JPH01114373A - ３相変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は３相変僕装置に関するもので、特に交流電源と
並列運転しつつ、負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に
保つことのできる変換装置に関するものである。

〔従来の技術〕

従来から上記のような構成の変換装置の代表であるイン
バータが研究さｎ、でいたが、インバータの制御の方法
が難かしく充分解明されていなかったことから、発明者
の知る限り実用化された例にない。

例えば文献「無停電電源装置の一方式」、昭和５２年電
気学会全国大会講演論文集、　Ｎｏ、６８８．Ｐ８６４
〜８６５が上記のインバータ方式の制御方法を若干述べ
ているので、この文献の第４図を本発明の図面様式と記
号に基づき描き直し、第２図に示す。

図において、インバータ＋１１の出力Ｕ　ＩＪアクドル
Ｌｓ（５）とコンデンサＣｐ　ｆ６１により高調波を除
去さｎ１負荷（３）の接続された９荷母線（８）に正弦
波電圧を得ている。一方、交流電源＋２１ｉ１Ｊアクド
ルＬＢ　１７１　ｆｔ介して負荷母線（８）へ接続され
ている。リアクトルＬＢはこの文献でに１５％となって
いる。交流電源＋２１から負荷母線（８）へ流入する有
効電力げ交流′ぽ源電圧ｖＢと母線電圧ＶＣの位和差ゲ
ΔψとするとｓｉｎΔψに比例する。この電力げ負荷の
要求する有効電力とバッチＩＪ−ｆｉｌへの充電′心力
、およびインバータ（１）の損失の和に等しい。

第２図の制御回路の動作に次の通りである。まず、位相
差検出回路（１００）げ交流電源（２）とインバータ（
ＩＩの位相差Δψを検出しＰＬＬアンプ（１０２）と発
帳器（１０１’）よりなるＰＬＬ回路へフィードバック
される。電圧制御アンプ（１０６）はバッチＩＪ　−ｆ
４１の電圧検出回路（１０９）　ｒよる検出値と電圧設
定（１０７）の差に′応じ、バッチｖ　−１１流の指令
値を導出する。

′電流制御アンプ（１０４）に上記の電流指令値と電流
検出回路（１０８）の検出値の差に応じ、ＰＬＬ回路へ
位相差の指令値ψＲ１ｒを与える。

以上ｒ（よりインバータの運転位相に交流電源ｖＢより
適尚に遅れ、常にバッチＩＪ−＋４１を電圧設定（１０
７）の指令重圧で充電しつつ、負荷（３）の有効電力を
交流電源Ｖ）３から取るような値となる。

なお、ここでに位相差検出回路（１００）へ与えるイン
バータ側位相をインバータｆｉ＋の出力から取っている
が、点線で示したように、コンデンサ（６）の端子面圧
Ｖｃ　ｋ与えてもよい。これはインバータ出力とＶｃば
１１ぼ同じ傾向の動きをするからである。

次に電圧制御アンプ（１１２）　Ｈ電圧設定（１１１）
と電圧検出回路（１１４）で検出した負荷母庫（８）電
圧の検出値の差に応じ、インバータｆｉ＋の電圧全制御
する。

但し、この制御は電圧の平均ｆ＋［に基づく制御である
Ｏ 〔発明が解決しようとする問題点〕 以上説明した従来技術でに次のような問題点があった。

ｔｌ＋　　母線電圧の制御がその平均値に基づくもので
あるため、整流器などの高調波の多い負荷の場合は母線
電圧に歪を生じる。

（２）　　インバータは通常の電圧形インバータにフィ
ルタを設は正弦波電圧を得るように構成したものである
ため、過電流に弱く、交流電源電圧ｖＢが急変した時な
どに過大な横流が流ｎ５、インバータが転流失敗する恐
れが大きい。

（３）従来技術でに３相の場合の各相の電源電圧と負荷
の不平衡に対し、各相の負荷母線電圧を如何に平衡した
３相に確保するかは全く解明されていない。即ち、全て
の相を同じように制御することしかできない。

