものである。
圧印加された場合、ＦＥＴ３のゲート電圧の供給を阻止
し、ＦＥＴ３がオフさせ、寄生ダイオード１１により電
流の逆流を防止するとともに、ＦＥＴ３のゲート、コミ
ツタ間に過大な電圧が印加する事を防止し、これを保護
するものである。
本発明によれば、逆流防止回路の電圧降下を大幅に減少
させる事ができるので、比較的電流の多い回路に使用す
れば大幅な電力損失の低下、効率の向上の効果がある。
させる事ができるので、比較的電流の多い回路に使用す
れば大幅な電力損失の低下、効率の向上の効果がある。
第１図は本発明の基本構成ブロック図、第２図は本発明
の実施例を示す図、第３図は従来の基本構成ブロック図
を示す。 １．２・・・入力端子、４・・・スイッチング回路、９
・・・平滑コンデンサ、１８・・・トランス、２０・・
・ラインフィルタ回路、３０・・・入力整流、平滑回路
、４０・・・出力整流回路、５０・・・出力平滑回路、
６０・・・出力端子、７０・・・半導体スイッチ回路、
８０・・・電圧検出回路、９０・・・半導体スイッチ駆
動回路、１００佑２−日
の実施例を示す図、第３図は従来の基本構成ブロック図
を示す。 １．２・・・入力端子、４・・・スイッチング回路、９
・・・平滑コンデンサ、１８・・・トランス、２０・・
・ラインフィルタ回路、３０・・・入力整流、平滑回路
、４０・・・出力整流回路、５０・・・出力平滑回路、
６０・・・出力端子、７０・・・半導体スイッチ回路、
８０・・・電圧検出回路、９０・・・半導体スイッチ駆
動回路、１００佑２−日
Claims (1)
- １、１個または複数個並列接続されたＭＯＳ型電界効果
トランジスタ（以下単にＦＥＴ）、これを駆動するＦＥ
Ｔまたはトランジスタ、入力電圧を検出する分圧抵抗及
びリアクトルから成る逆流防止回路において、ＦＥＴの
低オン抵抗と寄生ダイオードを利用し、入力端子側に入
力電圧低下検出を設けＦＥＴを駆動し、出力側にリアク
トルを設ける事により入力電圧の急速低下による逆流を
抑制した事を特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35588A JPH01177865A (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35588A JPH01177865A (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01177865A true JPH01177865A (ja) | 1989-07-14 |
Family
ID=11471516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35588A Pending JPH01177865A (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01177865A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2573893A2 (en) | 2011-09-20 | 2013-03-27 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electronic control unit for automobile |
| JP2014196666A (ja) * | 2013-03-29 | 2014-10-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 車両の制御装置 |
| JP2015033260A (ja) * | 2013-08-05 | 2015-02-16 | 三菱電機株式会社 | 整流回路 |
| JP2016134951A (ja) * | 2015-01-16 | 2016-07-25 | Fdk株式会社 | 逆電流保護付きスイッチング電源装置 |
| CN114825598A (zh) * | 2022-06-29 | 2022-07-29 | 卧安科技(深圳)有限公司 | 低功耗智能锁和智能设备的防反热备电路、防反接方法 |
-
1988
- 1988-01-06 JP JP35588A patent/JPH01177865A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2573893A2 (en) | 2011-09-20 | 2013-03-27 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electronic control unit for automobile |
| CN103023010A (zh) * | 2011-09-20 | 2013-04-03 | 日立汽车系统株式会社 | 车载用控制装置 |
| JP2013066321A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-11 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 車載用制御装置 |
| US9126495B2 (en) | 2011-09-20 | 2015-09-08 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electronic control unit for automobile |
| EP2573893A3 (en) * | 2011-09-20 | 2017-04-05 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electronic control unit for automobile |
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| CN114825598A (zh) * | 2022-06-29 | 2022-07-29 | 卧安科技(深圳)有限公司 | 低功耗智能锁和智能设备的防反热备电路、防反接方法 |
| CN114825598B (zh) * | 2022-06-29 | 2022-10-14 | 卧安科技(深圳)有限公司 | 低功耗智能锁和智能设备的防反热备电路、防反接方法 |
| WO2024000967A1 (zh) * | 2022-06-29 | 2024-01-04 | 卧安科技(深圳)有限公司 | 低功耗智能锁和智能设备的防反热备电路、防反接方法 |
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