JPH01133522A - アクテイブフイルタの制御装置 - Google Patents
アクテイブフイルタの制御装置Info
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- JPH01133522A JPH01133522A JP62287504A JP28750487A JPH01133522A JP H01133522 A JPH01133522 A JP H01133522A JP 62287504 A JP62287504 A JP 62287504A JP 28750487 A JP28750487 A JP 28750487A JP H01133522 A JPH01133522 A JP H01133522A
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- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 101000972349 Phytolacca americana Lectin-A Proteins 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、交流電源に接続された負荷が発生する高調
波電流を吸収して、交流電源に流出する高調波電流を除
去するアクティブフィルタ（能動形フィルタ）の制御装
置に関するものである。
波電流を吸収して、交流電源に流出する高調波電流を除
去するアクティブフィルタ（能動形フィルタ）の制御装
置に関するものである。
第５図は例えば昭和６０年電気・情報関連学会連合大会
の講演論文集（分冊１）の６９ページに示された従来の
アクティブフィルタの制御装置を示す回路構成図であり
、図において、１は交流電源、２はこの交流電源１に接
続された高調波電流を発生する負荷、３はこの負荷２の
負荷電流ＩＬを検出する負荷電流検出器、４はインバー
タであって、上記交流電源１にリアクトル５を介して接
続され、直流出力側にコンデンサ６が接続されている。
の講演論文集（分冊１）の６９ページに示された従来の
アクティブフィルタの制御装置を示す回路構成図であり
、図において、１は交流電源、２はこの交流電源１に接
続された高調波電流を発生する負荷、３はこの負荷２の
負荷電流ＩＬを検出する負荷電流検出器、４はインバー
タであって、上記交流電源１にリアクトル５を介して接
続され、直流出力側にコンデンサ６が接続されている。
７は上記インバータ４の交流電流ＩＣを検出する交流電
流検出器、８はバンドパスフィルタであって、上記負荷
電流検出器３の出力信号ｉ１から高調波成分を除去して
基本波成分ｉｌ−□を取り出すフィルタである。
流検出器、８はバンドパスフィルタであって、上記負荷
電流検出器３の出力信号ｉ１から高調波成分を除去して
基本波成分ｉｌ−□を取り出すフィルタである。
９は第１の加算器であって、上記バンドパスフィルタ８
の出力信号ｉＨ□と上記負荷電流検出器３の出力信号ｉ
Ｌとの差分である高調波成分ｉ ｃｒｅ＋を取り出す。
の出力信号ｉＨ□と上記負荷電流検出器３の出力信号ｉ
Ｌとの差分である高調波成分ｉ ｃｒｅ＋を取り出す。
１０は第２の加算器であって、上記第１の加算器９の出
力信号ｉ ｃｒｅｆと上記インバータ４の交流電流検出
器７の出力信号ｉ（との差分を取り出す。
力信号ｉ ｃｒｅｆと上記インバータ４の交流電流検出
器７の出力信号ｉ（との差分を取り出す。
１１はＰＷＭ回路であって、この第２の加算器１０の出
力信号にもとづき、上記インバータ４のアーム素子であ
るスイッチング素子をパルス幅変調制御する。
力信号にもとづき、上記インバータ４のアーム素子であ
るスイッチング素子をパルス幅変調制御する。
次に動作について第６図に示す信号波形図を参照して説
明する。負荷２の電流Ｉｔ（ｉＬ）はここでは矩形波の
電流を仮定しているが、この基本波成分ＩＬｔは基本波
成分のみを取り出すように作用するバンドパスフルイタ
８で取り出される。
明する。負荷２の電流Ｉｔ（ｉＬ）はここでは矩形波の
電流を仮定しているが、この基本波成分ＩＬｔは基本波
成分のみを取り出すように作用するバンドパスフルイタ
８で取り出される。
負荷２の高調波成分ｉ ｃｒｅｆはｉＬ、′−ｉＬの演
算によって得られ、図示のようになる。この高調波成分
ｉ ｃｒｅｆを電流基準にしてインバータ４の交流側電
流ＩＣをＰＷＭ回路１１によって瞬時追従制御すること
により、負荷２が発生する高調波成分はインバータ４側
へ流入される。その結果、交流電源１の交流電流工、は
基本波成分ｉＬユに相似の基本波電流成分のみが流れる
。
算によって得られ、図示のようになる。この高調波成分
ｉ ｃｒｅｆを電流基準にしてインバータ４の交流側電
流ＩＣをＰＷＭ回路１１によって瞬時追従制御すること
により、負荷２が発生する高調波成分はインバータ４側
へ流入される。その結果、交流電源１の交流電流工、は
基本波成分ｉＬユに相似の基本波電流成分のみが流れる
。
なお、３相の交流電源の場合には（１）式に示すように
、バンドパスフィルタ８の入力部に３相−２相変換回路
を設けて、負荷電流の成分を有効電力分ｉｐと無効電力
分ｉ６とに分離し、パントノ（スフルイタ８をローパス
フィルタに置き換えて直流成分のみ取り出す方式が一般
に用いられている。
、バンドパスフィルタ８の入力部に３相−２相変換回路
を設けて、負荷電流の成分を有効電力分ｉｐと無効電力
分ｉ６とに分離し、パントノ（スフルイタ８をローパス