この発明に上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、母線電圧に歪を生じない、また、負荷急変時
にもインバータが正常に動作する３相インバータ装置を
提供することを目的とじている。

壕だ、同じ方法をインバータに限定せず、インバータと
サイクロコンバータとを組み合わせた方式など他の３相
変換器にも適用することを目的としている。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る変換装置は交流電源と変換器が共通の負
荷母線に対し並列運転し、負荷の有効・無効電力及び高
調波電力を分担して供給する変換器システムにおいて、
上記変換器はそれを構成する少なくとも一部の電気弁が
１サイクルの間に沙数回のスイッチングを行ない、変換
器の交流出力電流波形を指令値に追従させることのでき
る電流追従制御形変換器とすると共に、交流電源と負荷
母線の間に直列にインダクタンスと上記負荷母線に並列
に接続したコンデンサとを備えたものである０ 〔作用〕 この変換器はその電流指令値として［上記負荷電流と上
記インダクタンスに流れる交流電源−流との差の′ｒ！
Ｌ流値」および「上記負荷母線電圧とこの負荷母線電圧
の所望の正弦波指令値との偏差を修正するために上記変
換器が出力すべき電流値」との和を与えて制御を行なう
。

〔発明の実施例〕

本発明はインバータに限らす３相変換器に一般的に適用
できるが、便宜上インバータを例に以下説明する。

本発明は従来方式の上記の欠点を解消するためになさｎ
、たもので、まず上記の問題点（２）を解消するために
、ＰＷＭインバータに痛速の電流マイナーループを設け
、その電流指令値を負荷母線電圧が常に所定め正弦波に
なるように与えるという方式を取っている。電流マイナ
ーループに与える指令値にリミッタを設けることにより
、出力過電流にインバータ自身の基本特性により本質的
に防止される。詳細原理に後述するが、負荷母線電圧を
正弦波とすべくインバータが出力すべき電流に次の２つ
の要素である。

（、）　　負荷電流から交流電源電流を引いた電流値。

（ｂ）　　負荷母線電圧の正弦波指令値と実際値の偏差
を補正する電圧コントローラからの補正電流指令。

上記の（、）項は負荷電流の情報を含んでいるので、そ
れをインバータが瞬時追従制御することにより、高調波
を含んだ負荷電流を瞬時にインバータが追従し、負荷母
線電圧の歪を制御する。また交流電源電圧が起動した結
果、（ａ）項に宮まれた交流電源′ば流が変化すること
も直ちに反映されるので、負荷母線電圧は影響を受けず
、定電圧を保つことができる。

さらに負荷母線電圧の指令値と実際値の差を修正する゛
電圧コントローラの出力である補正電流指令が、それ以
外の原因による電圧偏差を全て修正する作用を行ない負
荷母線電圧を正弦波に保つ。

さらに上記の制御に瞬時値制御であるから、３相インバ
ータの各相の電流・電圧をｄ−ｑ軸の同期回転座標系に
変換し、ｄ、ｑ軸成分の非干渉化を行なった制御系を構
成したうえで、ｄ、ｑ軸上での電流・電圧制御を行なう
ことにより、３相の・ｉｌｌｌｌ圧電圧荷電流の不平衡
に対して、負荷母線電圧を３相平衡に保つことができる
。

以上により、問題点のｆｉ＋から（３）が全て解消する
こととなる。

以下、；ｌ！１図に基づき本発明の原理の概安全説明す
る。図において第２図と同じ番号のものに同じ機＃＠を
示す。但し、第２図に出力電圧の平均値に基づき動作す
る制御系であるのに対し、第１図に出力電流、電圧の瞬
時値を制御するものであるので、第１図でに瞬時値制御
のものに２００番代のブロックとし、区別している。バ
ッテリーの電流。

