JPH01152959A - 共振ベクトル合成型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
共振ベクトル合成型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH01152959A JPH01152959A JP31251587A JP31251587A JPH01152959A JP H01152959 A JPH01152959 A JP H01152959A JP 31251587 A JP31251587 A JP 31251587A JP 31251587 A JP31251587 A JP 31251587A JP H01152959 A JPH01152959 A JP H01152959A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 6
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は変動する１次電源から電力を必要とする負荷
に安定な直流電圧ま７’Ｃは電流を供給するＤ Ｃ／Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
に安定な直流電圧ま７’Ｃは電流を供給するＤ Ｃ／Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
電子機器用電源装置として広く用いられているスイッチ
ングコンバータに対する小形軽量化の要求は最近ますま
す強くなっている。この要求を満たすには、コンバータ
のスイッチング周波数を高くシ、トランスや出力フィル
タ等の部品を小さくすることが最も効果的な手法でおる
。しかし、従来の矩形波処理を行うスイッチングコンバ
ータにおいては、スイッチング周波数の高周波化により
。
ングコンバータに対する小形軽量化の要求は最近ますま
す強くなっている。この要求を満たすには、コンバータ
のスイッチング周波数を高くシ、トランスや出力フィル
タ等の部品を小さくすることが最も効果的な手法でおる
。しかし、従来の矩形波処理を行うスイッチングコンバ
ータにおいては、スイッチング周波数の高周波化により
。
トランジスタのスイッチング損失およびスイッチングサ
ージが増加し、これらのストレスはコンバータの信頼性
を低下させることになる。このような欠点を克服するた
め、電流または電圧を正弦波状にすることにより低損失
／低ノイズ化を図る共振形コンバータが最近開発されて
いる。
ージが増加し、これらのストレスはコンバータの信頼性
を低下させることになる。このような欠点を克服するた
め、電流または電圧を正弦波状にすることにより低損失
／低ノイズ化を図る共振形コンバータが最近開発されて
いる。
第６図は例えば１９８６年の１７ ｔｈ ａｎｎｕａｌ
Ｉ Ｂ Ｅ ＢＰｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
８ｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐ
３６７−３７４に示された。並列共振型Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃ
コンバータの回路図でめり９図において（１１は１次電
源、（２１は電流安定化コイル、（３ｊは並列共振用キ
ャパシタ、（４）は並列共振用コイルを兼ねたトランス
で（４ａ）および（４ｂ）はこのトランスの１次巻き線
で（４ｃ）および（４ｄ）は２次巻き線であり、（５１
および（６）は並列共振を励起するスイッチ素子、（７
）および（８１Ｆｉ前記トランスの２次巻線に接続され
る整流用ダイオード、（９）は出力平滑用コイル、α〔
は出力平滑用キャパシタ。
Ｉ Ｂ Ｅ ＢＰｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
８ｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐ
３６７−３７４に示された。並列共振型Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃ
コンバータの回路図でめり９図において（１１は１次電
源、（２１は電流安定化コイル、（３ｊは並列共振用キ
ャパシタ、（４）は並列共振用コイルを兼ねたトランス
で（４ａ）および（４ｂ）はこのトランスの１次巻き線
で（４ｃ）および（４ｄ）は２次巻き線であり、（５１
および（６）は並列共振を励起するスイッチ素子、（７
）および（８１Ｆｉ前記トランスの２次巻線に接続され
る整流用ダイオード、（９）は出力平滑用コイル、α〔
は出力平滑用キャパシタ。
αυは安定な電圧を必要とする負荷で、α２にエラー検
出部、 Ｑ３１はスイッチング周波数制御部でおる。
出部、 Ｑ３１はスイッチング周波数制御部でおる。
第７図はこの回路の動作を示す回路動作波形図である。
次に従来の並列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を第
６図および第７図を用いて詳細に説明する。
６図および第７図を用いて詳細に説明する。
電源（１）よりコイル＋２１’ｅ経てトランス（４）の
１次巻き線（４ａ）、 （４ｂ）に電源電圧が印加され
ている状態でスイッチ素子（５）のゲートにスイッチン
グ周波数制御部α３より第７図の（、）に示す様なＯＮ
パルスが印加し、スイッチ素子（６）のゲートに第７図
の（ｂ）に示す様なＯＦＦパルスが印加するとスイッチ
素子（５）はターンオンし２回路状態は状態■の動作と
なり、スイッチ素子（５）のドレインに接続されている
トランス（４）の１次巻き線（４ａ）と並列共振用キャ
パシタ（３）の電位は電源（１）の負電位レベルとなり
電源（１）よりコイル＋２１． トランス（４）の１
次巻き線（４ｂ）および並列共振用キャパシタ（３）に
電流が流れる。
１次巻き線（４ａ）、 （４ｂ）に電源電圧が印加され
ている状態でスイッチ素子（５）のゲートにスイッチン
グ周波数制御部α３より第７図の（、）に示す様なＯＮ
パルスが印加し、スイッチ素子（６）のゲートに第７図
の（ｂ）に示す様なＯＦＦパルスが印加するとスイッチ
素子（５）はターンオンし２回路状態は状態■の動作と
なり、スイッチ素子（５）のドレインに接続されている
トランス（４）の１次巻き線（４ａ）と並列共振用キャ
パシタ（３）の電位は電源（１）の負電位レベルとなり
電源（１）よりコイル＋２１． トランス（４）の１
次巻き線（４ｂ）および並列共振用キャパシタ（３）に
電流が流れる。
この時スイッチ素子（６）のドレイン電圧はトランス（
４）の１次巻き線（４ａ）、（４ｂ）のインダクタンス
と並列共振用キャパシタ（３）の共振によって第７図の
（Ｃ）に示す様な正弦波状の電圧となる。この共振電圧
によってトランス（４）の鎖交磁束は第６図の（ｆ）に
示す様に負から正へと変化する。ここでスイッチ素子（
６）のドレイン電圧は零電位となり回路状態は１から厘
へと遷移し、状態璽では、トランス（４）にかかる電圧
は零となり、従って鎖交磁束は変化しない。この状態で
はコイル（２１およびコイル（９）にカカる電圧はほぼ
一定となり、これらを流れる電流は時間に対して第７図
の（ｇ）および（ｈ）に示す様に直線的に変化する。
４）の１次巻き線（４ａ）、（４ｂ）のインダクタンス
と並列共振用キャパシタ（３）の共振によって第７図の
（Ｃ）に示す様な正弦波状の電圧となる。この共振電圧
によってトランス（４）の鎖交磁束は第６図の（ｆ）に
示す様に負から正へと変化する。ここでスイッチ素子（
６）のドレイン電圧は零電位となり回路状態は１から厘
へと遷移し、状態璽では、トランス（４）にかかる電圧
は零となり、従って鎖交磁束は変化しない。この状態で
はコイル（２１およびコイル（９）にカカる電圧はほぼ