フィルタに置き換えて直流成分のみ取り出す方式が一般
に用いられている。
・・・（１）
負荷電流の基本波成分は（１）式の変換行列で２相に変
換すれば有効電流成分ｉｐ、無効電流成分ｉ＋ともに直
流成分になるためである。この結果、ローパスフィルタ
で取り出した直流信号を（１）式の逆変換行列で２相−
３相に変換すれば、３相の基本波成分が得られる。
換すれば有効電流成分ｉｐ、無効電流成分ｉ＋ともに直
流成分になるためである。この結果、ローパスフィルタ
で取り出した直流信号を（１）式の逆変換行列で２相−
３相に変換すれば、３相の基本波成分が得られる。
しかしながら、単相交流電源にこの変換行列を適用した
場合には、例えば１ｔｐ＝ｉｔｓ、 ｉｔ、ｒ＝０とす
れば、負荷電流の基本成分は電源周波の２倍の周波数を
有する交流成分が直流成分に重畳されることになり、上
記ローパスフィルタの設計が非常に困難になる。
場合には、例えば１ｔｐ＝ｉｔｓ、 ｉｔ、ｒ＝０とす
れば、負荷電流の基本成分は電源周波の２倍の周波数を
有する交流成分が直流成分に重畳されることになり、上
記ローパスフィルタの設計が非常に困難になる。
従来のアクティブフィルタの制御装置は以上のように構
成されているので、単相交流電源に適用する場合、高調
波成分の次数が基本波成分に近い場合にはバンドパスフ
ィルタ８の設計が非常に困難であり、このバンドパスフ
ィルタ８の出力信号ｉＬ□が実際の負荷電流の基本波電
流より位相がずれたり、大きさが変化したり、また電源
周波数の変動を受けたりするなどの問題があり、また、
同様に３相−２相変換行列を適用する場合にも上述のよ
うに３相−２相変換後のローパスフィルタの設計が非常
に困難であり、実際の負荷電流の基本波電流との誤差が
大きくなるなどの問題点があった。
成されているので、単相交流電源に適用する場合、高調
波成分の次数が基本波成分に近い場合にはバンドパスフ
ィルタ８の設計が非常に困難であり、このバンドパスフ
ィルタ８の出力信号ｉＬ□が実際の負荷電流の基本波電
流より位相がずれたり、大きさが変化したり、また電源
周波数の変動を受けたりするなどの問題があり、また、
同様に３相−２相変換行列を適用する場合にも上述のよ
うに３相−２相変換後のローパスフィルタの設計が非常
に困難であり、実際の負荷電流の基本波電流との誤差が
大きくなるなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷電流の基本波成分を精度よく検出し除去
できる単相のアクティブフィルタの制御装置を得ること
を目的とする。
たもので、負荷電流の基本波成分を精度よく検出し除去
できる単相のアクティブフィルタの制御装置を得ること
を目的とする。
この発明に係るアクティブフィルタの制御装置は、ＰＬ
Ｌ回路から発生した位相信号より出力信号ｓｉｎθ及び
ｅｏ１１θを得るＲＯＭ回路と、負荷電流検出信号と前
記出力信号ｓｉｎθ及びｃｏｓθを掛算する第１の掛算
器と、この第１の掛算器の出力信号を単相交流電源の１
周期の期間毎に積分し該積分値をホールドして負荷電流
の基本波成分を構成する有効電流成分と無効電流成分の
ピーク値を求めるサンプルホールド回路と、このピーク
値と前記出力信号ｓｉｎθ及びｅ０８θを掛算する第２
の掛算器と、この第２の掛算器から出力された前記基本
波成分の有効電流成分と無効電流成分を合成して得られ
る基本波電流信号を前記単相交流電源の次の１周期の期
間の前記負荷電流の基本波電流信号として利用し、この
基本波電流信号と前記負荷電流検出信号との差として得
られる高調波電流信号を基準信号として、アクティブフ
ィルタの入力電流をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを
具備したものである。
Ｌ回路から発生した位相信号より出力信号ｓｉｎθ及び
ｅｏ１１θを得るＲＯＭ回路と、負荷電流検出信号と前
記出力信号ｓｉｎθ及びｃｏｓθを掛算する第１の掛算
器と、この第１の掛算器の出力信号を単相交流電源の１
周期の期間毎に積分し該積分値をホールドして負荷電流
の基本波成分を構成する有効電流成分と無効電流成分の
ピーク値を求めるサンプルホールド回路と、このピーク
値と前記出力信号ｓｉｎθ及びｅ０８θを掛算する第２
の掛算器と、この第２の掛算器から出力された前記基本
波成分の有効電流成分と無効電流成分を合成して得られ
る基本波電流信号を前記単相交流電源の次の１周期の期
間の前記負荷電流の基本波電流信号として利用し、この
基本波電流信号と前記負荷電流検出信号との差として得
られる高調波電流信号を基準信号として、アクティブフ
ィルタの入力電流をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを
具備したものである。
この発明におけるアクティブフィルタの制御装置は基本
波成分の有効電流成分と無効電流成分のピーク値を単相
交流電源の１周期の期間毎に求め、このピーク値より基
本波成分を求めて次の１周期の期間の基本波電流として
利用し、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差
として得られる高調波電流信号を基準信号としてアクテ
ィブフィルタの入力電流を制御することにより、精度よ
く負荷の高調波成分を上記アクティブフィルタで吸収し
、単相交流電源に流れる高調波成分の除去を可能とする
。
波成分の有効電流成分と無効電流成分のピーク値を単相
交流電源の１周期の期間毎に求め、このピーク値より基