電圧を所定値に制御するＰＬＬの原理に第２図と同じで
、そのＰＬＩ、にＶ／１’発振器（１１５）の周波数全
制御し、それに応じて正弦波の電圧基準発生回路（２１
１）の周波数と位相が制御される。以下３相をまとめて
ベクトル表現で説明するが、瞬時追従制御形の電流コン
トローラ（２１７）　ｉ　電圧コントローラ（２１２）
の電流指令ＩＡ申に基づき、ＰＷＭ回路（２１９）へイ
ンバータの発生すべき電圧指令ＶＡ”　ｋ与える。

ここでｒ電流センサ（２１８）はインバータの出力電流
ＩＡの瞬時値をフィードバックするものである。

直圧コントローラ（２１２）　ｉコンデンサーｐの電圧
、即ち負荷母線（８）の電圧ＶＣの瞬時値が正弦波電圧
基準ｖｃ拳と一致するように電流コントローラ（２１７
）へ電流指令ＩＡ”を与える。

本発明では上記のように電流マイナーループ付きインバ
ータを用いるとともに上記の電圧コントローラ（２１２
）がＩＡｌを導出する方法を特に工夫し、負荷の高調波
や、交流電源の直圧ｖＢの変動の影、Ｖを受は難くして
いる。

以上の説明でに、３相変換器であることを離ｎ。

て、概要を説明したが、次にその制御方式の原理の詳ｆ
ｔＢ　ｆ３相インバータを例として説明する。

第３図に示す主回路図において、インバータ（１１はト
ランジスタＱ１からＱ６およびダイオードＤ１からＤ６
よりなる数ＫＨｚ以上のスイッチングの３相ブリツジイ
ンバータで、ＰＷＭ回路（２１９）の指令パルスに基づ
き、出力電圧指令ｖＡ０に対応した出力電圧ＶＡσ＋Ｖ
ＡＶ＋”／ＡＹを発生する。

この図において、インバータの出力４流ＩＡｕ・ＩＡＶ
ＩＩＡＷは′ｔｉマイナーループにより理想的に制御さ
れていて、インバータ＋１１とりアクドルＬｓ　（５１
をあわせて理想’ｇｉ源と死なし得るものとし、６個の
自己消弧形素子によるスイッチ（２００）が閉の時の状
態方式を作る。

なお、スイッチ（２００）が開の状態でａ先願の特願昭
６２−１８９３５２号と同じ制御回路を用いることがで
きるので、ここでに触れない。また、アクティブフィル
タなど常に藺用交流亀源と並列運転するものではスイッ
チ（２００）　Ｈ不要であることにいうまでもない。

第１図に示したインバータの電流マイナーループが礪３
図のＩＡＵｅＩＡＶＩＩＡＷを自由に制御できるものと
する。

このとき、第３図に第４図の等価回路となる。

この等価回路のコンデンサーＣｐの電圧、′市滴につい
て次のマトリクス状態方程式が成り立つ。

ｃｐ　＋　　ＶＣ−ＩＡ　−ＩＬ　＋　ＩＢ　　　　　
　　　・＝ｉｌｌｔ 但し これを同期回転座標系のｄ−ｑ２軸Ｖｃ変換すｎ。

ば、（３１式を得る。この手法μ先願の特願昭６２−１
８９３５２号と同じである。

・・・（３） これを一般的な状態方程式表示の（４）式とし、時間Ｔ
でａ敗北して、（５）式の形とする。（但しωは出力同
ｅ数の角速関） ｘ（ｔ）　　−ｍＡ’ｘω＋ａ’Ｕ（ｔ）−ａ’ｗ（ｔ
）＋ａ’ｖ（ｔ）　　　　・［４１Ｘ（Ｋ−１−１）　
−ＡＸ（Ｋ）＋Ｂ　Ｕ（Ｋ）−ＢＷ（Ｋ）＋Ｂ　Ｖ（Ｋ
）　　　　　−＋５１離散化状態方程式（６）の係数マ
トリクスニ、文献Ｂｅｎｊａｍｌｎ　Ｃ＋Ｋｕｏ＋　”
Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ”　
　＋１９８（Ｌ　　Ｈａｌｔｓ　　Ｒｅ１ｎｅｈａｒｔ
　　ａｎｄ　　Ｗｉｎｓｔｏｎ＋　　Ｉｎｃ、　　Ｉｃ
　示された一般的手法により、次のＪｌｌｌつとなる。

