JPS5858867A - 直流安定化電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、フォワードコンバータ方式の直流安定化電源
に関する。

直流安定化電源の回路方式としては、負荷に接続された
制御素子のインピーダンスを、出方を安定化させる方向
に連続的に制御する連続制御方式及び直流電流のオン時
間とオフ時間の比を制御する開閉制御方式が知られてお
り、開閉制御方式は、連続制御方式に比べて効率が高い
という利点がある。この開閉制御方式の一種として、第
１図に示すフライバック制御方式の直流安定化電源が提
案されている。第１図において、■はスイッチング回路
であり、入力端子ａより入力される直流電流をオン、オ
フする働きを有する。Ｔは変圧器である。該変圧器はス
イッチング回路１に接続された入力側の巻線Ｎｐ、出力
側の巻線Ｎｓ及び帰還巻線Ｎｆを備えている。

２は整流回路であり、巻線Ｎｓに接続しである。該整流
回路２は、スイッチング回路１のオン期間に巻線Ｎｓに
誘起する電圧を整流して出力端子す、ｃ間に直流電力を
出力する方式としである。

３はフライバック電圧制御回路である。該フライバック
電圧制御回路３は、スイッチング回路ｌのオフ期間に変
圧器Ｔの巻線に生じる電圧（以下フライバック電圧と称
する）を、整流直流出力に１６じて制御する働きを有す
る。この実施例では、フライバック電圧制御回路３は、
ダイオードＤと、インピーダンス制御回路Ｚと、電圧検
出回路３ｂとを備えて構成しである。前記ダイオードＤ
は巻線Ｎｓに生じるフライバック電圧に対して順方向と
なるように、前記巻線Ｎｓに接続しである。

上記の回路構成において、スイッチング回路１のオン期
間に巻線Ｎｓ側に生じた゛電圧は、整流回路２によって
整流、平滑化され、出力端子す、　　ｃ間に直流電圧か
出力される。なお、オン期間の電圧はダイオードＤに対
して逆方向となるから、ダイオードＤは非導通の状態に
ある。

次にスイッチング回路ｌが自己のスイッチング作用によ
りオフになると、電磁誘導作用により変圧器Ｔの巻線Ｎ
ｐ、Ｎｓ及びＮｆに、前記オン期間に生じていた電圧と
は逆方向のフライバック電圧が誘起する。巻線Ｎｓに誘
起したフライバック電圧はダイオードＤに対して順方向
となるから、ダイオードＤが導通する。このときダイオ
ードＤ及び巻線Ｎｓに流れる電流は、インピーダンス制
御回路Ｚに規制されて減衰する。インピーダンス制御回
路Ｚは電圧検出回路３ｂによって制御するようにしであ
るから、オフ期間にダイオードＤ、巻線Ｎｓに流れる電
流またはフライバック電圧は、直流出力電圧によって制
御されることにな　　　゛る。

このようにして制御されたフライバック電圧信１′、は
、帰還巻線Ｎｆを介してスイッチング回路ｌにｉｐえら
れ、スイッチング回路１のオフ期間、すなわちオフとな
ってからそのスイッチング作用により再びオンになるま
での時間が、前記のフライバック電圧信号に従って制御
されることになる。

モ均イ＋ｒｉとしての直流出力電圧は、スイッチング回
路ｌのデユーティ比に依存し、オフ期間が長くなれば低
下し、短くなれば上昇する。したがって前記フライバッ
ク電圧制御回路３の制御の方向を、直流出力電圧が基準
値より上Ａしたとき、オフ期間が長くなり、基準値より
下降したときオフ期間が短くなるように定めることによ
り、−直流出力電圧を一定値に安定させることができる
。

第２図は上記直流安定化電源の具体的な回路例を示して
いる。この回路例においては、スイッチング回路ｌとし
てブロッキング発振回路を採用しである。また電流制御
回路３ａと電圧検出回路３ｂは、端子す、ｃ間に抵抗Ｒ
５とゼナーダイオードＤｚの直列回路を接続し、抵抗Ｒ
５とゼナーダイオードＤｚの接続点にトランジスタＱ２
（７）ベースを接続すると共に、１ランジスタＱ２のエ
ミッタを抵抗Ｒ５の他端に接続し、さらにトランジスタ
Ｑ２のコレクタを抵抗Ｒ６を介してダイオードＤとコン
デンサＣの接続点に結ぶことにより一体的に構成しであ
る。

第３図は第２図に示した直流安定化電源の動作を説明す
るための簡易回路であり、説明の簡単化のため、ブロッ
キング発振回路１をスイッチＳで表現し、帰還巻線Ｎｆ
、整流回路２及び電圧検出回路３ｂ等は省略しである。

Ｅｃｃは直流電源、Ｌｐ、Ｌｓは巻線Ｎｐ、Ｎｓの自己
インピーダンスをそれぞれ示している。

まず、ブロッキング発振回路ｌの発振動作によりスイフ
チＳがオンとなり、電源Ｅｃｃか投入されると、変圧器
巻線Ｎｐには、 Ｉ　ｔ　＝　（Ｅｃｃ／　Ｌ　ｐ）　ｔなる励磁電流Ｉ
ｔが流れる。この励磁主１は、時間と共に増加してゆく
。スイッチＳてから時間ｔ１を経過したときの励磁電流
Ｉｏは Ｉ　　ｏ　＝　　（Ｅｃｃ／Ｌ　ｐ）　　ｔ　　１とな
り、変圧器Ｔに磁気エネルギーとして蓄えられる。

次に時間ｔｌの瞬間にブロッキング発振回路ｌがオフと
なり、スイッチＳが聞いたとすると、変圧器Ｔの巻線Ｎ
ｐ、Ｎｓ及びＮｆにはスイッチＳがオンしているときと
は逆方向のフライバック電圧Ｅｆｂが誘起する。このフ
ライバック電圧Ｅｆｂは、ダイオードＤに対して準方向
となるから、ダイオードＤが導通し、巻線Ｎｓ、コンデ
ンサＣ及びダイオードＤのループで電流ＩＯが流れる。

コンデンサＣの容量が充分に大きいものとし、ダイオー
ドＤの損失を無視すると、コンデンサＣの端子電圧がフ
ライバック電圧Ｅｆｂに略等しくなるから、前記電流Ｉ
Ｄは ＩＤ　＝　（Ｎｐ／Ｎ５）Ｉ　ｏ−（Ｅｆｂ／Ｌｓ）ｔ
・・・・　（１） となる。この電流ＩＯがＩＤ＝０となったとき、フライ
バック電圧はＯとなり、トランジスタＱ１のベース逆バ
イアスがなくなり、スイッチＳで表現したブロッキング
発振回路ｌか自己の発振動作にしたがって再びオンとな
る。

スイッチＳがオフとなってからＣｆびオンとなるまでの
期間は、オフ期間Ｔ　ＯＦＦに相当する。このオフ期間
Ｔ　ＯＦＦをＬ式（１）から求めると、ＴＯＦＦ　＝　
（Ｉ　ｏＬｓ／Ｅｆｂ）（Ｎｐ／Ｎｓ、）となる。即ち
オフ期間Ｔ　ＯＦＦはフライバック電圧Ｅｆｂに反比例
するわけである。したがってこのフライバック電圧Ｅｆ
ｂを制御すれば、ブロッキング発振回路ｌのオフ期間を
可変にしてデユーティ比を変え、直流出力を制御するこ
とができる。

この例では、ブロッキング発振回路１の出力を、変圧器
Ｔの巻線Ｎｓに接続された整流回路２によって半波整流
、平滑化し、出力端子す、０間に平均値としての直流電
圧を出力する一方、この直流出力電圧をゼナーダイオー
ドＤｚで検出し、トランジスタＱ２のベースドライブを
制御することにより、ダイオードＤの負荷を可変にし、
フライバック電圧充電用のコンデンサＣの放電電流を制
御する。これによってフライバック電圧Ｅｆｂが制御さ
れる。フライバック電圧Ｅｆｂに対応した制御４ｉ号は
、巻線Ｎｆを介してプロ・ンキング発振回路１に導かれ
、そのデユーティ比が制御され、出力電圧が一定値に制
御されることになる。

しかしながら、第２図及び第３図で説明した直流安定化
電源は、スイッチング回路とし、てプロ・ンキング発振
回路を使用した自助式の回路構成となっていたため、次
のような欠点があった。