本波成分を求めて次の１周期の期間の基本波電流として
利用し、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差
として得られる高調波電流信号を基準信号としてアクテ
ィブフィルタの入力電流を制御することにより、精度よ
く負荷の高調波成分を上記アクティブフィルタで吸収し
、単相交流電源に流れる高調波成分の除去を可能とする
。
以下、この発明の一実施例を前記第５図と同一部分に同
一符号を付した第１図について説明する。
一符号を付した第１図について説明する。
第１図において、１２は交流電源１の電圧を検出する電
圧検出器、１３はこの電圧検出器１２の出力側に接続さ
れて交流電源１に同期した位相信号θ！、θρ、θＨを
発生するＰＬＬ回路、１４Ａと１４ＢはこのＰＬＬ回路
１３の出力の一つである位相信号θを各々ｓｉｎθとｃ
ｏｓθに変換するＲＯＭ回路、１５Ａと１５Ｂは、：（
７）ＲＯＭ回路１４Ａ。
圧検出器、１３はこの電圧検出器１２の出力側に接続さ
れて交流電源１に同期した位相信号θ！、θρ、θＨを
発生するＰＬＬ回路、１４Ａと１４ＢはこのＰＬＬ回路
１３の出力の一つである位相信号θを各々ｓｉｎθとｃ
ｏｓθに変換するＲＯＭ回路、１５Ａと１５Ｂは、：（
７）ＲＯＭ回路１４Ａ。
１４Ｂの出力信号ｓｉｎθ、 ｃｏｓθと負荷２の負荷
電流ＩＬの検出信号ｉＬを掛算する第１の掛算器、１６
Ａと１６Ｂはこの第１の掛算器１５Ａ、１５Ｂの出力信
号を上記ＰＬＬ回路の出力の一つであるリセット信号θ
ρが発生するまで積分する積分器、１７Ａと１７Ｂはこ
の積分器１６Ａ、１６Ｂの出力信号を上記ＰＬＬ回路の
出力の一つであるホールド信号θＨが発生する毎にホー
ルドするサンプルホールド回路、１８Ａと１８Ｂはこの
サンプルホールド回路１７Ａ、１７Ｂの出力である基本
波成分ａｌｅ ｂ、と上記ＲＯＭ回路１４Ａ、１４Ｂの
出力信号ｓｉｎθ、 ｃｏｓθとを掛算する第２の掛算
器、１９はこの第２の掛算器の出力信号ＩＰ＊ ｘ會を
加算して基本波電流信号ｉＬｚを得る第３の加算器であ
る。
電流ＩＬの検出信号ｉＬを掛算する第１の掛算器、１６
Ａと１６Ｂはこの第１の掛算器１５Ａ、１５Ｂの出力信
号を上記ＰＬＬ回路の出力の一つであるリセット信号θ
ρが発生するまで積分する積分器、１７Ａと１７Ｂはこ
の積分器１６Ａ、１６Ｂの出力信号を上記ＰＬＬ回路の
出力の一つであるホールド信号θＨが発生する毎にホー
ルドするサンプルホールド回路、１８Ａと１８Ｂはこの
サンプルホールド回路１７Ａ、１７Ｂの出力である基本
波成分ａｌｅ ｂ、と上記ＲＯＭ回路１４Ａ、１４Ｂの
出力信号ｓｉｎθ、 ｃｏｓθとを掛算する第２の掛算
器、１９はこの第２の掛算器の出力信号ＩＰ＊ ｘ會を
加算して基本波電流信号ｉＬｚを得る第３の加算器であ
る。
次に動作について第２図に示す第１回答部の信号波形図
を参照して説明する。負荷２の負荷電流ＩＬはここでは
矩形波電流の場合について例示している。この負荷電流
ＩＬの検出信号ＬＬは次式のようにフーリエ級数による
展開が可能なことは公知である。
を参照して説明する。負荷２の負荷電流ＩＬはここでは
矩形波電流の場合について例示している。この負荷電流
ＩＬの検出信号ＬＬは次式のようにフーリエ級数による
展開が可能なことは公知である。
ここで、ｂ、は直流成分をｂｎｔａｎはｎ次調波成分の
ピーク値を示す。
ピーク値を示す。
また、基本波成分ａ、及びｂｌは次の式で得られること
も公知である。
も公知である。
ＰＬＬ回路１３は交流電源１の電圧Ｖｓの位相信号θ（
０〜２π）を検出するもので、この位相倍信号θに従っ
てＰＯＭ回路１４Ａと１４Ｂでは各々出力信号ｓｉｎθ
とｃｏｓθを発生する。
０〜２π）を検出するもので、この位相倍信号θに従っ
てＰＯＭ回路１４Ａと１４Ｂでは各々出力信号ｓｉｎθ
とｃｏｓθを発生する。
第１の掛算器１５Ａと１５Ｂの出力信号は各々ｉ Ｌｓ
ｉｎθ、 １Ｌｅ０８θとなり、図示波形が得られる。
ｉｎθ、 １Ｌｅ０８θとなり、図示波形が得られる。
積分器１６Ａと１６Ｂは上記（３）、（４）式の積分を
実行するもので、交流電源１の１周期毎にＰＬＬ回路１
３より出力されるリセット信号θｐが与えられるまで積
分動作し、リセット信号θ３が位相Ｏ及び２π付近で与
えられると、リセットされて積分器１６Ａと１６Ｂの出
力は零になる。
実行するもので、交流電源１の１周期毎にＰＬＬ回路１
３より出力されるリセット信号θｐが与えられるまで積
分動作し、リセット信号θ３が位相Ｏ及び２π付近で与
えられると、リセットされて積分器１６Ａと１６Ｂの出
力は零になる。
このリセット信号θＲが発生する直前にＰＬＬ回路１３
がホールド信号θＨを出力してサンプルホールド回路１
７Ａと１７Ｂに与えると、サンプルホールド回路１７Ａ
、１７Ｂは上記積分器１６Ａ、１６Ｂの出力信号をホー
ルドし、上記（３）。
がホールド信号θＨを出力してサンプルホールド回路１
７Ａと１７Ｂに与えると、サンプルホールド回路１７Ａ
、１７Ｂは上記積分器１６Ａ、１６Ｂの出力信号をホー
ルドし、上記（３）。
（４）式の基本波成分ａ１とｂ□を次にホールド信号θ
Ｈが与えられる１周期の期間、保持する。
Ｈが与えられる１周期の期間、保持する。
例えば位相信号θ＝０の時点で基本波成分ａ１＝ｆｉ、
（ｋ） 、 ｌ）、＝ｌ）、 （ｋ）であれば、θ＝
０〜２πの期間はこの値を保持し、次にθ＝２πの時点
でａ、＝ａ１（ｋ＋１）、ｂ１＝ｂ１（ｋ＋１）であれ
ば、θ＝２π〜４πの期間はこの値を保持する。
（ｋ） 、 ｌ）、＝ｌ）、 （ｋ）であれば、θ＝