Ａ　−１−’　［（３１−ＡＩ）−１］Ｂ　＝　ｆ　　
Ａ（Ｔ−ｒ　）Ｂ’　ｄｒ以上の結果として第４図のコ
ンデンサー電圧の離散化状態方程式として次式が得られ
る。

・・・（８） これを２変換した後、ブロック図に表現すれば、第５図
の右半分の通りとなる。

これを見ると、ｄ軸とｑ軸の間に、ｂ項とｆ項による干
渉が存在することが分る。このす、ｆ項による干渉を非
干渉化するため、制御回路にｂ／ｅ及びｆ／ｅという項
を設け、逆極性の信号を与える。

ｂ／ｅとｆ／ｅｉ次に示すようにＣｐと離散化時間Ｔ及
び出力周波数ωにより決まる係数である。

ｂ／ｅ−ωＣｐ　　　　　　　　　　　　　　・・・（
９）ｆ／ｅ　＝　　ｔａｎ（ωＴ／２）二ωＴ／２　　
　　　　　　　　　・＋１０１また、コンデンサ電圧ｖ
Ｃに対し、（ＩＬ−ＩＢ）が外乱として作用することが
分るので、これを制御回路でフィードフォワード的に補
償する。

第５図のブロック図でにディジタル制御によるデッドビ
ート制御ヲ考えているので、（ＩＬ−ＩＢ）のｄａｑ軸
成分に対し、電流の現任と過去の検出値にもとづく予測
（Ｐｒｄ：Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ）　ｆ行ない、離散時
間だけ先の値を与え、高速応答を計っている。

予測としては一次子測や２次子測等、種々の方法がある
が、と＼でに２次子側制御を用いているので、その原理
を８ｇ７図により説明する。

図において、現任ｔ”ｋＴとして、（ｋ＋１）Ｔでの電
流Ｉ（ｋ＋１）の予測値ｘ”（ｋ）を求めるために、過
去の２点と現任の’ｉｔ流の検出値ｒ（ｈ−２）、　（
Ｄｈ−１）。

Ｉ（ｈ）を通る２次曲線を想定し、■（ｋ＋１）がその
上に乗ると仮定して予測する手法である。このときの関
係式は Ｉｚ（ｋ＋１）：ｊＬ”（ｋ）−３１Ｌ（ｋ）−３１ｚ
（ｋ−１）＋ＩＬ（ｋ−２）　・−１＋１で与えられ、
ｗＪＢ図のブロック図で示すことができる。

第５図ではこの手法により、１サンプル先宅の（ＩＩ、
−ＩＢ）を予測しているので、追従遅れが少なくなり良
い結果を得ることができる。

もちろんサンプリング時間Ｔが充分短い時や、アナログ
制御の場合はこのような予測がなくとも充分良い結果を
得ることがでまる。

また、（Ｉｎ、−ＩＢ）のうち変化のゆるやかなＩｖに
対しては予測を行なわず、ＩＩにだけ予測を行なって、
それからＩＢを引いても、はソ同様の結果を得ることが
できる。

以上のように、Ｉｎ＋　ＩＢによる外乱をフィードフォ
ワード項で補償した後、ゲインＧ１の比例制御の電圧制
御を設ける。ｄ、ｑ軸の制御系に非干渉化されているの
で、別個に検討することができる。また、ｄ、ｑ軸の系
は全く同じ形をしていることが分る。そこでこの系を有
限時間整定とする条件は、そのループ伝達函数の特性方
程式の根を零とする条件より、０２１式のように０１を
決めれば良い。

Ｇｌ　＝　ａ／ｅ−ωｃｐ　Ｃ０Ｔ（ｔ／ｒ　　　　　
　　　−（１２１以上のように第５図の実施例でｎ　ｄ
　＋　ｑ軸の非干渉化を行なった上で、コンデンサ電圧
ＶＣに対する外乱ＩＬｍ　ＩＢを全てフィードフォワー
ドで補償し、さらにコンデンサ電圧ＶＣの指令値ＶＣ１
１からの偏差を有限時間整定制御で修正しているのでコ
ンデンサ電圧Ｖｃ　Ｌｔｄきわめて忠実に指令値Ｖｃ＠
を追従できる。

なお、このコントローラの出力は１を流マイナーループ
への指令である。

そこで、第５図を分りやすく全体の構成図に改めたもの
が第６図である。図において、ブロック図の番号は、第
１図と対応するものに同じ番号を取っている。

制御ブロックに全てｄ、ｑ軸について、非干渉化も含め
設ける必要があるが、■閉略化し、まとめて１つのブロ
ックで示している。電圧指令［ｄ。

ｑ軸上では直流となり、ｖｃｄ”−ｒ３　Ｅ＋　Ｖｃｑ
”−０−ｃ’ある。ＩＬ−ＩＢに図示の個所の電流を取
り、２軸に変換してから、予測器を通す。これに逆にし
て、予測器を入れてから２軸に変換してもよいｂ予測器
出力と電圧制御出力の和をリミッタを通して電流制御へ
与える。ｉｔｔ流制御出力は再び３相へｆ＄Ａしてから
、３角波比較のＰＷＭ変調などによりインバータのスイ
ッチング指令を出す。なお、ｄｅｑ軸上のインバータ出
力電圧指令を直接ＰＷＭ変調するソフトウェア処理によ
る方法を用いてもよい。

次に第６図の電流制御系の原理を説明する。これは先願
の特願昭６２−１８９３５２号に詳細に説明しているの
で、ここではその要点を述べる。なお、以下ベクトル１
ｔハ太字で示すべきであるが、理解に支障がないので、
細字のま＼とする。第３図のリアクトルＬＢに関する方
程式を立てると、３相−括ベクトル表示により、 ＬＢ　−ＩＡ　＝　ＶＡ　−ＶＣ−Ｖｘ　　　　　　　
　”’α□□□ｔ 但し、ＩＡ、ＶＡ等は０４）式にそれぞれの添字を付け
た行列である。Ｌｓｉ（１５１式である。

またｖｘとインバータ電圧の関係として次式が成立する
。

Ｖｘ　−（ＶＡｕ　＋　ＶＡｖ　＋　ＶＡＮ）／３　　
　　　　　−・−（Ｉｆｎｏ国、ｏ（至）式よりＱη式
を得ることができる。

ｔ、８−　ＩＡ−ＤＶＡ　−ＶＣ−Ｑηｔ （１η式をｄ−ｑ軸に変換し、状態方程式の表現にする
と次式を得る。

以下ｄ−ｑ軸上のベクトル量をハツト△をつけへ。

△ ＶＡ等と表現する。

Ｇ９）弐に一式の形であるから、その離散暗化状態方程
式はりのＡ、Ｆを求める。

へ（ｔ）−Ａ’へ（ｔ）＋Ｆ’へ（ｔ）　−Ｆ’へ（１
）　　　　　　・・・（イ）へい。、）−給（ｋ）−ｐ
へ（ｋ）−Ｆへ（ｋ）　　　　　００．嬶）上式のＡＨ
前の（６）式と同じであるから、Ｆを求めると、次式の
ようになる。

（＝　（ａｌｎωｔ　）／ＧＪ　ＬＢ　　　　　　　　
　　　　・・・例ｄ　−（２／Ｇ）Ｌｓ）　５ｉｎ２（
ωＴ／２　）　　　　　　　　　−２５１＠Ｉ）式でリ
アクトルＬ８への印加電圧に注目し、それを制御変数と
して取り、次のようにおく。

△　　△　　へ ＶＡｃ（ｋ）−ｖＡ（ｋ）−Ｖｃ（ｋ）　　　　　　　
　　　　　−２ｖこれ１ｔ（２ｖ式に適用し、２変換す
ると△　　△　　　Δ ＺＩＡ（Ｚ）−ＡＩＡ（Ｚ）＋ＦＶＡＣ（Ｚ）　　　　
　　　　　　　　　　　−１２ｎ翰式をｄｅｑ成分につ
いて、ブロック図に示すと、主回路に第９図の点線の右
側に示す通りとなる。

係数すとｄにより、２軸数分が相互に干渉しあうので、
それをキャンセルすべく、ｂ／ｃトｄ／ｃノ補償成分を
相互にフィードフォワード項として制御信号に与える。

これで干渉σなくなるので、これに図示の通り比例十積
分系のＤｅａｄ　Ｂｅａｔ系を設ける。

有限時間整定とするための条件として、系の一巡伝達函
数の２根を共に０にするゲイン０１〜Ｇ４を求めると、 Ｇ　１　”Ｇ　ａ−１／Ｃ＊　　Ｇ　２−Ｇ４　”　−
ａ／ｃ　　　　　　　　　　　　　　　　””２８１以
上をまとめると、電流制御装置のブロック図ニ第１０図
に示す通りとなる。第３図のＣｐとＬＢが充分大きい場
合、上記のように電流マイナーループだけを独立して求
めることができる。このようにして求めた電流制御マイ
ナーループを第６図に適用すればよい。

以上によりＶＢ＊　ＩＬの急変に対し、Ｖｃｉ一定に保
ち得る制御系が完成した。

所要電力と電源からの電力をバランスさせるために負荷
電力及びバッテリーの充′１電流、電圧に応じて、ｖＣ
ＩのＶＢ＆Ｃ対する遅れ角？制御する必要がある。ただ
過渡的な電力のアンバランスにバッテリーから供給され
るので、この制御にバッテリーの平均的な電流を制御す
るものとなるので応答の遅いＰＬＬでよい。

こ＼でに既に説明したように、ｌ＠２図の従来技術と同
じＰＬＬの方式を利用しているが、それ以外の方法を用
いてもよい。

以上の説明では３相変換器としてインバータを用いた場
合について説明したが、第１１−　（ａ）図に示すよう
な高周波中間リンク形３相変換器でも同様のシステムを
構成できる。この方式はインバータ（７０５）で発生し
た高周波の単相電源１ｒ第１１−　（ｂ）図のような自
己消弧形翼子によるサイクロコンバータを３台、即ち（
７０１）、　（７０２）、　（７０３）を用いて低周波
電力［ｆ換し、！Ｊ　７９　トル（７０６）　、　（７
０７）　、（７０８）およびコンデンサ（７０９）、　
（７１０）、　（７１１）　Ｋよるフィルタを通して低
周波の正弦波を得るものである。

この場合はインバータと同じ第６図の制御回路を構成し
、そのＰＷＭＭ路の各相出力、例えばＵ相出力の後に舒
り分は回路を設け、インバータ出力の極性に応じて同期
して第ｕ−（ｂ）図のＱｌ、Ｑ２にｐｗＭの出力を振り
分けることで、Ｕ相出力としてはインバータの場合と同
じ波形を得ることができる。

即ち、この発明に電圧形インバータに限らず、電流指令
に追従できる植々の３相変換器に適用できるものである
。

さらに、以上の説明でハ１！流マイナールーズの制御と
電圧コントローラは共に有限時間整定制御で構成したも
のについて説明したが、通常のアナログＰＩＤ制御やデ
ィジタルＰＩＤ制御、あるいはヒステリシスコンパレー
タ方式など種々の制御方式を用いることができる。

１だ、負荷１１を流と交流電源電流との差を予測で求め
ているが、こｎ、は負荷・電流だけを予測してから′Ｉ
ｉｔ源電流全電流てもよい。また、２次子測以外の１次
子測や３次子測を用いてもよい。

また、以上の説明ではバッチリーラ有するＵＰＳについ
て説明したが、バッテリーの替わりに太陽電池を用いて
光発電システムへ応用することもできる。また、バッテ
リーを除き直流回路にはコンデンサだけを設け、インバ
ータが無効電力と高調波だけの制御を行なうアクティブ
フィルタにも、そのままの原理、構成で適用できること
はいうまでもない。

上記のように、この変換装置σ次のような多くの特徴を
持っている。

ｔｌ＋　　負荷の高調波は変換器が吸収するので電源電
流の旨調波は゛醒源電圧高調波によりＬｓ　Ｋ流れる成
分だけとなり、非常に少なくなる。

（２）　　この方式に電流マイナーループを持っている
ので、過電流によって変換器が故障する恐れがなく、常
時曲用と並列運転するのに適している。

（３）電源電圧の変動に対しても速やかに補償が行なわ
れ、負荷母線への影響は非常に少ない。

（４）電源−圧と負荷電流の３相不平衡に対しても瞬時
に効果的な制御が行なわれる。

以上の説明で明らかなように本発明により、従来方式の
問題点を根本的に解決することができる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、瞬時に直流を制御し
て負荷量１ｍ′＃を圧を所望の正弦波の電圧値とするよ
うにしたので、負荷の高調波により母線電圧が歪まず、
また過′ｆｔ流で変換器が故障する恐れがなくなる効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の詳細な説明するためのブロック図、＠
２図に従来方式の原理を示すブロック図、第３図は本発
明の一実施例を示す主回路構成を示すとともに、数学モ
デルを導出するための記号の定義を示す主回路図、＠４
図に本発明の主回路の等価回路、第５図は本発明の一実
施例を示す電圧コントローラのブロック図、第６図に本
発明の一実施例の制御回路と主回路の関係を示す構成図
、第７図に２次子測の原理を示す図、第８図に２次子測
のブロック図、第９図と第１０図は電流マイナールーズ
の一実施例の原理を示すブロック図、第１１図に３相変
換器の一構成例を示す主回路図である。 なお、図中、同一符号は同一、又ぼ相当部分を示す。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）３相の交流電源と３相の変換器が共通の負荷母線
   に対して並列運転し、負荷の有効・無効及び高調波電力
   を分担して供給する３相変換装置において、上記変換器
   はそれを構成する少なくとも一部の電気弁が１サイクル
   の間に複数回のスイッチングを行ない、上記変換器の交
   流出力電流波形を指令値に追従させることのできる電流
   追従制御形変換器とすると共に、交流電源と負荷母線の
   間に直列に接続したインダクタンスと上記負荷母線に並
   列に接続したコンデンサとを設け、上記変換器の電流指
   令値として、「上記負荷の各相電流と上記インダクタン
   スに流れる交流電源の各相電流との差の電流値の少なく
   とも２相成分を座標変換して得られた少なくとも２つの
   相互に独立した成分」および「上記負荷母線の各相電圧
   とこの負荷母線電圧の所望の３相指令値との偏差を修正
   するために上記変換器が出力すべき電流値の３相成分の
   うち少なくとも２相成分を座標変換して得られた少なく
   とも２つの互いに独立した成分」の和を与えるようにし
   たことを特徴とする３相変換装置。
2. （２）変換器の電流指令値を導出する制御回路をディジ
   タル離散時間制御とすると共に、上記の「負荷の各相電
   流と交流電源の各相電流との差の電流値」について、前
   のサンプル値と現任のサンプル値に基づいて、予測を行
   ない、変換器に次のサンプル時点で出力すべき指令値を
   与えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   ３相変換装置。
3. （３）サンプル値での予測方法は２次予測手法を用いた
   ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の３相変換
   装置。
4. （４）変換器の電流追従制御と上記変換器が出力すべき
   電流を導出する手段を有限時間整定制御としたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項に記載の３
   相変換装置。
5. （５）変換器は３相電圧形ＰＷＭインバータであること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第４項に記載
   の３相変換装置。
6. （６）変換器は電圧形インバータとサイクロコンバータ
   の組み合わせによる高周波中間リンク形であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項ないし第４項に記載の３
   相変換装置。