一定となり、これらを流れる電流は時間に対して第７図
の（ｇ）および（ｈ）に示す様に直線的に変化する。
次にスイッチ素子（６）のゲートにスイッチング周波数
制御部α３よりＯＮパルスが印加し、スイッチ素子（５
）のゲートに第７図の（ａ）に示す様なＯＦＦパルスが
印加するとスイッチ素子（６）はターンオンし前記と同
様な動作でスイッチ素子（６）のドレイン電圧は共振に
よって第７図の（ｄ）に示す様な正弦波状となる。この
様にスイッチ素子（５）および（６）のゲートに交互に
０Ｎ１０ＦＦパルスを印加することによりトランス（４
）の１次巻き線（４ａ）、（４ｂ）間には第７図の（ｅ
）に示す様な連続する交番電圧があられれトランス（４
）の２次巻き線（４ｄ）、（４ｅ）間には１次巻き線（
’ａ） ＃（４ｂ） ２次巻き線（４ｄ）、（４ｅ）の
巻数比に応じた電圧が現れこれを整流することによって
負荷には第７図の（＋）に示した直流出力を供給するこ
とができる。
制御部α３よりＯＮパルスが印加し、スイッチ素子（５
）のゲートに第７図の（ａ）に示す様なＯＦＦパルスが
印加するとスイッチ素子（６）はターンオンし前記と同
様な動作でスイッチ素子（６）のドレイン電圧は共振に
よって第７図の（ｄ）に示す様な正弦波状となる。この
様にスイッチ素子（５）および（６）のゲートに交互に
０Ｎ１０ＦＦパルスを印加することによりトランス（４
）の１次巻き線（４ａ）、（４ｂ）間には第７図の（ｅ
）に示す様な連続する交番電圧があられれトランス（４
）の２次巻き線（４ｄ）、（４ｅ）間には１次巻き線（
’ａ） ＃（４ｂ） ２次巻き線（４ｄ）、（４ｅ）の
巻数比に応じた電圧が現れこれを整流することによって
負荷には第７図の（＋）に示した直流出力を供給するこ
とができる。
この負荷電圧は共振用回路素子によってターンオン時間
が固定されるためスイッチ素子（５１および（６）のタ
ーンオン周期（スイッチング周波数）をエラー検出部お
よびスイッチング周波数制御部αＪによって変化させる
ことによりスイッチオフ時間を制御しこのオン／オフ比
を制御して安定化している。
が固定されるためスイッチ素子（５１および（６）のタ
ーンオン周期（スイッチング周波数）をエラー検出部お
よびスイッチング周波数制御部αＪによって変化させる
ことによりスイッチオフ時間を制御しこのオン／オフ比
を制御して安定化している。
上記の様に従来の並列型ＤＣ／ＤＣコンバータではスイ
ッチ素子のターンオン周期（スイッチング周波数）を変
化させることによってスイッチのオン／オフ比を制御し
て安定化しているため負荷の変動が大きい時および入力
電圧範囲が広い場合にターンオン周期が長くなり（スイ
ッチング周波数が低くなる）スイッチノイズを除去する
入出力フィルタが大きくなるとか、スイッチ音が可聴音
となる問題点があった。
ッチ素子のターンオン周期（スイッチング周波数）を変
化させることによってスイッチのオン／オフ比を制御し
て安定化しているため負荷の変動が大きい時および入力
電圧範囲が広い場合にターンオン周期が長くなり（スイ
ッチング周波数が低くなる）スイッチノイズを除去する
入出力フィルタが大きくなるとか、スイッチ音が可聴音
となる問題点があった。
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、負荷の変動が大きい場合および入力電圧範囲が広
い場合でも共振周波数およびスイッチング周波数を変化
させることなく負荷に安定な電力を供給できることを目
的とする。
ので、負荷の変動が大きい場合および入力電圧範囲が広
い場合でも共振周波数およびスイッチング周波数を変化
させることなく負荷に安定な電力を供給できることを目
的とする。
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは共振周波数お
よびスイッチング周波数が一定な２つの並列共振形イン
バータを備えており、このインバータの共振周波数およ