０〜２πの期間はこの値を保持し、次にθ＝２πの時点
でａ、＝ａ１（ｋ＋１）、ｂ１＝ｂ１（ｋ＋１）であれ
ば、θ＝２π〜４πの期間はこの値を保持する。
第２の掛算器１８Ａと１８Ｂは上記サンプルホールド回
路１７Ａ、１７Ｂの出力である基本波成分ａｚｅｂｌと
上記ＲＯＭ回路１４Ａ、１４Ｂの出力信号ｓｉｎθ、
ｃｏｓθを掛算して、上記（２）式に従って基本波成分
の有効電流成分ｉｐ１と無効電流成分ｌｅｔを出力する
。ここで有効電流成分ｉｐ１と無効電流成分ｌｅｔは次
式で与えられる。
路１７Ａ、１７Ｂの出力である基本波成分ａｚｅｂｌと
上記ＲＯＭ回路１４Ａ、１４Ｂの出力信号ｓｉｎθ、
ｃｏｓθを掛算して、上記（２）式に従って基本波成分
の有効電流成分ｉｐ１と無効電流成分ｌｅｔを出力する
。ここで有効電流成分ｉｐ１と無効電流成分ｌｅｔは次
式で与えられる。
ｌ Ｐｚ ＝ ａ １ Ｂｉｎθｔ １ 、ｓ＝ｂ １
ｅ０８θ −（５）第３の加算器１９は有効電流
成分１ｐｉと無効電流成分ｌｅｔを上記（２）式に従っ
て加算して負荷電流の基本波成分ｉＬ□を得ている。
ｅ０８θ −（５）第３の加算器１９は有効電流
成分１ｐｉと無効電流成分ｌｅｔを上記（２）式に従っ
て加算して負荷電流の基本波成分ｉＬ□を得ている。
ｉＬ、＝ｉｐ１＋ｉ、１＝ａ、ｓｉｎθ＋ｂ１ｃｏｓθ
・（６）ここで、このようにして得られる基本波成分は
１周期前の時点でのサンプルホールド回路１７Ａ。
・（６）ここで、このようにして得られる基本波成分は
１周期前の時点でのサンプルホールド回路１７Ａ。
１７Ｂの出力である基本波成分にａｌｔｂ、に依存して
いるため、厳密には次の周期で実際の負荷電流の基本波
成分が急変する場合には実際値からの偏差が生じる。
いるため、厳密には次の周期で実際の負荷電流の基本波
成分が急変する場合には実際値からの偏差が生じる。
この場合の対策として、第１図に破線で図示される制御
系を付加するもので、インバータ４が電圧形インバータ
の場合にはその直流出力側には電圧源となるコンデンサ
６が接続されており、このコンデンサ６の電圧を電圧検
出器２０によって検出してこの電圧検出信号ｖｃｆ、が
電圧基準信号ＶＣＴｅｆに一致するように有効電流分を
制御する。
系を付加するもので、インバータ４が電圧形インバータ
の場合にはその直流出力側には電圧源となるコンデンサ
６が接続されており、このコンデンサ６の電圧を電圧検
出器２０によって検出してこの電圧検出信号ｖｃｆ、が
電圧基準信号ＶＣＴｅｆに一致するように有効電流分を
制御する。
この電圧基準信号ＶＣＴｅｆと電圧検出信号Ｖｃｔ−は
加算器２１にて差分が取り出され、その差分信号が電圧
制御器２２で増幅されて第２の掛算＠１８Ａの出力であ
る有効電流成分ＩＰｚに加算器２３で加えられる。
加算器２１にて差分が取り出され、その差分信号が電圧
制御器２２で増幅されて第２の掛算＠１８Ａの出力であ
る有効電流成分ＩＰｚに加算器２３で加えられる。
負荷電流ＩＬの基本波成分の内、有効電流成分が上記演
算値と異なる場合にはコンデンサ６の電圧変化となって
現われるため、電圧制御＠２２で有効電流成分ｉＰｚを
補正することにより補償できる。
算値と異なる場合にはコンデンサ６の電圧変化となって
現われるため、電圧制御＠２２で有効電流成分ｉＰｚを
補正することにより補償できる。
上記対策例では負荷電流の基本波成分の内、有効電流成
分ｉｐユについては補償できるが、無効電流成分ｌｅｔ
については補償できない。このため、基本波成分ｂユを
求めるための積分器１６Ｂ及びサンプルホールド回路１
７Ｂを時分割多重化して、等測的にサンプル周期を短縮
させて、負荷電流ＩＬの急変に対応させることができる
。
分ｉｐユについては補償できるが、無効電流成分ｌｅｔ
については補償できない。このため、基本波成分ｂユを
求めるための積分器１６Ｂ及びサンプルホールド回路１
７Ｂを時分割多重化して、等測的にサンプル周期を短縮
させて、負荷電流ＩＬの急変に対応させることができる
。
第３図はその時分割多重方式の一実施例を示すもので、
有効電流成分と無効電流成分の両方の積分器１６及びサ
ンプルホールド回路１７を時分割多重化したものである
。
有効電流成分と無効電流成分の両方の積分器１６及びサ
ンプルホールド回路１７を時分割多重化したものである
。
第１の掛算器１５Ａ、１５Ｂの出力側に各々積分器１６
ＡＸ、１６ＡＹ及び積分器１６８Ｘ、１６８Ｙとサンプ
ルホールド回路１７ＡＸ、１７ＡＹ及びサンプルホール
ド回路１７ＢＸ、１７ＢＹを設け、さらに各サンプルホ
ールド回路１７ＡＸ。
ＡＸ、１６ＡＹ及び積分器１６８Ｘ、１６８Ｙとサンプ
ルホールド回路１７ＡＸ、１７ＡＹ及びサンプルホール
ド回路１７ＢＸ、１７ＢＹを設け、さらに各サンプルホ
ールド回路１７ＡＸ。
１７ＡＹ及び１７ＢＸ、１７ＢＹ（７）出力信号を切換
えるスイッチ回路３０Ａ、３０Ｂを設けて負荷電流の基
本波成分を構成する有効電流成分１ｐｚ及び無効電流成
分ｉ？１のピーク値を得ている。
えるスイッチ回路３０Ａ、３０Ｂを設けて負荷電流の基
本波成分を構成する有効電流成分１ｐｚ及び無効電流成
分ｉ？１のピーク値を得ている。
この動作を第４図に示す信号波形図を参照して説明する
。サンプルホールド回路１７ＡＸと１７ＢＸ及び１７Ａ
Ｙと１７ＢＹの各ホールド信号θＨＸ及びθＨＹは、図
示のように各々１周期毎にかつ、互いに１８０′″位相
差でＰＬＬ回路１３より与えられ、各積分器１６ＡＸ、
１６ＢＸ、１６ＡＹ、１６８Ｙの出力信号をサンプルホ
ールドする。
。サンプルホールド回路１７ＡＸと１７ＢＸ及び１７Ａ