（イ）この種の直流安定化電源は、入力電圧の変動や負
荷変動を前提とするものであり、入力電圧変動、負荷変
動は避けられない。ところが、第２図、第３図で説明し
た自励式の場合、入力電圧の変動や大幅な負荷変動によ
り、動作周波数が変化してしまう。このため、他回路と
の同期をとることが不可能であり、他のスイッチング電
源等との間に周波数干渉等を生じた場合、これを避ける
ことかできず、制御動作が不安爺になる欠点がある。

（ロ）前述のように、入力変動や負荷変動により動作周
波数が変化してビまうので、その周波数変動幅を吸収し
得るだけの広帯域のフィルタを使用しなければならない
。このため、フィルタか大型化し、全体形状の大型化、
実装密度の低ド及びコストアップ等を招く。

（ハ）フライバック電圧とデユーティ比との間には一定
の決った固定的な関係があり、デユーティ化の制御に当
ってフライバック電圧を大幅に変化させなげればならな
い。このため、安定化制御の感度、精度が低くなると共
に、フライバック電圧制御回路の制御素子の容量が大き
くなり、コスト高になる等の欠点を生じる。

（ニ）デユーティ制御がオフ期間の可変制御となるため
、軽負荷や定電流時の制御範囲を広く設計することが困
難である。

そこで本発明は上述する自励式の持つ欠点を除去し、他
の回路との干渉を避け、制御動作を安定化させることが
でき、しかも高感度かつ高精度の安定化制御が可能で、
軽負荷時や定電流制御の制御範囲を広く設計し得る高性
能かつ安価な直流安定化電源を提供することを目的とす
る。

ヒ記目的を達成するため、本発明は、直流電流をオン、
オフするスイッチング回路のデユーティ比を制御すると
共に、その出力を整流して安定化された直流出力を得る
ようにした直流安定化電源において、前記スイッチング
回路と整流回路との間に設けられた変圧器と、該変圧器
の巻線に接続され前記スイッチング回路のオフ期間に前
記変圧器の＠線に生じる誘導電圧を前記直流出力に応じ
て制御するフライバック電圧制御回路と、前記変圧器に
備えられ前記誘導電圧に応じて前記スイッチング回路の
オフ期間を制御する信号を前記スイッチング回路に与え
る帰還巻線とを備えて構成され、前記スイッチング回路
は、デユーティ比が前記帰還巻線より与えられるフライ
バック信号によって制御される発振回路と、該発振回路
の出力によって制御されるスイッチング素子とを備えて
構成したことを特徴とする。

以下実施例たる添付図面を参照し、本発明の内容を具体
的に説明する。第４図は本発明に係る直流安定化電源の
実施例を示している。図において、第１図〜第３図と同
一の参照符号は同一・性ある構成部分を示している。こ
の実施例では、スイッチング回路１を発振回路１ａとこ
の発振回路ｌａの発振出力によってオン、オフ制御され
るスイッチング素子１ｂとで構成し、前記発振回路ｌａ
のデユーティ比を、帰還巻線Ｎｆを介してり−えられる
フライバック電圧に比例した直流電圧信１Ｊ−によって
制御するようにしである。前記発振回路ｌａはそれ自体
で一定の動作周波数を持って発振動作をする周知の発振
器、例えば三角波発振器、パルス発振器等を備え、この
発振器の動作周波数のデユーティ比を、前記帰還巻線Ｎ
ｆを介して与えられるフライバック電圧によって制御す
るように構成する。なお、デユーティ比が変っても動作
周波数は一定に保たれる。Ｄ５は帰還巻線Ｎｆを通して
かえられるフライバック信号を整流するダイオード、Ｃ
５は同じく平滑用のコンデンサで、これらは発振回路１
ａの制御入力回路を構成す　　　□る。

次にこの第４図に示す実施例の回路動作につぃて説明す
る。発振回路１ａ及びスイッチング素子ｉｂのある一次
側から変圧器Ｔの巻線Ｎｐ及びＮＳの電磁誘導結合を通
−して、巻線Ｎｓ側に取出された出力を、整流回路２に
よって半波整流、平滑化し、出力端子す、ｃ間に平均値
としての直流電圧を出力する一方、この直流出力電圧を
ゼナーダイオードＤｚで検出し、トランジスタＱ２のベ
ースドライブを制御することにより、ダイオードＤの負
荷を可変にし、フライバック電圧充電用のコンデンサＣ
の放電電流を制御する。これによってフライバック電圧
Ｅｆｂが制御される。

フライバック電圧Ｅｆｂに対応した制御信号は、！！８
線Ｎｆを通して発振回路１ａの制御入力回路に入力され
、制御入力回路を構成するダイオードＤ５及びコンデン
サＣ５によって整流平滑化され、発振回路１ａに入力さ
れる。この制御信号の入力により、発振回路１ａの動作
周波数のデユーティ比がフライバック電圧に比例して制
御される。この結果、発振回路１ａの出力側に接続され
たスイッチング素子１ｂが発振回路１ａの動作周波数の
デユーティ比に従ってオン、オフ制御され、直ＩＩｌ：
出力電圧が一定に保たれることとなる。

この第４図に示す直流安定化電源は、第２図、第３図に
示したものがブロッキング発振回路を使用した自励式の
回路構成をとるのに対し、それ自体で一定の動作周波数
を持って発振動作をする発振器１ａを備えた回路構成と
し、これにスイッチング素子１ｂを組合せてデユーティ
制御を行なうようにしたから、次のような優れた効果が
得られる。

（イ）発振回路１ａの動作周波数を入力変動または負荷
変動に拘わらず一定に保ち、そのデユーティ比をフライ
バック信号に依存して制御することができる。このため
、他の機器回路や他のスイッチング電源の動作周波数と
同期させたり、またはずらしたりすることかり能であり
、必要により回路間の周波数干渉を避け、制御動作を安
定化することができる。

（ロ）発振回路１ａの動作周波数を一定としたままで、
そのデユーティ比をフライバック信号で制御することと
なるので、帯域幅の小さい小型かつ安価なフィルタでリ
ップルや雑音を除去することが可能であり、全体形状の
小型化、実装密度の向丘及びコストダウンを達成するこ
とができる。

（ハ）帰還巻線Ｎｆから導かれたフライバック信号を増
幅器等の高感度な回路に入力してデユーティ比制御を行
なうことができるため、安定化制御の感度及び精度の高
い高性能の直流安定化電源を実現することができる。ま
た、小さなフライバック電圧の変化葦、でデユーティ比
の大幅な制御が可能となるから１例えばフライバック電
圧制御回路を構成する制御素子、特に能動素子の容量が
小さくて良く１回路構成が小型化され、コストが安価に
なる。この利点は、大出力の直流安定化電源において特
に顕著になる。

（ニ）オン、パルス幅制御によるデユーティ制御が口■
能であり、その幅をかなり狭く制御することができるの
で、負荷変動や入力変動、更には定電流制御等の制御範
囲を非常に広く設計することができる。

■−記（イ）〜（ニ）の効果は、フライバック信号によ
ってデユーティ比を制御し、直流出力を安定化する直流
安定化電源において、第２図及び第３図に示す自励式の
回路構成に代えて、第４図に示した回路構成とした場合
の特有の有用な効果である。

更に、フライバック制御型ではないが、独立した動作周
波数を持つ発振回路を備える従来の直流安定化電源と比
較した場合、従来のものは、制御回路に一次側と二次側
とを電気的に絶縁するために、メインの変圧器Ｔの他に
Ｍｔｌの絶縁トランスを用いるか、またはフォトカプラ
等を用いる必要が。

あるが、本発明に係る直流安定化電源は、メインの変圧
器Ｔによって一次側と二次側を互いに絶縁した状態で制
御する回路構成となるので、従来、制御回路を構成する
場合に必要であった絶縁トランスまたはフォトカプラ等
が必要でなくなり、高精度の直流安定化電源を小型かつ
安価に実現できる利点が′得られる。

第５図は第４図の実施例における発振回路１ａの更に址
体的な回路構成を示す図である。図において、６はツェ
ナーダイオード等を備えて構成される基準電圧源、７は
発振器で、この実施例では三角波発振器によって構成し
である。８は誤差増幅器、９は比較器、１０はフリップ
フロップ、ｌｌはアンドゲートである。

第５図において、帰還巻線Ｎｆ、ダイオードＤ５及びコ
ンデンサＣ５（第４図）等を通して誤差増幅器８の入力
端子（−）に入力されたフライバック４８号は、基準電
圧源６から誤差増幅器７，８の入力端子（＋）に与えら
れる基準電圧と比較され、その偏位置が誤差増幅され、
比較器９の入力端子（−）に入力される。一方、比較器
９の入力端子（＋）には発振器７によって作られた三角
波発振出力が加えられているので、該三角波が前記入力
端子（−）に入力された誤差増幅信号によってスライス
され、比較器７からは発振器７の三角波のパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が出力される。

つまり、フライバック信号の微小変動分がパルス幅のデ
ユーティに変換されることとなる。このＰＷＭ侶号はフ
リップフロ・ンプ１０及びアンドゲート１１を通してス
イッチング素子１ｂに入力され、スイッチング素子１ｂ
がこのＰＷＭ信号゛のデユーティ比に従ってオン、オフ
制御される。これにより、直流出力が安定化される。

以トのように、本発明は、直１ｊｉｔ　’ｔｆＥ流をオ
ン、オフするスイッチング回路のデユーティ比を制御す
ると共に、その出力を整流して安定化された直流出力を
得るようにした直流安定化電源において、前記スイッチ
ング回路と整流回路との間に設けられた変圧器と、該変
圧器の巻線に接続され前記スイッチング回路のオフ期間
に前記変圧器の巻線に生じる誘導電圧を前記直流出力に
応じて制御するフライバック電圧制御回路と、前記変圧
器に備えられ前記誘導電圧に応じて前記スイッチング回
路のオフ期間を制御する信号を前記スイッチング回路に
！ｊえる帰還巻線とを備えてるから、絶縁トランスやフ
ォトカプラ等の絶縁手段を使用せずに、入出力間をメイ
ンの変圧器によって絶縁しながら、安定化された直流出
力を取り出し得る小型がつ安価な直流安定化電源を提供
することができる。

また、スイッチング回路を、デユーティ比が前記帰還巻
線より与えられるフライバック信号によって制御される
発振回路と、該発振回路の出力によって制御されるスイ
ッチング素子とを備える回路構成としたから、ブロッキ
ング発振回路等より成る自励式の回路構成とした場合と
異なって。

他の回路との干渉を避け、制御動作を安定化させること
ができ、しかも高感度かつ高精度の安定化制御が可能で
、軽負荷時や定電流制御の制御範囲を広く設計し得る高
性能かつ安価な直流安定化電源を提供することができる
。

【図面の簡単な説明】

＄１図は直流安定化電源のブロック図、第２図は従来の
直流安定化電源の具体的な電気回路図、第３図は第２図
の直流安定化電源の動作を説明するための簡易回路図、
第４図は本発明に係る直流安定化電源の電気回路図、第
５図は同じく更に具体的な実施例における電気回路図を
それぞれ示しｌ・・・スイッチング回路 ２・・・整流回路 ３・・やフライバック電圧制御回路 ・Ｔ−・・変圧器 Ｎｐ、Ｎｓ、Ｎｓ　’・・・変圧器巻線Ｎｆ・・・帰還
巻線 竿　１　図 第２図 さ 第３図 第４図 第５図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　直流電流をオン、オフするスイッチング回路
   のデユーティ比を制御すると共に、その出力を整流して
   安定化された直流出力を得るようにした直流安定化電源
   において、前記スイッチング回路と整流回路との間に設
   けられた変圧器と、該変圧器の巻線に接続され前記スイ
   ッチング回路のオフ期間に前記変圧器の巻線に生じる誘
   導電圧を前記直流出力に応じて制御するフラビンくツク
   電圧制御回路と、前記変圧器に備えられ前記誘導電圧に
   応じて前記スイッチング回路のオフ期間を制御する信号
   を前記スイッチング回路に与える帰還巻線とを備えて構
   成され、前記スイッチング回路は、デユーティ比が前記
   帰還巻線より与えられるフライバック信号によって制御
   される発振回路と、該発振回路の出力によって制御され
   るスイッチング２も子とを備えて構成したことを特徴と
   する直流安定化電源。
2. （２）　前記発振回路は、固定発振器と該固定発振器の
   出力のデユーティ比を前記帰還巻線を介してゲえられる
   フライバック信号によって制御するパルス幅変調回路と
   を備えることを特徴とする特−請求の範囲第１項に記載
   の直流安定化電源。