びスイッチング周波数を同一にして、この状態でこの２
つのインバータの位相鶏ヲ出力電圧に応じて制御し、１
つのトランスで合成し安定な出力電圧を負荷に供給でき
るようにしたものである。
よびスイッチング周波数が一定な２つの並列共振形イン
バータを備えており、このインバータの共振周波数およ
びスイッチング周波数を同一にして、この状態でこの２
つのインバータの位相鶏ヲ出力電圧に応じて制御し、１
つのトランスで合成し安定な出力電圧を負荷に供給でき
るようにしたものである。
この発明においては、共振周波数およびスイッチング周
波数が一定な２つの並列共振形インバータの出力を互い
に独立した２つのコアに１次巻き線を巻きこの２つのコ
アを結合させる様に２次巻き線を巻くことによってこの
巻き線で２つの磁束を結合させて２次電圧を得る様にし
次もので、このトランスの２次電圧（ｅＯ）は第（１；
式の様になる。
波数が一定な２つの並列共振形インバータの出力を互い
に独立した２つのコアに１次巻き線を巻きこの２つのコ
アを結合させる様に２次巻き線を巻くことによってこの
巻き線で２つの磁束を結合させて２次電圧を得る様にし
次もので、このトランスの２次電圧（ｅＯ）は第（１；
式の様になる。
ｅｏ ・（・（ｄφｘ／′ｄｔ）・Ｎｏｚ）＋（・（ａ
φ２／ｄｔ）・Ｎｏｚ）・・（１１それぞれの１次巻き
線によってコアに発生する磁束φｌおよびφ２は φ１＝（ｘ／Ｎｏ）−ｆｅｘ ｄｔ、φ２−（ｌハ２ｘ
）ｆｅ２ｄｔ −＝ （２１となり。
φ２／ｄｔ）・Ｎｏｚ）・・（１１それぞれの１次巻き
線によってコアに発生する磁束φｌおよびφ２は φ１＝（ｘ／Ｎｏ）−ｆｅｘ ｄｔ、φ２−（ｌハ２ｘ
）ｆｅ２ｄｔ −＝ （２１となり。
また、２つの並列共振形インバータの出力ｅｌおよびＯ
２は ｅｌ＝Ｂｌ・ａｉｎｗｔ、 ｅ２＝Ｅ２・ｓｉｎ（ｗｔ
＋リ ・曲面・・・（３１となり。
２は ｅｌ＝Ｂｌ・ａｉｎｗｔ、 ｅ２＝Ｅ２・ｓｉｎ（ｗｔ
＋リ ・曲面・・・（３１となり。
＋１１．＋２１および（３）式よりトランスの２次電圧
（ｅＯ）は次の様になる。
（ｅＯ）は次の様になる。
ｅｏ−（ＮＩＶ′Ｎ１１）・Ｅｌ・５１１１ｗｔ＋（Ｎ
２２／Ｎ２Ｎ２１）・ａｉｎ（ｙｔ＋リ ・・・・・・
・・・・・・・ （４）ここで ｅｌ−Ｆｉｌ−ｍｗｔ ：基準となるインバータの
出力電圧 ｅ２＝ＥかｓＬｎ（ｗｔ＋す：位相制御されるインバー
タの出力電圧 Ｎｉｌ； ：第１のコアに巻かれた１次巻線 Ｎ２１； ：第２のコアに巻かれた１次巻線 ＮＯ２； ：第１のコアと第２のコアに共通
に磁束が結合する様に 巻かれ７’ｃ２次巻線 ここで、第（４）式と第（３）式から次の様に変換でき
る。
２２／Ｎ２Ｎ２１）・ａｉｎ（ｙｔ＋リ ・・・・・・
・・・・・・・ （４）ここで ｅｌ−Ｆｉｌ−ｍｗｔ ：基準となるインバータの
出力電圧 ｅ２＝ＥかｓＬｎ（ｗｔ＋す：位相制御されるインバー
タの出力電圧 Ｎｉｌ； ：第１のコアに巻かれた１次巻線 Ｎ２１； ：第２のコアに巻かれた１次巻線 ＮＯ２； ：第１のコアと第２のコアに共通
に磁束が結合する様に 巻かれ７’ｃ２次巻線 ここで、第（４）式と第（３）式から次の様に変換でき
る。
ｇ２（Ｎ２ＶＮ２１）ｃｍθｍ １ｌｉｌｌ （ｙｉ＋
φ）・・・・・・・（５１つまり２つの並列共振形イン
バータの出力は合成され、この出力電圧は２つの並列共
振形インバータの位相差によって任意に制御することが
できる。
φ）・・・・・・・（５１つまり２つの並列共振形イン
バータの出力は合成され、この出力電圧は２つの並列共
振形インバータの位相差によって任意に制御することが
できる。
第３図（、）にこのトランスの構造図を図す、第３図（
ｂ）中（４ｊ）は第１のコア、 （４ｋ）は第２のコ
ア、（Ｎｌｌ）は第１の巻き線で（４ａ、 ４ｂ、 ＆
４ｃ）がこの巻き線の端子で、 （Ｎ２１）は第２の
１次巻き線で（４ｄ、 ４ｅ、 ＆ ４ｆ）がこの巻き
線の端子で、 （ＮＯ２） ［２次巻き線で（４ｇ、
４ｈ。
ｂ）中（４ｊ）は第１のコア、 （４ｋ）は第２のコ
ア、（Ｎｌｌ）は第１の巻き線で（４ａ、 ４ｂ、 ＆
４ｃ）がこの巻き線の端子で、 （Ｎ２１）は第２の
１次巻き線で（４ｄ、 ４ｅ、 ＆ ４ｆ）がこの巻き
線の端子で、 （ＮＯ２） ［２次巻き線で（４ｇ、
４ｈ。
＆４１）がこの巻き線の端子である。第４図にこの２つ
の並列共振形インバータの位相差による出力電圧の関係
図を示す。この第４図の縦軸は出力電圧を表し、横軸は
２つの並列共振形インバータの位相差を表している。図
中曲線アは２つの並列共振形インバータの電圧が等しい
場合で曲線イは制御インバータの電圧が基準インバータ
のにの電圧の時の出力電圧を示している。
の並列共振形インバータの位相差による出力電圧の関係
図を示す。この第４図の縦軸は出力電圧を表し、横軸は
２つの並列共振形インバータの位相差を表している。図
中曲線アは２つの並列共振形インバータの電圧が等しい
場合で曲線イは制御インバータの電圧が基準インバータ
のにの電圧の時の出力電圧を示している。
第１図はこの発明の原理図を示したもので（１）は１次
電源、ａυは負荷、αηは基準の並列共振形インバータ
、 １８１は制御用の並列共振形インバータ、（４）は
２つの並列共振形インバータαηおよびＱ印に接続する
トランス、αｔｓｈ制御用の並列共振形インバータ、凹
は整流出力フィルタ、■はエラー検出部で勾の電圧検出
回路、＠の基準電圧回路、＠のエラーアンプより構成さ
れ、負荷に印加する電圧を検出してエラー電圧を出力す
る。（至）は共振形インバータの位相を制御する位相制
御部で（２）のパルス発生器、ｒ：Ｂのノコギリ波発生
器、罰のコンパレータ。
電源、ａυは負荷、αηは基準の並列共振形インバータ
、 １８１は制御用の並列共振形インバータ、（４）は
２つの並列共振形インバータαηおよびＱ印に接続する
トランス、αｔｓｈ制御用の並列共振形インバータ、凹
は整流出力フィルタ、■はエラー検出部で勾の電圧検出
回路、＠の基準電圧回路、＠のエラーアンプより構成さ
れ、負荷に印加する電圧を検出してエラー電圧を出力す
る。（至）は共振形インバータの位相を制御する位相制
御部で（２）のパルス発生器、ｒ：Ｂのノコギリ波発生
器、罰のコンパレータ。
（２）の制御用の７リツプフロツプおよび（２）の基準
用フリップフロップより構成され、基準の並列共振形イ
ンバータα１７１を駆動する信号と、エラー検出部■か
ら出力された電圧に応じて位相制御された制御用の並列
共振形インバータ叩ヲ駆動する信号を出力する回路より
なる。
用フリップフロップより構成され、基準の並列共振形イ
ンバータα１７１を駆動する信号と、エラー検出部■か
ら出力された電圧に応じて位相制御された制御用の並列
共振形インバータ叩ヲ駆動する信号を出力する回路より
なる。
第２図はこの発明の動作図を示したもので（ｊ）は基準
の並列共振形インバータαηに接続されているトランス
（４）の入力電圧波形、 （ｋ）ｆｌ制御用の並列共振
形インバータαＱに接続されているトランス（４）の入
力電圧波形、（１）ハ）ランス（４）の出力電圧波形。
の並列共振形インバータαηに接続されているトランス
（４）の入力電圧波形、 （ｋ）ｆｌ制御用の並列共振
形インバータαＱに接続されているトランス（４）の入
力電圧波形、（１）ハ）ランス（４）の出力電圧波形。
（、）は基準の並列共振形インバータαηのＯＮ１０Ｆ
Ｆパルス波形で基準の並列共振用フリップフロップのの
出力、６Ｔ＋）は制御用の並列共振形インバータα樽の
０Ｎ１０ＦＦパルス波形で制御用の並列共振形相フリッ
プフロップ（支）の出力、（ｎ）は位相制御用ノコギリ
波発生器の出力でエラーアンプ（２）の出力とコンパレ
ータ勾で比較され制御用の並列共振形インバータ（１８
１の０Ｎ１０ＦＦ／＜ルス波形の基準となる。
Ｆパルス波形で基準の並列共振用フリップフロップのの
出力、６Ｔ＋）は制御用の並列共振形インバータα樽の
０Ｎ１０ＦＦパルス波形で制御用の並列共振形相フリッ