Ｙと１７ＢＹの各ホールド信号θＨＸ及びθＨＹは、図
示のように各々１周期毎にかつ、互いに１８０′″位相
差でＰＬＬ回路１３より与えられ、各積分器１６ＡＸ、
１６ＢＸ、１６ＡＹ、１６８Ｙの出力信号をサンプルホ
ールドする。
また、積分器１６ＡＸと１６ＢＸ及び１６ＡＹと１６Ｂ
Ｙの各リセット信号θＲＸ及びθＲＹとは、各ホールド
信号θＨＸ及びθＭＹの発生直後にＰＬＬ回路１３より
与えられ、各積分器１６ＡＸ、１６ＢＸ、１６ＡＹ、１
６ＢＹをリセットする。
Ｙの各リセット信号θＲＸ及びθＲＹとは、各ホールド
信号θＨＸ及びθＭＹの発生直後にＰＬＬ回路１３より
与えられ、各積分器１６ＡＸ、１６ＢＸ、１６ＡＹ、１
６ＢＹをリセットする。
スイッチ回路３０Ａ、３０Ｂへの切換信号Ｏ５は図示の
ように各ホールド信号θＨＸ及びθＨＹの発生直後毎に
すなわち半周期毎にＨ−Ｌとなる信号で、ＰＬＬ回路１
３より与えられる。切換信号θＳがＨレベルのときには
サンプルホールド回路１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号
ａｘＸ及び１）ｔＸを選択して基本波成分ａｔｅ ｂ、
を得ており、また、切換信号θ５がＬレベルのときには
サンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７ＢＹの出力信号
ａｔＹ及びｂｚＹを選択して基本波成分ａｃｔ ｂ、を
得るように動作する。
ように各ホールド信号θＨＸ及びθＨＹの発生直後毎に
すなわち半周期毎にＨ−Ｌとなる信号で、ＰＬＬ回路１
３より与えられる。切換信号θＳがＨレベルのときには
サンプルホールド回路１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号
ａｘＸ及び１）ｔＸを選択して基本波成分ａｔｅ ｂ、
を得ており、また、切換信号θ５がＬレベルのときには
サンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７ＢＹの出力信号
ａｔＹ及びｂｚＹを選択して基本波成分ａｃｔ ｂ、を
得るように動作する。
例えば、位相信号θ＝Ｏの直後ではサンプルホールド回
路１７ＡＸ及び１７８にの出力信号ａ１（ｋ）及びす、
（ｋ）が基本波成分ａ１及びｂｌとなり１位相信号θ
＝πの直後ではサンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７
ＢＹの出力信号ａ１（ｋ＋１）及びす、（ｋ＋１）が基
本波成分ａ１及びｂｌとなる。
路１７ＡＸ及び１７８にの出力信号ａ１（ｋ）及びす、
（ｋ）が基本波成分ａ１及びｂｌとなり１位相信号θ
＝πの直後ではサンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７
ＢＹの出力信号ａ１（ｋ＋１）及びす、（ｋ＋１）が基
本波成分ａ１及びｂｌとなる。
第４図はθ＝２π以降に負荷電流が急増した場合を図示
しているが、基本波成分ａ１及びｂＬはほぼ半周期遅れ
で負荷電流に追随している。
しているが、基本波成分ａ１及びｂＬはほぼ半周期遅れ
で負荷電流に追随している。
また第３図の実施例では積分器１６及びサンプルホール
ド回路１７を２重化した場合について示しているが、さ
らに積分器１６及びサンプルホールド回路１７を追加し
て多重化したものであってもよく、例えば４重化の場合
には積分器１６及びサンプルホールド回路１７を有効電
流成分及び無効電流成分毎に各４組設け、かつ、ホール
ド信号θＨ及びリセット信号θρを１周期毎に発生させ
、かつ、各ホールド信号θＨ及びリセット信号θρの間
隔をπ／２にするとともにスイッチ３０の切換周期もπ
／２にすれば実現でき、負荷電流工、の急変に対する追
随性は改善される。
ド回路１７を２重化した場合について示しているが、さ
らに積分器１６及びサンプルホールド回路１７を追加し
て多重化したものであってもよく、例えば４重化の場合
には積分器１６及びサンプルホールド回路１７を有効電
流成分及び無効電流成分毎に各４組設け、かつ、ホール
ド信号θＨ及びリセット信号θρを１周期毎に発生させ
、かつ、各ホールド信号θＨ及びリセット信号θρの間
隔をπ／２にするとともにスイッチ３０の切換周期もπ
／２にすれば実現でき、負荷電流工、の急変に対する追
随性は改善される。
上記実施例では制御装置の具体的ハードウェア（Ｈ／Ｗ
）構成を、アナログ回路を主体にして構成したものを示
したが、当然ながら、マイクロコンピュータなどによる
ディジタル回路で構成されたものであってもよい。
）構成を、アナログ回路を主体にして構成したものを示
したが、当然ながら、マイクロコンピュータなどによる
ディジタル回路で構成されたものであってもよい。
また、上記実施例ではインバータ４を電圧形インバータ
で構成し、その直流出力側にコンデンサ６を接続したも
のを示したが、電流形インバータで構成してその直流出
力側にリアクトルを接続したものであってもよい、この
場合、上記リアクトルの電流を一定に制御するため、電
流基準との偏差を増幅して基本波成分の有効電流成分Ｉ
Ｐｔに加算してもよい、また、インバータ４を１組で構
成にしたものを示したが、このインバータ４を複数台設
けて多重構成にしたものであってもよい。
で構成し、その直流出力側にコンデンサ６を接続したも
のを示したが、電流形インバータで構成してその直流出
力側にリアクトルを接続したものであってもよい、この
場合、上記リアクトルの電流を一定に制御するため、電
