JPH01170378A - Ｄｃ／ａｃ変換器 - Google Patents

Ｄｃ／ａｃ変換器

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JPH01170378A
JPH01170378A JP63294785A JP29478588A JPH01170378A JP H01170378 A JPH01170378 A JP H01170378A JP 63294785 A JP63294785 A JP 63294785A JP 29478588 A JP29478588 A JP 29478588A JP H01170378 A JPH01170378 A JP H01170378A
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Mil Job F P Van
ヨブ・フランシスカス・ペトラス・ファン・ミル
Franciscus A C M Schoofs
フランシスカス・アドリアヌス・コルネリス・マリア・スホーフス
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＤＣ／ＡＣ変換器、さらに特定するとガス放電
ランプ用ブリッジ回路に関連し、該ＤＣ／ＡＣ変換器は
、 直流高電圧と直流低電圧を印加する接続端子を有する集
積回路、 そのドレインが第１接続端子に接続されている第１絶縁
ゲート電界効果トランジスタ、およびそのソースが第２
接続端子に接続されている第２絶縁ゲート電界効果トラ
ンジスタ、 を具え、 第１電界効果トランジスタのソースと第２電界効果トラ
ンジスタのドレインは双方とも出力端子に接続され、さ
らに制御回路が備えられ、それによって交流制御信号が
第２電界効果トランジスタのゲートに供給でき、かつ反
転形態で第１電界効果トランジスタのゲートにも供給で
き、その結果としてプッシュプルになっている第１およ
び第２電界効果トランジスタは導通と非導通にすること
ができ、 この制御回路は、第３絶縁ゲート電界効果トランジスタ
を有するインバータ段を具え、そのソースは第２接続端
子に接続され、そのゲートは第２電界効果トランジスタ
のゲートに接続され、かつそのドレインは負荷要素およ
び第１電界効果トランジスタのゲートに接続されている
。
そのような変換器はとりわけエイ・ダブリユウ・ルディ
ックフィッツエ（Ａ、Ｗ、　Ｌｕｄｉｋｈｕｉｚｅ）の
次の論文、「アナログおよびスイッチング応用の汎用２
５０／３００−Ｖ　ＩＣプロセス（Ａ　Ｖｅｒｓａｔｉ
ｌｅ　２５０／３００−ＶＩＣＰｒｏｃｅｓｓ　ｆｏｒ
　Ａｎａｌｏｇｕｅ　ａｎｄ　ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＡｐ
ｐｌｉｃａｔｉｏｎ）　Ｊ　、１．Ｅ、Ｅ、Ｅ、　Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎＥｌｅｃｔｒｏｎ　Ｄｅｖ
ｉｃｅ　、第ＥＤ−３３号、第１２号、１９８６年１２
月、頁２００Ｂ／２０１５より既知である。
良く知られているように、例えば名称ＳＬおよびＰＬの
下で市販されたガス放電ランプの安定度と効率は、その
周波数が主電圧の周波数、例えば１　ｋＨｚと１００　
ｋｌ（ｚとの間の周波数よりかなり高い交流電圧でそれ
らが動作する場合にかなり改善することができる。ブリ
ッジ回路は供給主電源から整流器回路によって得ること
のできる直流電圧をこの高周波交流電圧に変換するため
に用いられている。
原理的には、このブリッジ回路は２つのスイッチから構
成され、それらは高い供給電圧と低い供給電圧の間に直
列に接続され、かつプッシュプルで動作し、かつ出力端
子を交互に高い供給電圧と低い供給電圧に接続する。正
と負の供給電源の間にそのような分校のスイッチの１つ
のみが存在する場合には、放電ランプの他の側は正と負
の供給電源の間の半分のＤＣレベルに保たれている。い
わゆる半ブリツジ回路（ｈａｌｆ　ｂｒｉｄｇｅ　ｃｉ
ｒｃｕｉｔ）であるこの実施例は最も簡単であり、かつ
供給電圧の半　　　分がランプに利用可能であることを
保証している。
例えば前述の刊行物の第１４図に示されたような別の実
施例はスイッチの２つの分校を具え、１つの分枝の下側
のスイッチは他の分校の上側スイッチと同時にスイッチ
オン・オフされる。このいわゆる全ブリッジ（ｆｕｌｌ
　ｂｒｉｄｇｅ）はその構造と動作が半ブリッジよりさ
らに複雑であるが、全供給電圧がランプに利用可能であ
ることを保証している。
本発明が全ブリッジ回路と半ブリツジ回路の双方に使用
できることはこれ以上の説明無し゛に明らかであろう。
前述の刊行物に記載された全ブリッジ回路において、ス
イッチは実際に同一の構造のｎ−タイプチャネルＭＯＳ
トランジスタによって構成されている。１つのトランジ
スタ（Ｔ２／Ｔ４）のソースと他のトランジスタ（Ｔｌ
／Ｔ３）のドレインはそれぞれ負供給電源（０■）と正
供給電源とに接続されている。
他のソースとドレインゾーンは共に出力端子（０１１０
２）に接続されている。インバータトランジスタ（Ｔ５
／Ｔ６）はまたｎ−チャネルＭＯＳ　　）ランジスタに
よって構成され、そのソースは負供給電源（Ｏｖ）に接
続されている。正電圧がインバータトランジスタのゲー
トあるいは制御電極に印加されている場合、このトラン
ジスタは導通になり、かつ上記の他のトランジスタ（Ｔ
ｌ／Ｔ３）の制御電極は低い供給電源（アース）に接続
される。このトランジスタは次に非導通となる（閉成）
。次に正の制御信号が上記の１つのトランジスタ（Ｔ２
／Ｔ４）の制御電極に印加されるとそれは導通状態とな
る。すると出力端子は低レベルになる。低い制御信号が
インバータトランジスタの制御電極および１つのトラン
ジスタ（Ｔ２／Ｔ４）に印加され、従ってこれらのトラ
ンジスタが非導通となる別の状態では、トランジスタ（
Ｔｌ／Ｔ３）の制御電極とソースの間の電圧をしきい値
電圧より高く保つことを保証するために、制御信号は反
転されるのみならず、また電圧レベルがシフトされなけ
ればならない。レベルのこのシフトは出力端子（０１１
０２）　とトランジスタ（ＴＩ／Ｔ３）の制御電極との
間のいわゆるプートストラップ回路により、および整流
器ダイオードによって得られ、その結果として供給電圧
の約１５Ｖ上にある制御電圧を得ることができる。
プートストラップ回路は１５Ｖ補助電圧、ダイオード、
キャパシタ、および抵抗器を具えている。
例えば５にΩのこの抵抗器は２重の機能を有している。
第１に、それはインバータトランジスタが導通し、従っ
てインバータ回路を通して電流が流れる場合にブートス
トラップキャパシタにわたる電圧の印加を許容するのに
役立っている。この抵抗器の第２の効果は、ＴＩ／Ｔ３
の制御電極の寄生キャパシタと共にＲＣ時間が形成され
、これはＴＩ／Ｔ３がスイッチオンされる場合に遅延を
生じ、その結果として各分校で双方のスイッチが同時に
導通になることを防ぐというものである。最後に述べた
理由により、Ｔ２／Ｔ４の制御電極はまた抵抗器に接続
され、そしてダイオードはこの抵抗器にわたって接続さ
れるから、Ｔ２／Ｔ４をスイッチオフするプロセスは急
速に実行される。
ここに述べられたブリッジ回路による実験では、簡単化
のために１５Ｖ補助電圧が直流高電圧から抵抗器を介し
て導かれる場合にインバータ回路の電流消費と電力消費
がかなり高くなり、その結果として回路の温度が望まし
くないほど高いレベルに上昇することを示した。費用の
面から、良好な冷却による温度の低減は一般に可能では
ない。上記のブリッジ回路では５にΩである高い負荷抵
抗器による電力消費の低減は殆ど可能ではない。と言う
のは、それにより高いＲＣ時間が導入され、その結果と
して正供給電源に接続されたトランジスタは非常に遅れ
てまたスイッチオンするからである。
本発明の目的は、既知の回路より低い電力消費を有する
冒頭の記事で述べられたような種類の全ブリッジ回路あ
るいは半ブリツジ回路を与え、同時に既知の回路の好ま
しい性質を維持することである。
本発明によるＤＣ／ＡＣ変換器は、インバータ段の電流
通路が負荷要素と第３電界効果トランジスタの間に第４
トランジスタの形をしたスイッチを含み、それは第１１
第２および第３電界効果トランジスタに相補なタイプの