プフロップ（支）の出力、（ｎ）は位相制御用ノコギリ
波発生器の出力でエラーアンプ（２）の出力とコンパレ
ータ勾で比較され制御用の並列共振形インバータ（１８
１の０Ｎ１０ＦＦ／＜ルス波形の基準となる。
（ｐ）は基準パルス発生器の出力で基準の並列共振形イ
ンバータαηの０Ｎ１０ＦＦパルス波形で基準トノコギ
リ波発生器の基準となる。
ンバータαηの０Ｎ１０ＦＦパルス波形で基準トノコギ
リ波発生器の基準となる。
上記の様に構成された共振ベクトル合成型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータにおいては負荷に印加する電圧をエラー検出部
■で検出部され、このエラー検出部■から出力された電
圧に応じて共振形インバータの位相を制御する位相制御
部（２）によって位相制御され制御用の並列共振形イン
バータα８１ｔ−駆動し、基準の並列共振形インバータ
面の出力とこの位相制御された制御用の並列共振形イン
バータ叩の出力をトランス（４）で合成することによっ
て合成された２つの並列共振形インバータの出力は任意
に制御することができ、これを整流することによって安
定な直流電圧を負荷に供給することができる。
ンバータにおいては負荷に印加する電圧をエラー検出部
■で検出部され、このエラー検出部■から出力された電
圧に応じて共振形インバータの位相を制御する位相制御
部（２）によって位相制御され制御用の並列共振形イン
バータα８１ｔ−駆動し、基準の並列共振形インバータ
面の出力とこの位相制御された制御用の並列共振形イン
バータ叩の出力をトランス（４）で合成することによっ
て合成された２つの並列共振形インバータの出力は任意
に制御することができ、これを整流することによって安
定な直流電圧を負荷に供給することができる。
第５図はこの発明の一実施例を示す回路例であり、（１
）〜α１〕は上記従来装量と全く同一のものであり、Ｑ
で、αε、ｃｇおよび（２）は第１図と同一のものであ
る。
）〜α１〕は上記従来装量と全く同一のものであり、Ｑ
で、αε、ｃｇおよび（２）は第１図と同一のものであ
る。
制御用の並列共振形インバータ（１８１の内部回路は従
来の装置＋２１． ＋３１． （５１および（６）で構
成されている基準の並列共振形インバータ０りの内部回
路と全く同一で■は電流安定化コイル、ｒ３υは並列共
振用キャパシタ、ａ！９およびαｅは並列共振を励起す
るスイッチ素子より構成されている。
来の装置＋２１． ＋３１． （５１および（６）で構
成されている基準の並列共振形インバータ０りの内部回
路と全く同一で■は電流安定化コイル、ｒ３υは並列共
振用キャパシタ、ａ！９およびαｅは並列共振を励起す
るスイッチ素子より構成されている。
この様な構成となっているため、この発明に係るＤＣ／
ＤＣコンバータでは基準の並列共振形インバータと制御
用の並列共振形インバータの共振周波数およびスイッチ
ング周波数を一定にかつ同一にでき、この状態でこの２
つのインバータの位相角を出力電圧に応じて制御するこ
とにより負荷に安定な出力電圧を供給できることになる
。
ＤＣコンバータでは基準の並列共振形インバータと制御
用の並列共振形インバータの共振周波数およびスイッチ
ング周波数を一定にかつ同一にでき、この状態でこの２
つのインバータの位相角を出力電圧に応じて制御するこ
とにより負荷に安定な出力電圧を供給できることになる
。
なお、上記実施例では共振形インバータに並列共振形イ
ンバータを用いて説明し九が、直列共振形インバータを
用いても同様の動作が期待できる。
ンバータを用いて説明し九が、直列共振形インバータを
用いても同様の動作が期待できる。
ところで上記説明では、２つのスイッチング素子を用い
た共振形インバータについて述べたが。
た共振形インバータについて述べたが。
その他４つのスイッチング素子を用いたブリッジ型共振
形インバータにも利用できることはいうまでもない。
形インバータにも利用できることはいうまでもない。