流基準との偏差を増幅して基本波成分の有効電流成分Ｉ
Ｐｔに加算してもよい、また、インバータ４を１組で構
成にしたものを示したが、このインバータ４を複数台設
けて多重構成にしたものであってもよい。
ＰＷＭ回路１１の詳細な説明は省略したが、公知のよう
に３角波キャリア比較力式あるいはヒステリシスコンパ
レータ方式などで構成されたものであってよく、電流制
御の応答性が高いことが好ましい。
に３角波キャリア比較力式あるいはヒステリシスコンパ
レータ方式などで構成されたものであってよく、電流制
御の応答性が高いことが好ましい。
以上のように、この発明によれば、負荷電流の基本波成
分の有効電流成分と無効電流成分の各ピーク値を１周期
の期間積分する積分器と、この積分器の積分動作が完了
する毎にこの積分器の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド回路により求め、上記ピーク値より基本波
成分を求めて次の１周期の基本波電流信号として利用し
て、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差分に
より得られる高調波電流信号を基準信号とすることによ
り、精度よく負荷の高調波成分を上記アクティブフィル
タで吸収して、単相交流電源に流れる高調波成分を除去
できる効果がある。
分の有効電流成分と無効電流成分の各ピーク値を１周期
の期間積分する積分器と、この積分器の積分動作が完了
する毎にこの積分器の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド回路により求め、上記ピーク値より基本波
成分を求めて次の１周期の基本波電流信号として利用し
て、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差分に
より得られる高調波電流信号を基準信号とすることによ
り、精度よく負荷の高調波成分を上記アクティブフィル
タで吸収して、単相交流電源に流れる高調波成分を除去
できる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるアクティブフィルタ
の制御装置を示す回路構成図、第２図は第１図の動作を
説明する信号波形図、第３図はこの発明の他の実施例を
示す回路構成図、第４図は第３図の動作を説明する信号
波形図、第５図は従来のアクティブフィルタの制御装置
を示す回路構成図、第６図は第５Ｗｉの動作を説明する
信号波形図である。 １は単相交流電源、２は負荷、４はインバータ、１１は
ＰＷＭ回路、１３はＰＬＬ回路、１４はＲＯＭ回路、１
５．１８は第１．第２の掛算器、１６は積分器、１７は
サンプルホールド回路。 なお１図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第１図 第６図
の制御装置を示す回路構成図、第２図は第１図の動作を
説明する信号波形図、第３図はこの発明の他の実施例を
示す回路構成図、第４図は第３図の動作を説明する信号
波形図、第５図は従来のアクティブフィルタの制御装置
を示す回路構成図、第６図は第５Ｗｉの動作を説明する
信号波形図である。 １は単相交流電源、２は負荷、４はインバータ、１１は
ＰＷＭ回路、１３はＰＬＬ回路、１４はＲＯＭ回路、１
５．１８は第１．第２の掛算器、１６は積分器、１７は
サンプルホールド回路。 なお１図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第１図 第６図
Claims (3)
- （１）単相交流電源に接続された負荷に並列接続され該
負荷の高調波電流成分を吸収するように作動するアクテ
ィブフィルタにおいて、前記単相交流電源に同期した位
相信号を発生するＰＬＬ回路と、前記位相信号を入力し
て出力信号ｓｉｎθ及びｃｏｓθを得るＲＯＭ回路と、
前記負荷の負荷電流検出信号と前記出力信号ｓｉｎθ及
びｃｏｓθを掛算する第１の掛算器と、前記第１の掛算
器の出力信号を前記単相交流電源の１周期の期間毎に積
分する積分器と、前記積分器の積分最終値をホールドし
て前記負荷電流の基本波成分を構成する有効電流成分と
無効電流成分のピーク値を求めるサンプルホールド回路
と、前記ピーク値と前記出力信号ｓｉｎθ及びｃｏｓθ
を掛算する第２の掛算器と、前記第２の掛算器から出力
された前記基本波成分の有効電流成分と無効電流成分を
合成して得られる基本波電流信号を前記単相交流電源の
次の１周期の期間の前記負荷電流の基本波電流信号とし
て利用し、この基本波電流信号と前記負荷電流検出信号
との差として得られる高調波電流信号を基準信号として
前記アクティブフィルタの入力電流をＰＷＭ制御するＰ
ＷＭ制御回路とを具備したことを特徴とするアクティブ
フィルタの制御装置。 - （２）アクティブフィルタを電圧形インバータで構成し
た場合にはその出力電圧を、また電流形インバータで構
成した場合にはその出力電流を該出力電圧あるいは出力
電流の基準信号と比較し、その差分を増幅して有効電流
成分に加算することを特徴とする特許請求の範囲第（１
）項記載のアクティブフィルタの制御装置。 - （３）複数組設けた積分器及びサンプルホールド回路を
時分割多重構成にして動作させ、前記各組のサンプルホ
ールド回路の出力信号を時分割タイミング信号に同期さ
せて選択し、負荷電流の基本波成分を構成する有効電流
成分と無効電力成分のピーク値を求めることを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載のアクティブフィルタ