ものであり、かつ回路の一点に接続されている制御電極
を有し、それは動作中に、第１および第３電界効果トラ
ンジスタが導通している状態では第４電界効果トランジ
スタが非導通であるか、あるいは少なくとも実質的に非
導通であるような電圧が制御電極に印加されるようにな
っていること、および第２および第３電界効果トランジ
スタが非導通である別の状態では第４トランジスタが導
通していることを特徴としている。
本発明は、トランジスタのスイッチングのために制御電
極（ゲート）とソース電極との間の電圧が必須であり、
かつ一定制御電圧によりトランジスタがソース電極（エ
ミッタ）の電位を変化することによりスイッチオン・オ
フできるという事実の認識に基づいている。相補タイプ
のトランジスタの形をしたスイッチでは、ソース電極に
おける電圧変化はこのトランジスタが付加的制御信号を
印加する必要無しに所望の時点で導通および非導通にな
るようになっている。インバータ段の電流通路で第３電
界効果トランジスタあるいは第４トランジスタが非導通
であるという事実により、動作中の電力消費はかなり制
限される。
本発明を若干の実施例と添付図面とを参照してさらに十
分説明する。
第１図はエイ・ダブリユウ・ルディックフィッツエの前
述の論文、「アナログおよびスイッチング応用の汎用２
５０／３００−Ｖ　ＩＣプｏセス」、１．Ｅ、Ｅ、Ｅ。
Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　
Ｄｅｖｉｃｅ　ｓ第ＥＤ−３３号、第１２号、１９８６
年１２月、頁２００８／２０１５に記載されたようなブ
リッジ回路を示している。第１図は半ブリッジのみを示
しているが、しかしそれは第１図に示された回路が、上
記の刊行物の第１４図に示されたように、２重化により
容易に全ブリッジに拡張できると言うことを一層の説明
無しに評価されよう。
この回路は少なくとも主要部分が集積回路によって適応
でき、かつ図面ではそれぞれ■＋と■−によって示され
た高い直流電圧と低い直流電圧の印加のための２つの接
続端子１と２それぞれを有している。電圧■−は例えば
アース電位であり、■＋は例えば１００ｖと４００　Ｖ
との間にある。この直流電圧は図面に示されていない整
流器回路により既知の態様で主電源から発生できる。こ
の回路は２つの電界効果トランジスタＴ１とＴ２を具え
、これらは端子１と２の間に直列に接続されており、接
合点は出力端子３に接続されている。トランジスタＴ１
とＴ２が一例としてｎ−チャネルタイプのものであるこ
の実施例では、ＴＩのドレインは端子１に接続されてお
り、Ｔ２のソースは端子２に接続され、一方、Ｔ１のソ
ースとＴ２のドレインは出力端子３に接続されている。
動作中、プッシュプルになっているトランジスタＴ１と
Ｔ２は導通および非導通にされ、その結果として端子３
は交互に■＋と■−に接続される。この目的で、制御回
路が存在し、それは制御信号ＳをＴ２のゲート電極に印
加する１手段４を具えている。
ここに示された実施例では、この手段は接続端子４によ
って表示されており、それを介して外部的に発生された
制御信号Ｓが供給できる。しかし、信号Ｓはまた集積回
路それ自身の他の部分で発生されることが評価されよう
。さらに制御回路はインバータトランジスタとして電界
効果トランジスタＴ３と、負荷要素として抵抗器Ｒ１を
有するインバータ段を具え、それにより信号Ｓは調整の
後でＴ１のゲート電極に供給できる。
ここに記載された実施例は同一のトランジスタＴ１とＴ
２を具え、制御回路はさらに電圧レベルシフターを備え
、それによりしきい値以上の十分高い電圧がＴ１のゲー
ト電極に印加できる。電圧シフターはキャパシタＣを具
え、その１つの平板は整流器りを介して接合点５に接続
されている。端子１と２の間に直列に接続されている抵
抗器Ｒ２とツェナーダイオード６により、例えば１５Ｖ
のような一定電位が接合点５に印加できる。
二の回路は電圧制限としての３個のツェナーダイオード
７をさらに具えているが、しかしこれは本発明には本質
的なものではなく、従ってそれについてこれ以上説明し
ない。端子４とＴ２のゲート電極との間に抵抗器Ｒ３と
ダイオードＤ２が配設され、その機能は今後さらに十分
説明されよう。ガス放電ランプによる誘導性負荷はイン
ダクタンスしによって図式的に表示されている。
第２図はトランジスタＴ１あるいはＴ２　（の一部分）
の断面図である。このデバイスはｐ型Ｓｉ基板８と、そ
の上に成長されたｎ型エピタキシャル層９によるＤ−Ｍ
ＯＳ　（２重拡散ＭＯＳ　）プロセスで得られている。
トランジスタＴＩ／Ｔ２は深いｐ現品絶縁（ｉｓｌａｎ
ｄｉｎｓｕｌａｔｉｏｎ）　１０によって横方向に境界
されたエピタキシャル層中の島に備えられている。トラ
ンジスタＴＩ／Ｔ２はｎ型表面ゾーンによって構成され
たソース領域１１とｎ型埋込みＪｉｉ１２の形をしたド
レインゾーンを有する垂直Ｄ−ＭＯＳ　　）ランジスタ
であり、それはエピタキシャル層９と基板８との間のイ
ンタフェースに位置し、かつトランジスタ側で深いｎ接
触ゾーンを介してドレイン電極１４に接続されている。
ｎ型ソースゾーン１１はｐ型表面ゾーン１５に備えられ
（拡散され）、それらはゾーン１１として同じマスクを
通して少なくとも一部分ではあるが、しかしゾーン１１
よりもっと深くエピタキシャル層９に拡散されている。
ソースゾーン１１とエピタキシャル層９との間に位置し
ているゾーン１５の狭い領域１６はトランジスタのチャ
ネル領域を構成している。ｎ型ゾーン１１とＰ型ゾーン
１５はソース電極１７によって短絡されている。ゲート
電極１８がチャネル領域１６の上を覆って備えられ、か
つゾーン１５間のドリフト領域の上に延在し、そこでは
電子は埋込みゾーン１２に垂直方向でドリフトしている
。さらに、ｐ型ゾーン１５は弱くドープされたｐ型ゾー
ン１９を持つチャネル領域１６から遠い側に備えられ、
これは上記の刊行物に記載されているように、ブレーク
ダウン電圧を増大するのに役立っている。そのようなゾ
ーンはまた島絶縁１０にも備えられている。半導体物体
の表面は酸化層２０によってコートされ、これはチャネ
ル領域１６の上では薄＜　（２０ａ）　（例えば厚さは
約０．１　μｎ＋）、そして周辺部分の上では厚い（２
０ｂ）　（例えば厚さは約０．８μｍと３μｍ）。この
デバイスは既知の態様で制作でき、そこではゾーン１１
．１５は一般に多結晶シリコンのゲート１８に対して自
己重ね合わせ法（ｓｅｌｆｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄｍａｎ
ｎｅｒ）で与えられている。接触１４．１７は例えば八
２のような適当な金属から作成できる。
ｐ型ゾーン１５とｎ型エピタキシャル層９との間のｐｎ
接合が寄生ダイオードを構成し、それが動作中に順バイ
アスできることに注意すべきである。
第１図では、これらのダイオードは破線で表示されてい
る。
トランジスタＴ３はまた類似のＤＨＯＳＴによって構成
されているが、上記の刊行物に記載されているように、
代案として横型（ｌａｔｅｒａｌ）　ＤＭＯＳＴによっ
て構成されていてもよい。そのようなりＭＯＳＴはドレ
インがチャネル領域の傍に位置していることで第２図に
示された形態から主として区別されており、その結果と
して電流は主として横方向に流れる。
回路は原理的に次のように動作する。すなわち、信号Ｓ
が高い場合、トランジスタＴ２と１３は導通し、トラン
ジスタＴ１は非導通である。すると電流は誘導性負荷り
とＴ２を介しＶ−に流れる。接合点３すなわち出力端子
３は低く、その結果としてキャパシタＣはダイオードＤ
を介して実際に１５Ｖに充電される。制御電圧Ｓが低く
なる場合、Ｔ２と１３は（ダイオードＤ２を介して）非
導通になる。インダクタンスしは出力端子３の電圧を非
常に早く増大させ、その結果としてＴ１の寄生ダイオー
ドは一時的に順バイアスになり得る。同時に、接合点２
１の電圧は増大し、かつ整流器によってＤはＶ＋より高
くなる、すなわち約Ｖ＋プラス１５Ｖに達することがで
きる。この高い電圧はＲ１を介してＴ１のゲート電極に
流れる。Ｌ中の電流がその方向を反転する前に、Ｔ１は
Ｒ１と１１のゲートの入力キャパシタンスを介して導通
せねばならず、従ってＲ１は余り高い値を有してはなら
ない。他方、Ｒ１の値は余り低くあるべきではない。と
言うのは、この抵抗器はＲ３と同様に、ＴｌとＴ２が同
時に導通しないことを保証しているからである。Ｔ１が
導通すると、負荷りを通る電流は逆方向に増大する。制
御信号ＳによってＴ１がスイッチオフされ、そしてＴ２
がスイッチオンされると、出力３における電位は誘導性
負荷により減少し、その結果としてＴ２の内部ダイオー
ドは導通になる。Ｔ２のゲート電極のＲＣ時間によって
１２は遅らされて導通し、その結果としてＬを通る電流
は再びその方向を逆転する。
ここに記載された回路の実際の実施例では、電力消費が
比較的高いことが見出されている。本発明はなかんずく
この高い電力消費がＴ３の導通の場合にＲ２とインバー
タ段り、　Ｒ１，Ｔ３に流れる損失電流によるという事
実の認識に基づいている。
第３図は第１図と同じ回路図を示しているが、しかしイ
ンバータ段Ｒ１，Ｔ３の電力消費を低減する手段を備え
ている。これらの手段は主として第４トランジスタＴ４
あるいはＴ５を具え、そのソースとドレイン電極はイン
バータ段り、　Ｒ１，Ｔ３の電流通路に接続され、かつ
そのゲート電極（ベース）は動作中に固定電位を有する
回路の点に接続されている。トランジスタＴ４あるいは
Ｔ５はＴ３に相補なタイプ、従ってこの実施例ではｐ型
のものである。
第３図において、２つの別々のバージョンが示されてい
ることに注意すべきであり、Ｔ４によるものは実線で表
示され、Ｔ５による他のものは破線で表示されている。
Ｔ４による実施例はエンハンスメンタイブの電界効果ト
ランジスタを使用することができ、そしてＴ５による実
施例はディプレッションタイプの電界効果トランジスタ
を使用することができる。
トランジスタＴ４が使用されている第１の場合において
、ゲート電極は低い電圧に、従って端子２に接続されて
いる。その製造業者が第２図を参照して示された技術で
実現せねばならぬトランジスタの可能な実施例が第４図
に示されている。深いｐ型ゾーン１０によって横方向に
再び絶縁されたエピタキシャル層の島にトランジスタが
備えられている。ソースゾーンとドレインゾーンは高い
動作電圧に関連して低減されたドーピング傾斜を備えて
いる。ソースゾーンはトランジスタＴｌ／Ｔ２のゾーン
１５によって同時に形成できる強くドープされたｐ型表
面ゾーン２６ａと、高いオーミックゾーン１９（第２図
）によって同時に形成できる高いオーミック拡張部（ｈ
ｉｇｈ−ｏｈｍｉｃ　ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）　２６ｂを
具えている。ソース接触電極２７はソース２６に接続さ
れているのみならず、ｎ型接触ゾーン２８を介して島２
５と第３図に示された回路の接合点２１にも接続されて
いる。ドレインゾーンは実際にソースと同一であり、か
つ強くドープされたゾーン２９ａと弱くドープされた拡
張部２９ｂと抵抗器Ｒ１に接続されたドレイン接触３０
を具えている。ドレインゾーンの外側では、チャネルス
トッパ２８ａがｎ十表面ゾーンの形で備えられている。
例えばＡｌのゲート電ｔ！ｉ　３１がゲート酸化物３２
上に備えられ、それはフィールド酸化物２０ｂによって
同時に製造でき、かつ例えば３μｍの厚さを有している
。特別な実施例では、Ｔ４のしきい値は３０Ｖと５０Ｖ
の間にある。
もし動作中にＴ３が（そしてまたＴ２が）導通になるな
ら、出力端子３、Ｔ１のゲート電極、および抵抗器Ｒ１
の両側の電位は低い値となる。Ｔ４のソースとそのゲー
ト電極の間の電圧は精々約１５Ｖであり、それによりト
ランジスタＴ４を導通させるには５０Ｖのしきい値電圧
は低すぎる。従ってトランジスタＴ４はこれらの条件で
は非導通である。インバータ段り、　Ｒ１，Ｔ３は電流
無しあるいは実質的に電流無しとなり、その結果として
電力消費は第１図に示された回路に比べて非常に強く低
減される。もし第１図に関連して記載されたようにＴ３
とＴ２がスイッチオフされるなら、出力端子３における
電位は非常に急速に増大する。キャパシタンスＣを介し
て、Ｔ４のソースにおける電位は値Ｖ＋プラス１５Ｖに
増大され、従ってＴ４のしきい値電圧よりかなり高い値
に増大する。トランジスタＴ４は導通となり、その結果
として上記の高電圧はＲ１によって遅延されてＴ１のゲ
ート電極に流れる。
第５図はトランジスタＴ５の一実施例の断面図を線図的
に示している。このトランジスタは、ｐ型注入がトラン
ジスタのチャネル領域で実行され、その結果として導通
はＯｖのゲート・ソース電圧でトランジスタで既に起っ
ていることでＴ４から実際に特に区別されている。この
注入に対して、第２図のゾーン１９で必要な注入ステッ
プが再び使用できる。第４図と同様に３μｍ厚のゲート
酸化物が与えられているゲート電極３６が端子１に接続
され、それに高い電圧が印加されている。しきい値電圧
を好ましい値に増大するため、島２５はドレイン２６に
接続されず、しかし、所望なら、抵抗器３７とｎ型接触
ゾーン３８を介してゲート電極３６に接続され、その結
果として動作中に島２５の電位は増大され、かつこの島
はトランジスタの第２ゲート電極（バックゲート）とし
て作用する。
Ｔ５による回路の動作はＴ４による上述の動作と実際的
に同一である。Ｔ３とＴ２が導通すると、Ｔ５のソース
とドレインにおける電位は非常に低り、Ｔ５のチャネル
は十分ピンチオフとなり、その結果として通路り、　Ｔ
５．　Ｒ１，Ｔ３に電流は流れることができない、　Ｔ
２とＴ３がスイッチオフであると、出力端子３における
電位は再び急速に増大し、その結果としてＴ５のソース
ゾーン２６はＶ＋プラス１５Ｖに増大できる。トランジ
スタＴ５のｐチャネルは再び導通となり、その結果とし
て高い電圧Ｖ＋プラス１５ＶはＴ１のゲート電極に流れ
ることができる。Ｔ５のソース２６の電位が■十以上に
、すなわちｎ型の島２５の電位以上に上昇するから、ゾ
ーン２６と島２５との間のｐｎ接合は順バイアスとなれ
る。この電流を制限するために、Ｖ＋にある島２５の電
流通路に抵抗器３７が必要である。所望なら、この抵抗
器はＴ５と同じ島に含まれていてもよい。所望なら、こ
の電位はダイオードを介してゾーン２５に伝えられても
よい。領域３８はｐ型でなくてはならない。領域２６−
３０からの距離は大きくなくてはならず、そして場合に
よっては、埋込みｎ十層は寄生ｐｎｐ効果を低く保つた
めに備えられてもよい。
第６図は電流を制限する第４電界効果トランジスタの別
の実施例の平面図である。このトランジスタは共にエン
ハンスメントタイプ、すなわちＴ４のタイプのもの、お
よびディプレッションタイプ、すなわちＴ５のタイプの
ものであってよい。このトランジスタはまた相互嵌合さ
れた例（ｅｘａｍｐｌｅｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｔｅｄ
）によってｐ型ソースゾーンとドレインゾーン２６．２
９をそれぞれ具えている。ゲート電極３１はソースゾー
ンとドレインゾーンのフィンガー（ｆｉｎｇｅｒ）と中
間チャネルを完全に覆う４角形によって構成されている
。右側には、ソースゾーンとドレインゾーンとが領域あ
るいはゾーン４０によって相互接続され、それは高いオ
ーミツクル型ゾーン１９およびソース・ドレイン拡張部
２６ａ（第４図）あるいはチャネル領域３５（第５図）
によって同時に注入（ｉｍｐｌａｎｔ）することができ
る。
領域４０はブリーダーとして作用し、かつ例えば１００
にΩの抵抗値を有し、この値は導通状態のトランジスタ
Ｔ４／Ｔ５の抵抗値（０，５にΩ）より高いが、しかし
非導通状態のＴ４／Ｔ５の抵抗値よりがなり低い。
この抵抗値により、常に漏洩通路が存在し、従って、Ｔ
２とＴ３がスイッチオフされて出力の電圧が増大しては
ならぬ場合に、もしコイルが電流によって充電されるべ
きでないなら、開始電流あるいは充電電流はＴ１の制御
電極に流れるであろう。他方、抵抗４０の抵抗値は非常
に高く、従って１３が導通している状態の電力消費はそ
れにもかかわらず実際的に無視できる。勿論、抵抗器４
０はここに示された形以外の形を取ることができ、例え
ば蒸着多結晶シリコン層によって構成できよう。代案と
して、抵抗器４０は外部抵抗素子によって構成でき、換
言すればこの素子は集積回路の外側に置かれることもで
きる。
本発明はここに示された実施例に限定されず、本発明の
範囲内で多くの別の変形は当業者にとって可能であるこ
とが評価されよう。例えば、電力消費は電界効果トラン
ジスタＴ４の代りにバイポーラｐｎｐ　　）ランジスタ
の使用によってもまた減少でき、その場合に電流はエミ
ッタからコレクタに流れ、ベースは適当に選ばれた固定
電位に固定される。
さらに、所望なら、第１図のＲ１は電源図および第５図
のトランジスタのチャネル抵抗に含めることもできる。
（要　約） 既知の全ＤＣ／ＡＣブリッジ回路あるいは半ＤＣ／ＡＣ
ブリッジ回路において、電力トランジスタＴｌ、　Ｔ２
がスイッチされる制御回路を通る電流は抵抗器を介して
高い電源電圧から導かれている。この電流とそれに関連
した電力消費を低減するために、制御回路は付加的スイ
ッチ、好ましくはＨＯＳＴ　Ｔ４を含み、それはインバ
ータトランジスタＴ３が導通の場合には非導通であり、
インバータトランジスタＴ３が非導通の場合には導通で
ある。このように制御回路は実際的に電流無しとなる。
制御電極が適当な電圧で印加される場合、トランジスタ
Ｔ４はソース電圧によって制御でき、自己制御となる。
このように、回路は簡単のままに保つことができる。
ブリッジ回路がガス放電ランプに使用するのに特に適し
ている。
【図面の簡単な説明】
第１図は既知の半ブリツジ回路の回路図を示し、第２図
は第１図に示されたブリッジ回路図に使用する高電圧ト
ランジスタの断面図を示し、第３図は本発明による半ブ
リツジ回路の回路図を示し、 第４図は第３図のスイッチＴ４の第１の実施例の断面図
を示し、 第５図は第３図のスイッチＴ４の第２の実施例（Ｔ５）
の断面図を示し、 第６図は第３図のトランジスタＴ４あるいはＴ５の別の
実施例の平面図である。 １．２・・・接続端子 ３・・・出力端子 ４・・・接続端子あるいは手段 ５・・・接合点 ６．７・・・ツェナーダイオード ８・・・Ｐ型Ｓｔ基板 ９・・・ｎ型エピタキシャル層 １０・・・Ｐ現品絶縁あるいは深いｐ型ゾーン１１・・
・ソース領域あるいはｎ型表面ゾーンあるいはｎ型ソー
スゾーン １２・・・ｎ型埋込み層 １３・・・深いｎ接触ゾーン １４・・・ドレイン電極あるいは接触 １５・・・ｐ型（表面）ゾーン １６・・・狭い領域あるいはチャネル領域１７・・・ソ
ース電極あるいは接触 １８・・・ゲート電極 １９・・・弱くドープされたＰ型ゾーンあるいは高いオ
ーミックゾーン ２０・・・酸化層 ２０ａ・・・薄い酸化層 ２０ｂ・・・厚い酸化層あるいはフィールド酸化物２１
・・・接合点 ２５・・・島２６・・・ソース（ゾーン）２６ａ・・・
強くドープされた２表面ゾーン２６ｂ・・・高いオーミ
ックゾーンあるいは高いオーミック拡張部 ２７・・・ソース接触電極 ２８・・・ｎ型接触ゾーン ２８ａ・・・チャネルストッパー ２９・・・ドレインゾーン ２９ａ・・・強くドープされたゾーン ２９ｂ・・・弱くドープされた拡張部 ３０・・・ドレイン接触 ３１・・・ゲート電極 ３２・・・ゲート酸化物 ３５・・・チャネル領域 ３６・・・ゲート電極 ３７・・・抵抗器 ３８・・・ｎ型接触ゾーン ４０・・・領域あるいはゾーンあるいは抵抗器特許出願
人　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイランペン
ファブリケン

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、ＤＣ／ＡＣ変換器、さらに特定するとガス放電ラン
    プ用ブリッジ回路であって、該ＤＣ／ＡＣ変換器は、 直流高電圧と直流低電圧を印加する接続端 子を有する集積回路、 そのドレインが第１接続端子に接続されて いる第１絶縁ゲート電界効果トランジスタ、および そのソースが第２接続端子に接続されてい る第２絶縁ゲート電界効果トランジスタ、 を具え、 第１電界効果トランジスタのソースと第２ 電界効果トランジスタのドレインは双方とも出力端子に
    接続され、さらに制御回路が備えられ、それによって交
    流制御信号が第２電界効果トランジスタのゲートに供給
    でき、かつ反転形態で第１電界効果トランジスタのゲー
    トにも供給でき、その結果としてプッシュプルになって
    いる第１および第２電界効果トランジスタは導通と非導
    通にすることができ、この制御回路は、第３絶縁ゲート
    電界効果 トランジスタを有するインバータ段を具え、そのソース
    は第２接続端子に接続され、そのゲートは第２電界効果
    トランジスタのゲートに接続され、かつそのドレインは
    負荷要素および第１電界効果トランジスタのゲートに接
    続されているものにおいて、 インバータ段の電流通路が負荷要素と第３ 電界効果トランジスタの間に第４トランジスタの形をし
    たスイッチを含み、それは第１、第２および第３電界効
    果トランジスタに相補なタイプのものであり、かつ回路
    の一点に接続されている制御電極を有し、それは動作中
    に、第１および第３電界効果トランジスタが導通してい
    る状態では第４電界効果トランジスタが非導通であるか
    、あるいは少なくとも実質的に非導通であるような電圧
    が制御電極に印加されるようになっていること、および
    第２および第３電界効果トランジスタが非 導通である別の状態では第４トランジスタが導通してい
    ること、 を特徴とするＤＣ／ＡＣ変換器。 ２、第４トランジスタが絶縁ゲート電界効果トランジス
    タであることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＡＣ変
    換器。 ３、制御回路がインバータゲートのほかにキャパシタを
    有する電圧レベルシフターを具え、そのキャパシタの１
    つの平板が出力端子に接続され、かつキャパシタの別の
    平板が負荷要素を介して第１電界効果トランジスタのゲ
    ート電極およびダイオードの主電極に接続され、ダイオ
    ードの別の主電極が回路のＤＣ点に接続されていること
    を特徴とする請求項１もしくは２記載のＤＣ／ＡＣ変換
    器。 ４、第４電界効果トランジスタのソース電極がダイオー
    ドの主電極に接続され、かつドレイン電極が負荷要素に
    接続されていることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／
    ＡＣ変換器。 ５、第４電界効果トランジスタがエンハンスメントタイ
    プのものであり、かつ 動作中に第２接続端子の直流電圧が印加さ れている点にゲート電極が接続されていること、 を特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載のＤ
    Ｃ／ＡＣ変換器。 ６、第４電界効果トランジスタがディプレッションタイ
    プのものであり、かつ 動作中に第１接続端子の直流電圧が印加さ れている点にゲート電極が接続されていること、 を特徴とする請求項２から４のいずれか１つに記載のＤ
    Ｃ／ＡＣ変換器。 ７、第４電界効果トランジスタがこの電界効果トランジ
    スタのソースとドレイン電極の導電度と反対の導電度の
    半導体領域に備えられ、それがこの電界効果トランジス
    タの絶縁ゲートに抵抗的に接続されていること、 を特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＡＣ変換器。 ８、スイッチにわたる上記の電流通路に抵抗要素が配設
    され、その抵抗が導通段のスイッチの抵抗に対して高く
    、かつ非導通状態のスイッチの抵抗に対して低いことを
    特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載のＤＣ
    ／ＡＣ変換器。 ９、第４電界効果トランジスタがこの電界効果トランジ
    スタのソースあるいはドレイン電極の導電度と反対のタ
    イプの導電度の半導体領域に備えられ、この電界効果ト
    ランジスタが整流接合を介してこの電界効果トランジス
    タの絶縁ゲートに接続されていることを特徴とする請求
    項６記載のＤＣ／ＡＣ変換器。
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