この発明は以上説明したとうり共振周波数およびスイッ
チング周波数が一定な２つの並列共振形インバータを備
えており、このインバータの共振周波数およびスイッチ
ング周波数を同一にして。
チング周波数が一定な２つの並列共振形インバータを備
えており、このインバータの共振周波数およびスイッチ
ング周波数を同一にして。
この状態でこの２つのインバータの位相角を出力電圧に
応じて制御し２合成した安定な出力電圧を負荷に供給で
きるようにしているため、負荷の変動が大きい時および
入力電圧範囲が広い場合でもスイッチノイズを除去する
入出力フィルタを小形軽量化できかつスイッチング波形
が共振によって正弦波となるためスイッチング損失をす
くなくできる効果がある。
応じて制御し２合成した安定な出力電圧を負荷に供給で
きるようにしているため、負荷の変動が大きい時および
入力電圧範囲が広い場合でもスイッチノイズを除去する
入出力フィルタを小形軽量化できかつスイッチング波形
が共振によって正弦波となるためスイッチング損失をす
くなくできる効果がある。
第１図はこの発明の動作を示す原理図、第２図はこの発
明の動作を示す動作波形図、第３図（ａ）はこの発明に
よるトランスの構造図、第３図（ｂ）はこの発明による
トランスの接続図、第４図はこの発明による出力電圧と
制御位相角の関係を示した関係図である。第５図はこの
発明の一例を示す回路図、第６図は従来の並列共振形コ
ンバータの回路図、第７図は従来の並列共振形コンバー
タの動作を示す動作波形図である。 図において、（１）は１次電源、（２）は電流安定化フ
ィル、（３）は並列共振用キャパシタ、（４）はトラン
スで（Ｎｌｌ）１１第１の１次巻き線で（４ａ、 ４ｂ
、 ＆ ４ｃ）がこの巻き線の端子、 （Ｎ２１） Ｆ
ｉ第２の１次巻き線で（４ｄ、 ４ｅ。 ＆４ｆ）がこの巻き線の端子、 （ＮＯ２）は２次巻き
線で（４ｇ、 ４ｈ、 ＆ ４ ｉ）がこの巻き線の端
子ｅ （’Ｊ）は第１のコア、（４ｋ）は第２のコア、
（５）および（６）は並列共振を励起するスイッチ素子
、（７）および（８）は前記トランスの２次巻線に接続
される整流用ダイオード、（９）は出力平滑用コイル、
αＧは出力平滑用キャパシタ。 αυは安定な電圧を必要とする負荷、（１２＋はエラー
検出部、 （１３１はスイッチング周波数制御部、似お
よび（１６１は並列共振を励起するスイッチ素子、α′
７）は基準の並列共振形インバータ、玉は制御用の並列
共振形インバータ、 （１９＋Ｉｄ整流出力フィルタ、
１２０＋はエラー検出部、 ０１）は′繊圧検出回
路、（２）は基準電圧回路。 １２３Ｉはエラーアンプ、例は位相制御部、α）はノく
ルス発生器、母はノコギリ波発生器９面はコンパレータ
、＠ニフリップフロップ、（支）はフリツプフロップ、
■は電流安定化コイル、０１１は並列共振用キャパシタ
でらる。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
明の動作を示す動作波形図、第３図（ａ）はこの発明に
よるトランスの構造図、第３図（ｂ）はこの発明による
トランスの接続図、第４図はこの発明による出力電圧と
制御位相角の関係を示した関係図である。第５図はこの
発明の一例を示す回路図、第６図は従来の並列共振形コ
ンバータの回路図、第７図は従来の並列共振形コンバー
タの動作を示す動作波形図である。 図において、（１）は１次電源、（２）は電流安定化フ
ィル、（３）は並列共振用キャパシタ、（４）はトラン
スで（Ｎｌｌ）１１第１の１次巻き線で（４ａ、 ４ｂ
、 ＆ ４ｃ）がこの巻き線の端子、 （Ｎ２１） Ｆ
ｉ第２の１次巻き線で（４ｄ、 ４ｅ。 ＆４ｆ）がこの巻き線の端子、 （ＮＯ２）は２次巻き
線で（４ｇ、 ４ｈ、 ＆ ４ ｉ）がこの巻き線の端
子ｅ （’Ｊ）は第１のコア、（４ｋ）は第２のコア、
（５）および（６）は並列共振を励起するスイッチ素子
、（７）および（８）は前記トランスの２次巻線に接続
される整流用ダイオード、（９）は出力平滑用コイル、
αＧは出力平滑用キャパシタ。 αυは安定な電圧を必要とする負荷、（１２＋はエラー
検出部、 （１３１はスイッチング周波数制御部、似お
よび（１６１は並列共振を励起するスイッチ素子、α′
７）は基準の並列共振形インバータ、玉は制御用の並列
共振形インバータ、 （１９＋Ｉｄ整流出力フィルタ、
１２０＋はエラー検出部、 ０１）は′繊圧検出回
路、（２）は基準電圧回路。 １２３Ｉはエラーアンプ、例は位相制御部、α）はノく
ルス発生器、母はノコギリ波発生器９面はコンパレータ
、＠ニフリップフロップ、（支）はフリツプフロップ、
■は電流安定化コイル、０１１は並列共振用キャパシタ
でらる。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 一次電源と、この一次電源にそれぞれ接続する２つの並
列共振回路と、これら２つの並列共振回路の出力にそれ
ぞれ独立したコアに巻かれた一次巻線と、これらのコア
を磁束が結合する様に巻かれた二次巻線を有するトラン
スと、この出力を整流し、フィルタして負荷に出力を供
給する整流フィルタ回路と、負荷に加わる電圧を検出し
、内部の基準電圧と前記負荷に加わる電圧を比較してこ
の差を出力するエラー検出部と、このエラー検出部の出
力に応じて前記２つの共振回路の位相を制御する位相制
御部とを備えたことを特徴とする共振ベクトル合成型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31251587A JPH01152959A (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 共振ベクトル合成型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31251587A JPH01152959A (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 共振ベクトル合成型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01152959A true JPH01152959A (ja) | 1989-06-15 |
Family
ID=18030152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31251587A Pending JPH01152959A (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | 共振ベクトル合成型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01152959A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006081233A (ja) * | 2004-09-07 | 2006-03-23 | Nec Engineering Ltd | 圧電トランスを用いた電源装置 |
-
1987
- 1987-12-10 JP JP31251587A patent/JPH01152959A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006081233A (ja) * | 2004-09-07 | 2006-03-23 | Nec Engineering Ltd | 圧電トランスを用いた電源装置 |
| JP4535813B2 (ja) * | 2004-09-07 | 2010-09-01 | Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 | 圧電トランスを用いた電源装置 |
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