の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62287504A JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
| US07/347,874 US4906860A (en) | 1987-11-16 | 1989-05-05 | Control device for active filter |
| EP89304865A EP0397932B1 (en) | 1987-11-16 | 1989-05-12 | Control device for active filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62287504A JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01133522A true JPH01133522A (ja) | 1989-05-25 |
| JPH0655009B2 JPH0655009B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=17718195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62287504A Expired - Fee Related JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4906860A (ja) |
| EP (1) | EP0397932B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0655009B2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5016157A (en) * | 1989-10-30 | 1991-05-14 | Sundstrand Corporation | VSCF system with DC link harmonics control |
| US5172009A (en) * | 1991-02-25 | 1992-12-15 | Regents Of The University Of Minnesota | Standby power supply with load-current harmonics neutralizer |
| US5397927A (en) * | 1992-08-25 | 1995-03-14 | Helionetics, Inc. | Active filter for reducing non-fundamental currents and voltages |
| US5359275A (en) * | 1992-10-30 | 1994-10-25 | Electric Power Research Institute, Inc. | Load current fundamental filter with one cycle response |
| SE501786C2 (sv) * | 1993-09-20 | 1995-05-15 | Asea Brown Boveri | Förfarande för övervakning och styrning av en till ett elektriskt kraftnät ansluten anläggningsdel |
| DE9401204U1 (de) * | 1994-01-25 | 1994-05-26 | Thomcast Ag, Turgi, Aargau | Vorrichtung zum Kompensieren der höheren harmonischen und/oder des Leistungsfaktors einer an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen nichtlinearen Last |
| US5483148A (en) * | 1994-02-14 | 1996-01-09 | Rensselaer Polytechnic Institute | Single-phase active power filter for multiple nonlinear loads and method therefor |
| US5614770A (en) * | 1994-06-06 | 1997-03-25 | Helionetics, Inc. | Structure and method for performing active injection mode filtering on an AC power system |
| AT404527B (de) * | 1994-07-20 | 1998-12-28 | Johann Walter Kolar | Aktive netzspannungsfilterung mit vorgebbarer innerer impedanz |
| US5648894A (en) * | 1994-09-30 | 1997-07-15 | General Electric Company | Active filter control |
| DE19605419B4 (de) * | 1996-02-14 | 2005-08-04 | Rwe Rhein-Ruhr Aktiengesellschaft | Verfahren zur Beseitigung von Abweichungen der Ist-Spannung in einem Drehstromnetz von einer vorgegebenen Soll-Spannung |
| US6038152A (en) * | 1998-12-03 | 2000-03-14 | Baker; Donal E. | Active rectifier utilizing a fixed switching pattern |
| CN101807918B (zh) * | 2010-04-15 | 2012-01-04 | 西安交通大学 | 基于同步坐标系的单相锁相环及其实现方法 |
| CN102170281B (zh) * | 2011-01-24 | 2014-06-04 | 魏其萃 | 快速低频脉宽调制信号解调装置及解调方法 |
| CN102723714B (zh) * | 2011-03-29 | 2014-11-26 | 武汉市通益电气有限公司 | 三相三线有源滤波装置的控制方法 |
| CN102694384B (zh) * | 2012-05-22 | 2015-04-01 | 济南德明电源设备有限公司 | 风力发电机控制器及控制方法 |
| CN103401243B (zh) * | 2013-07-26 | 2015-10-28 | 徐州中矿大传动与自动化有限公司 | 一种指定次谐波补偿apf的谐波检测和控制方法 |
| WO2024006046A1 (en) * | 2022-07-01 | 2024-01-04 | Commscope Technologies Llc | System and method for providing a direct current power to a time domain duplexing radio |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3531652A (en) * | 1968-03-20 | 1970-09-29 | Allen Bradley Co | Active narrow notch filter |
| US3628057A (en) * | 1970-06-19 | 1971-12-14 | Allen Bradley Co | Corrective circuit for an active narrow notch filter |
| US4053820A (en) * | 1976-01-29 | 1977-10-11 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Active filter |
| DE3472509D1 (en) * | 1983-10-12 | 1988-08-04 | Bbc Brown Boveri & Cie | Reactive power compensator for compensating a reactive current component in an ac network |
| DE3616334C2 (de) * | 1986-05-15 | 2000-11-02 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur Dämpfung mindestens einer elektrischen Oberschwingung zur Netzfrequenz in einem mehrphasigen Wechselstromnetz |
| JPH0834669B2 (ja) * | 1986-06-26 | 1996-03-29 | 三菱電機株式会社 | 高調波抑制装置 |
| US4757415A (en) * | 1987-03-16 | 1988-07-12 | Westinghouse Electric Corp. | Power active filter employing positive sequence filtering |
| JP2554261B2 (ja) * | 1987-07-24 | 1996-11-13 | 三菱電機株式会社 | アクテイブフイルタ装置 |
-
1987
- 1987-11-16 JP JP62287504A patent/JPH0655009B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-05-05 US US07/347,874 patent/US4906860A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-12 EP EP89304865A patent/EP0397932B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0397932A1 (en) | 1990-11-22 |
| EP0397932B1 (en) | 1993-12-15 |
| JPH0655009B2 (ja) | 1994-07-20 |
| US4906860A (en) | 1990-03-06 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |