JP2665746B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はインバータ装置に関するもので、特に交流電
源と並列運転し、負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に
保つことのできるインバータ装置に関するものである。 〔従来の技術〕 従来から上記のような構成のインバータは研究されて
いたが、インバータの制御の方法が難かしく充分解明さ
れていなかつたことから、発明者の知るかぎり実用化さ
れた例はない。 例へば文献「無停電電源装置の一方式」、昭和52年電気
学会全国大会、講演論文集No.688,p864〜865が上記のイ
ンバータ方式の制御方法を若干述べているので、この文
献の第４図を本発明の図面様式と記号に基づき描き直
し、第２図に示す。 図においてインバータ（１）の出力はリアクトルL
S（５）とコンデンサCP（６）により高調波を除去さ
れ、負荷（３）の接続された負荷母線（８）に正弦波電
圧を得ている。 一方、交流電源（２）はリアクトルLB（７）を介して負
荷母線（８）へ接続されている。リアクトルLBはこの文
献では15％となつている。 交流電源（２）から負荷母線（８）へ流入する有効電
力は交流電源電圧VBと母線電圧VCの位相差をΔとする
とsimΔに比例する。この電力は負荷の要求する有効
電力とバツテリー（４）への充電電力、およびインバー
タ（１）の損失の和に等しい。 第２図の制御回路の動作は次の通りである。まず位相
差検出回路（100）は交流電源（２）とインバータ
（１）の位相差Δを検出しPLLアンプ（102）と発振器
（101）よりなるPLL回路へフイードバツクされる。電圧
制御アンプ（106）はバツテリー（４）の電圧検出回路
（109）による検出値と電圧設定（107）の差に応じ、バ
ツテリー電流の指令値を導出する。 電流制御アンプ（104）は上記の電流指令値と電流検出
回路（108）の検出値の差に応じ、PLL回路へ位相差の指
令値REFを与える。 以上によりインバータの運転位相は交流電源VBより適当
に遅れ、常にバツテリー（４）を電圧設定（107）の指
令電圧で充電しつつ、負荷（３）の有効電力を交流電源
VBから取るような値となる。 なお、ここでは位相差検出回路（100）へ与えるイン
バータ側位相をインバータ（１）の出力から取つている
が、点線で示したように、コンデンサ（６）の端子から
VCを与えてもよい。これはインバータ出力とVCはほぼ同
じ傾向の動きをするからである。 次に電圧制御アンプ（112）は電圧設定（111）と電圧検
出回路（114）で検出した負荷母線（８）電圧の検出値
の差に応じ、インバータ（１）の電圧を制御する。但し
この制御は電圧の平均値にもとづく制御である。 〔発明が解決しようとする問題点〕 以上説明した従来技術では次のような問題があつた。 （１）母線電圧の制御がその平均値にもとづくものであ
るため、整流器などの高調波の多い負荷の場合は、母線
電圧に歪を生じる。 （２）インバータは通常の電圧形インバータにフイルタ
を設け正弦波電圧を得るように構成したものであるた
め、過電流に弱く、交流電源電圧VBが急変したときなど
に過大な横流が流れ、インバータが転流失敗する恐れが
大きい。 この発明は上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので母線電圧に歪を生じない、また、負荷急変時
にもインバータが正常に動作するインバータ装置を提供
することを目的としている。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係るインバータ装置は交流電源とインバー
タが共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷の有効・無
効電力及び高調波電力を分担して供給する変換器システ
ムにおいて、上記インバータはそれを構成する少くとも
一部の電気弁が１サイクルの間に複数回のスイツチング
を行ない、インバータの交流出力電流波形を指令値に追
従させることのできる電流追従制御形インバータとする
と共に、 交流電源と負荷母線の間に直列にインダクタンスと上
記負荷母線に並列に接続したコンデンサとを備えたもの
である。 〔作用〕 このインバータ装置はインバータの電流指令値として
「上記負荷電流と上記インダクタンスに流れる交流電源
電流との差の電流値」および「上記負荷母線電圧とこの
負荷母線電圧の所望の正弦波指令値との偏差を修正する
ために上記インバータが出力すべき電流値」との和を与
えて制御を行う。 〔発明の実施例〕 本発明は従来方式の上記のような欠点を解消するため
になされたもので、まず上記の問題点（２）を解消する
ために、PWMインバータに高速の電流マイナーループを
設け、その電流指令値を負荷母線電圧が常に所定の正弦
波になるように与えるという方式を取つている。電流マ
イナーループに与える指令値にリミツタを設けることに
より、出力過電流はインバータ自身の基本特性により本
質的に防止される。詳細原理は後述するが、負荷母線電
圧を正弦波とすべくインバータが出力すべき電流は次の
二つの要素である。 （ａ）負荷電流から交流電源電流を引いた電流値。 （ｂ）負荷母線電圧の正弦波指令値と実際値の偏差を補
正する電圧コントローラからの補正電流指令。 上記の（ａ）項は負荷電流の情報を含んでいるので、
それをインバータが瞬時追従制御することにより、高調
波を含んだ負荷電流を瞬時にインバータが追従し、負荷
母線電圧の歪を制御する。また交流電源電圧が変動した
結果、（ａ）項に含まれた交流電源電流が変化すること
も直ちに反映されるので、負荷母線電圧は影響を受け
ず、定電圧を保つことができる。 さらに負荷母線電圧の指令値と実際値の差を修正する電
圧コントローラの出力である補正電流指令が、それ以外
の原因による電圧偏差を全て修正する作用を行い負荷母
線電圧を正弦波に保つ。 以下第１図にもとづき本発明の原理を説明する。図にお
いて第２図と同じ番号のものは同じ機能を示す。但し第
２図は出力電圧の平均値にもとづき動作する制御系であ
るのに対し、第１図は出力電流、電圧の瞬時値を制御す
るものであるので、第１図では瞬時値制御のものは200
番代のブロツクとし、区別している。 バツテリーの電流、電圧を所定値に制御するPLLの原
理は第２図と同じで、そのPLLはV/F発振器（115）の周
波数を制御し、それに応じて正弦波の電圧基準発生回路
（211）の周波数と位相が制御される。 瞬時追従制御形の電流コントローラ（217）は電圧コ
ントローラ（212）の電流指令▲Ｉ* A▼にもとづき、PWM
回路（219）へインバータの発生すべき電圧指令▲Ｖ* A
▼を与える。ここで電流センサ（218）はインバータの
出力電流IAの瞬時値をフイードバツクするものである。 電圧コントローラ（212）はコンデンサCPの電圧、即ち
負荷母線（８）の電圧VCの瞬時値が正弦波電圧基準▲Ｖ
* C▼と一致するように電流コントローラ（217）へ電流
指令▲Ｉ* A▼を与える。 本発明では上記のように電流マイナーループ付きインバ
ータを用いるとともに上記の電圧コントローラ（212）
が▲Ｉ* A▼を導出する方法を特に工夫し、負荷の高調波
や、交流電源の電圧VBの変動の影響を受け難くしてい
る。 次にその制御方式の原理の詳細を説明する。 第３図に示す主回路図において、インバータ（１）はト
ランジスタQ1からQ4およびダイオードD1からD4よりなる
数KHZ以上のスイツチングの単相ブリツジインバータ
で、PWM回路（219）の指令パルスに基づき、出力電圧指
令▲Ｖ* A▼に対応した出力電圧VAを発生する。 この図において、インバータの出力電流IAは電流マイナ
ーループにより理想的に制御されていて、インバータ
（１）とリアクトルLS（５）をあわせて理想電流源と見
なしうるものとし、自己消孤形素子200a,200bによるス
イツチ200が閉の時の状態方程式を作ると次式を得る。 これを一般的な状態方程式表示の（２）式とし、時間Ｔ
で離散化して、（３）式の形とする。 （ｔ）＝Ａ′Ｘ（ｔ）＋Ｂ′Ｕ（ｔ）−Ｂ′Ｗ（ｔ）
＋Ｈ′Ｖ（ｔ） ……（２） Ｘ（Ｋ＋１）＝AX（ｋ）＋BU（ｋ）−BW（ｋ）＋HV
（ｋ） ……（３） ここで なお（２）式を（３）式の形に離散化する上記の手法は
文献Benjamin C.Kuo,“Lligital Control Systems",198
0,Holt,Reinehart and Winston,Inc.に示されている一
般的手法である。 上記の（３）式と（４），（５），（６）式より （７）式をＺ交換した後、VCの関係式をブロツク図に示
すと第４図の点線の右側の主回路ブロツク図が得られる
のでIL，IB，VBによる外乱をフイードフオワード項で補
償した後ゲインG1の比例制御の電圧制御を図示のように
設ける。 ゲインG1は通常のPID制御系の手法により設定してもよ
いが、高速応答とするため、有限時間整定制御となるよ
うに設定する。 この系を有限時間整定とする条件は、ループ伝達函数の
特性方程式の根を０とする条件より次式となる。 G1＝a11／b11＝α２CPcotα２Ｔ ……（８） なお第４図でa12／b1＝１である。即ちインバータは負
荷電流ILから交流電源電流IBを引いたIL−IBをフイード
フオワード的に出力する。 交流電源の電圧VBに関係するh1／b1の項は、 となる係数であるが、これはデイジタル制御のときのみ
現われる係数で、アナログ連続制御ではＴ＝０のため、
この項は不要である。この項の意味はサンプル期間中の
交流電源電圧のコンデンサ電圧VCへの影響をキヤンセル
することである。 以上のように本方式では、コンデンサ電圧VCに対する外
乱IL，IB，VBを全てフイードフオワードで補償した上、
さらにコンデンサ電圧VCの指令値▲Ｖ* C▼からの偏差を
有限時間整定制御で修正しているので、コンデンサ電圧
VCはきわめて忠実に指令値▲Ｖ* C▼を追従できる。 第４図のＸ点に得られる信号は電流ループへの指令であ
るので、これを電流ループへ与えることにより、第５図
に示す全システムのブロツク図が得られる。 第５図の電流マイナーループの制御方式は電圧制御と同
様のデイジタル方式の有限時間整定制御である。 次にこの電流マイナーループの原理は既に特願昭61−91
192で説明ずみのものと同じであるが改めて次に説明す
る。第３図において、負荷（３）とリアクトルLB（７）
の回路をまとめて電流がIX＝IL−IBの負荷と見なす。 インバータ回路について状態方程式を立てると ここで（10）式を（11）式の形と見ることができるの
で、それを時間Ｔで離散化して（12）式のようにする。 （ｔ）＝Ａ′×（ｔ）＋Ｂ′ｕ（ｔ）＋Ｆ′ｗ（ｔ） ……（11） Ｘ（ｋ＋１）＝Ａ×（ｋ）＋Bu（ｋ）＋Fw（ｋ） ……（12） ここでA,B,Fは下記のマトリクスである。 但し である。 上記の（12）から（15）式より（16）式が得られる。 （16）式のインバータ電流の式をＺ変換すると ZIA＝AIA−BVC＋BVA＋FIX ……（17） これをブロツク図に示すと第６図の右半分に示す通りと
なる。これに積分ゲインG1と比例ゲインG2のＩ−Ｐ制御
系を設ける。またＦ項による電流IXに関する外乱をF/B
項で補償し、コンデンサ電圧VCに対抗する電圧をプラス
してＹ点にインバータ電圧指令として与えている。 この系を有限時間整定とする条件は、そのループ伝達函
数の特性方程式の２根を共に０とすることより、 G1＝1/B,G2＝A/B ……（13） となる。 第６図の電流マイナーループを第４図に適用したものが
第５図である。 次に第５図ではデイジタル制御のためIL−IBの追従が１
サンプル遅れることを改善するため、２次予測制御を用
いているので、その原理を第７図により説明する。 図において現在ｔ＝kTとして、（ｋ+1）Ｔでの電流Ｉ
（ｋ+1）の予測値Ｉ＊（ｋ）を求めるために、過去の２
点と現在の電流の検出値Ｉ（ｋ-2）,I（ｋ-1）,I（ｋ）
を通る２次曲線を想定し、Ｉ（ｋ+1）がその上に乗ると
仮定して予測する手法である。このときの関係式は IL（ｋ+1）▲Ｉ* L▼（ｋ）＝3IL（ｋ）−3IL（ｋ-1）
＋IL（ｋ-2） ……（19） で与えられ、第８図のブロツク図で示すことができる。 第５図ではこの手法により、１サンプル先きの（IL−
IB）を予測しているので、追従遅れが少なくなり良い結
果を得ることができる。もちろんサンプリング時間Ｔが
充分短い時や、アナログ制御の場合はこのような予測が
なくとも充分良い結果を得ることができる。 以上によりVB，ILの急変に対し、VCを一定に保ち得る制
御系が完成した。 所要電力と電源からの電力をバランスさせるために負荷
電力及びバツテリーの充電電流、電圧に応じて、VCのVB
に対する遅れ角を制御する必要がある。ただ過渡的な電
力のアンバランスはバツテリーの平均的な電流を制御す
るものとなるので応答の遅いPLLでよい。 ここでは既に説明したように第２図の従来技術と同じPL
Lを利用している。 上記の手法により構成した単相UPSシスムテの特性を
シミユレーシヨンした結果を第９図に示す。条件は下記
の通りである。 Ｔ＝150μS,スチツチング周波数fsw＝6.666KHz, LS＝500μH,LS＝2MH, CP＝200μF,素子のスイツチング遅れ時間 Td＝０μS,同期式三角波比較PWM方式 ＋20％と−40％のVB急変及び30％→100％→３％の負荷
急変に際し、出力電圧の変動は非常に小さく、また1.0m
SEC程度で整定している。特に電源電圧変動の影響は非
常に小さく抑制されており、充電器レスシステムの有用
性を知ることができる。 以上の説明では電流マイナーループの制御と電圧コン
トローラは共に有限時間整定制御で構成したものについ
て説明したが、通常のアナログPID制御やデイジタルPID
制御、あるいはヒステリシスコンパレータ方式など種々
の制御方式を用いることができる。 また負荷電流と交流電源電との差を予測で求めている
が、これは負荷電流だけを予測してから電源電流を引い
てもよい。また２次予測以外の１次予測や３次予測を用
いてもよい。 以上の説明ではバツテリーを有するUPSについて説明
したが、バツテリーの替わりに太陽電池を用いて光発電
システムへ応用することもできる。また直流回路にはコ
ンデンサだけを設け、インバータが無効電力と高調波だ
けの制御を行うアクテイブフイルタにもそのままの原
理、構成で通用できることは云うまでもない。 上記のようにこのインバータ装置は次のような多くの特
長を持つている。 （１）負荷の高調波はインバータが吸収するので電源電
流の高調波は電源電圧高調波によりLBに流れる成分だけ
となり、非常に少なくなる。 （２）この方式は電流マイナーループを持つているの
で、過電流によつてインバータが故障する恐れがなく、
常時、商用と並列運転するのに適している。 （３）電源電圧の変動に対しても速やかに補償が行なわ
れ、負荷母線への影響は非常に少ない。 以上の説明で明らかなように本発明により、従来方式
の問題点が解決し、さらに進んで、従来の充電器付きUP
Sに比較して同等あるいはそれ以上の特長を持つたUPSを
構成し得る方法を実現することができた。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、瞬時に電流を制御
して負荷母線電圧を所望の正弦波の電圧値とするように
したので、負荷の高調波により母線電圧が歪まず、ま
た、過電流でインバータが故障する恐れがなくなる効果
がある。
源と並列運転し、負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に
保つことのできるインバータ装置に関するものである。 〔従来の技術〕 従来から上記のような構成のインバータは研究されて
いたが、インバータの制御の方法が難かしく充分解明さ
れていなかつたことから、発明者の知るかぎり実用化さ
れた例はない。 例へば文献「無停電電源装置の一方式」、昭和52年電気
学会全国大会、講演論文集No.688,p864〜865が上記のイ
ンバータ方式の制御方法を若干述べているので、この文
献の第４図を本発明の図面様式と記号に基づき描き直
し、第２図に示す。 図においてインバータ（１）の出力はリアクトルL
S（５）とコンデンサCP（６）により高調波を除去さ
れ、負荷（３）の接続された負荷母線（８）に正弦波電
圧を得ている。 一方、交流電源（２）はリアクトルLB（７）を介して負
荷母線（８）へ接続されている。リアクトルLBはこの文
献では15％となつている。 交流電源（２）から負荷母線（８）へ流入する有効電
力は交流電源電圧VBと母線電圧VCの位相差をΔとする
とsimΔに比例する。この電力は負荷の要求する有効
電力とバツテリー（４）への充電電力、およびインバー
タ（１）の損失の和に等しい。 第２図の制御回路の動作は次の通りである。まず位相
差検出回路（100）は交流電源（２）とインバータ
（１）の位相差Δを検出しPLLアンプ（102）と発振器
（101）よりなるPLL回路へフイードバツクされる。電圧
制御アンプ（106）はバツテリー（４）の電圧検出回路
（109）による検出値と電圧設定（107）の差に応じ、バ
ツテリー電流の指令値を導出する。 電流制御アンプ（104）は上記の電流指令値と電流検出
回路（108）の検出値の差に応じ、PLL回路へ位相差の指
令値REFを与える。 以上によりインバータの運転位相は交流電源VBより適当
に遅れ、常にバツテリー（４）を電圧設定（107）の指
令電圧で充電しつつ、負荷（３）の有効電力を交流電源
VBから取るような値となる。 なお、ここでは位相差検出回路（100）へ与えるイン
バータ側位相をインバータ（１）の出力から取つている
が、点線で示したように、コンデンサ（６）の端子から
VCを与えてもよい。これはインバータ出力とVCはほぼ同
じ傾向の動きをするからである。 次に電圧制御アンプ（112）は電圧設定（111）と電圧検
出回路（114）で検出した負荷母線（８）電圧の検出値
の差に応じ、インバータ（１）の電圧を制御する。但し
この制御は電圧の平均値にもとづく制御である。 〔発明が解決しようとする問題点〕 以上説明した従来技術では次のような問題があつた。 （１）母線電圧の制御がその平均値にもとづくものであ
るため、整流器などの高調波の多い負荷の場合は、母線
電圧に歪を生じる。 （２）インバータは通常の電圧形インバータにフイルタ
を設け正弦波電圧を得るように構成したものであるた
め、過電流に弱く、交流電源電圧VBが急変したときなど
に過大な横流が流れ、インバータが転流失敗する恐れが
大きい。 この発明は上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので母線電圧に歪を生じない、また、負荷急変時
にもインバータが正常に動作するインバータ装置を提供
することを目的としている。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係るインバータ装置は交流電源とインバー
タが共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷の有効・無
効電力及び高調波電力を分担して供給する変換器システ
ムにおいて、上記インバータはそれを構成する少くとも
一部の電気弁が１サイクルの間に複数回のスイツチング
を行ない、インバータの交流出力電流波形を指令値に追
従させることのできる電流追従制御形インバータとする
と共に、 交流電源と負荷母線の間に直列にインダクタンスと上
記負荷母線に並列に接続したコンデンサとを備えたもの
である。 〔作用〕 このインバータ装置はインバータの電流指令値として
「上記負荷電流と上記インダクタンスに流れる交流電源
電流との差の電流値」および「上記負荷母線電圧とこの
負荷母線電圧の所望の正弦波指令値との偏差を修正する
ために上記インバータが出力すべき電流値」との和を与
えて制御を行う。 〔発明の実施例〕 本発明は従来方式の上記のような欠点を解消するため
になされたもので、まず上記の問題点（２）を解消する
ために、PWMインバータに高速の電流マイナーループを
設け、その電流指令値を負荷母線電圧が常に所定の正弦
波になるように与えるという方式を取つている。電流マ
イナーループに与える指令値にリミツタを設けることに
より、出力過電流はインバータ自身の基本特性により本
質的に防止される。詳細原理は後述するが、負荷母線電
圧を正弦波とすべくインバータが出力すべき電流は次の
二つの要素である。 （ａ）負荷電流から交流電源電流を引いた電流値。 （ｂ）負荷母線電圧の正弦波指令値と実際値の偏差を補
正する電圧コントローラからの補正電流指令。 上記の（ａ）項は負荷電流の情報を含んでいるので、
それをインバータが瞬時追従制御することにより、高調
波を含んだ負荷電流を瞬時にインバータが追従し、負荷
母線電圧の歪を制御する。また交流電源電圧が変動した
結果、（ａ）項に含まれた交流電源電流が変化すること
も直ちに反映されるので、負荷母線電圧は影響を受け
ず、定電圧を保つことができる。 さらに負荷母線電圧の指令値と実際値の差を修正する電
圧コントローラの出力である補正電流指令が、それ以外
の原因による電圧偏差を全て修正する作用を行い負荷母
線電圧を正弦波に保つ。 以下第１図にもとづき本発明の原理を説明する。図にお
いて第２図と同じ番号のものは同じ機能を示す。但し第
２図は出力電圧の平均値にもとづき動作する制御系であ
るのに対し、第１図は出力電流、電圧の瞬時値を制御す
るものであるので、第１図では瞬時値制御のものは200
番代のブロツクとし、区別している。 バツテリーの電流、電圧を所定値に制御するPLLの原
理は第２図と同じで、そのPLLはV/F発振器（115）の周
波数を制御し、それに応じて正弦波の電圧基準発生回路
（211）の周波数と位相が制御される。 瞬時追従制御形の電流コントローラ（217）は電圧コ
ントローラ（212）の電流指令▲Ｉ* A▼にもとづき、PWM
回路（219）へインバータの発生すべき電圧指令▲Ｖ* A
▼を与える。ここで電流センサ（218）はインバータの
出力電流IAの瞬時値をフイードバツクするものである。 電圧コントローラ（212）はコンデンサCPの電圧、即ち
負荷母線（８）の電圧VCの瞬時値が正弦波電圧基準▲Ｖ
* C▼と一致するように電流コントローラ（217）へ電流
指令▲Ｉ* A▼を与える。 本発明では上記のように電流マイナーループ付きインバ
ータを用いるとともに上記の電圧コントローラ（212）
が▲Ｉ* A▼を導出する方法を特に工夫し、負荷の高調波
や、交流電源の電圧VBの変動の影響を受け難くしてい
る。 次にその制御方式の原理の詳細を説明する。 第３図に示す主回路図において、インバータ（１）はト
ランジスタQ1からQ4およびダイオードD1からD4よりなる
数KHZ以上のスイツチングの単相ブリツジインバータ
で、PWM回路（219）の指令パルスに基づき、出力電圧指
令▲Ｖ* A▼に対応した出力電圧VAを発生する。 この図において、インバータの出力電流IAは電流マイナ
ーループにより理想的に制御されていて、インバータ
（１）とリアクトルLS（５）をあわせて理想電流源と見
なしうるものとし、自己消孤形素子200a,200bによるス
イツチ200が閉の時の状態方程式を作ると次式を得る。 これを一般的な状態方程式表示の（２）式とし、時間Ｔ
で離散化して、（３）式の形とする。 （ｔ）＝Ａ′Ｘ（ｔ）＋Ｂ′Ｕ（ｔ）−Ｂ′Ｗ（ｔ）
＋Ｈ′Ｖ（ｔ） ……（２） Ｘ（Ｋ＋１）＝AX（ｋ）＋BU（ｋ）−BW（ｋ）＋HV
（ｋ） ……（３） ここで なお（２）式を（３）式の形に離散化する上記の手法は
文献Benjamin C.Kuo,“Lligital Control Systems",198
0,Holt,Reinehart and Winston,Inc.に示されている一
般的手法である。 上記の（３）式と（４），（５），（６）式より （７）式をＺ交換した後、VCの関係式をブロツク図に示
すと第４図の点線の右側の主回路ブロツク図が得られる
のでIL，IB，VBによる外乱をフイードフオワード項で補
償した後ゲインG1の比例制御の電圧制御を図示のように
設ける。 ゲインG1は通常のPID制御系の手法により設定してもよ
いが、高速応答とするため、有限時間整定制御となるよ
うに設定する。 この系を有限時間整定とする条件は、ループ伝達函数の
特性方程式の根を０とする条件より次式となる。 G1＝a11／b11＝α２CPcotα２Ｔ ……（８） なお第４図でa12／b1＝１である。即ちインバータは負
荷電流ILから交流電源電流IBを引いたIL−IBをフイード
フオワード的に出力する。 交流電源の電圧VBに関係するh1／b1の項は、 となる係数であるが、これはデイジタル制御のときのみ
現われる係数で、アナログ連続制御ではＴ＝０のため、
この項は不要である。この項の意味はサンプル期間中の
交流電源電圧のコンデンサ電圧VCへの影響をキヤンセル
することである。 以上のように本方式では、コンデンサ電圧VCに対する外
乱IL，IB，VBを全てフイードフオワードで補償した上、
さらにコンデンサ電圧VCの指令値▲Ｖ* C▼からの偏差を
有限時間整定制御で修正しているので、コンデンサ電圧
VCはきわめて忠実に指令値▲Ｖ* C▼を追従できる。 第４図のＸ点に得られる信号は電流ループへの指令であ
るので、これを電流ループへ与えることにより、第５図
に示す全システムのブロツク図が得られる。 第５図の電流マイナーループの制御方式は電圧制御と同
様のデイジタル方式の有限時間整定制御である。 次にこの電流マイナーループの原理は既に特願昭61−91
192で説明ずみのものと同じであるが改めて次に説明す
る。第３図において、負荷（３）とリアクトルLB（７）
の回路をまとめて電流がIX＝IL−IBの負荷と見なす。 インバータ回路について状態方程式を立てると ここで（10）式を（11）式の形と見ることができるの
で、それを時間Ｔで離散化して（12）式のようにする。 （ｔ）＝Ａ′×（ｔ）＋Ｂ′ｕ（ｔ）＋Ｆ′ｗ（ｔ） ……（11） Ｘ（ｋ＋１）＝Ａ×（ｋ）＋Bu（ｋ）＋Fw（ｋ） ……（12） ここでA,B,Fは下記のマトリクスである。 但し である。 上記の（12）から（15）式より（16）式が得られる。 （16）式のインバータ電流の式をＺ変換すると ZIA＝AIA−BVC＋BVA＋FIX ……（17） これをブロツク図に示すと第６図の右半分に示す通りと
なる。これに積分ゲインG1と比例ゲインG2のＩ−Ｐ制御
系を設ける。またＦ項による電流IXに関する外乱をF/B
項で補償し、コンデンサ電圧VCに対抗する電圧をプラス
してＹ点にインバータ電圧指令として与えている。 この系を有限時間整定とする条件は、そのループ伝達函
数の特性方程式の２根を共に０とすることより、 G1＝1/B,G2＝A/B ……（13） となる。 第６図の電流マイナーループを第４図に適用したものが
第５図である。 次に第５図ではデイジタル制御のためIL−IBの追従が１
サンプル遅れることを改善するため、２次予測制御を用
いているので、その原理を第７図により説明する。 図において現在ｔ＝kTとして、（ｋ+1）Ｔでの電流Ｉ
（ｋ+1）の予測値Ｉ＊（ｋ）を求めるために、過去の２
点と現在の電流の検出値Ｉ（ｋ-2）,I（ｋ-1）,I（ｋ）
を通る２次曲線を想定し、Ｉ（ｋ+1）がその上に乗ると
仮定して予測する手法である。このときの関係式は IL（ｋ+1）▲Ｉ* L▼（ｋ）＝3IL（ｋ）−3IL（ｋ-1）
＋IL（ｋ-2） ……（19） で与えられ、第８図のブロツク図で示すことができる。 第５図ではこの手法により、１サンプル先きの（IL−
IB）を予測しているので、追従遅れが少なくなり良い結
果を得ることができる。もちろんサンプリング時間Ｔが
充分短い時や、アナログ制御の場合はこのような予測が
なくとも充分良い結果を得ることができる。 以上によりVB，ILの急変に対し、VCを一定に保ち得る制
御系が完成した。 所要電力と電源からの電力をバランスさせるために負荷
電力及びバツテリーの充電電流、電圧に応じて、VCのVB
に対する遅れ角を制御する必要がある。ただ過渡的な電
力のアンバランスはバツテリーの平均的な電流を制御す
るものとなるので応答の遅いPLLでよい。 ここでは既に説明したように第２図の従来技術と同じPL
Lを利用している。 上記の手法により構成した単相UPSシスムテの特性を
シミユレーシヨンした結果を第９図に示す。条件は下記
の通りである。 Ｔ＝150μS,スチツチング周波数fsw＝6.666KHz, LS＝500μH,LS＝2MH, CP＝200μF,素子のスイツチング遅れ時間 Td＝０μS,同期式三角波比較PWM方式 ＋20％と−40％のVB急変及び30％→100％→３％の負荷
急変に際し、出力電圧の変動は非常に小さく、また1.0m
SEC程度で整定している。特に電源電圧変動の影響は非
常に小さく抑制されており、充電器レスシステムの有用
性を知ることができる。 以上の説明では電流マイナーループの制御と電圧コン
トローラは共に有限時間整定制御で構成したものについ
て説明したが、通常のアナログPID制御やデイジタルPID
制御、あるいはヒステリシスコンパレータ方式など種々
の制御方式を用いることができる。 また負荷電流と交流電源電との差を予測で求めている
が、これは負荷電流だけを予測してから電源電流を引い
てもよい。また２次予測以外の１次予測や３次予測を用
いてもよい。 以上の説明ではバツテリーを有するUPSについて説明
したが、バツテリーの替わりに太陽電池を用いて光発電
システムへ応用することもできる。また直流回路にはコ
ンデンサだけを設け、インバータが無効電力と高調波だ
けの制御を行うアクテイブフイルタにもそのままの原
理、構成で通用できることは云うまでもない。 上記のようにこのインバータ装置は次のような多くの特
長を持つている。 （１）負荷の高調波はインバータが吸収するので電源電
流の高調波は電源電圧高調波によりLBに流れる成分だけ
となり、非常に少なくなる。 （２）この方式は電流マイナーループを持つているの
で、過電流によつてインバータが故障する恐れがなく、
常時、商用と並列運転するのに適している。 （３）電源電圧の変動に対しても速やかに補償が行なわ
れ、負荷母線への影響は非常に少ない。 以上の説明で明らかなように本発明により、従来方式
の問題点が解決し、さらに進んで、従来の充電器付きUP
Sに比較して同等あるいはそれ以上の特長を持つたUPSを
構成し得る方法を実現することができた。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、瞬時に電流を制御
して負荷母線電圧を所望の正弦波の電圧値とするように
したので、負荷の高調波により母線電圧が歪まず、ま
た、過電流でインバータが故障する恐れがなくなる効果
がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の原理を説明するためのブロツク図、第
２図は従来の原理を示すブロツク図、第３図は本発明の
一実施例を示す主回路構成を示すとともに、数学モデル
を導出するための記号の定義を示す主回路図、第４図は
本発明の一実施例を示す電圧コントローラのブロツク
図、第５図は第４図の本発明の電圧コントローラと電流
コントローラ及び主回路の関係を示すブロツク図、第６
図は電流コントローラの原理を示すブロツク図、第７図
は２次予測の原理を示す図、第８図は２次予測のブロツ
ク図、第９図は本発明のシミユレーシヨンによる動作の
シミユレーシヨン波形図である。 なお、図中同一符号は、同一又は相当部分を示す。
２図は従来の原理を示すブロツク図、第３図は本発明の
一実施例を示す主回路構成を示すとともに、数学モデル
を導出するための記号の定義を示す主回路図、第４図は
本発明の一実施例を示す電圧コントローラのブロツク
図、第５図は第４図の本発明の電圧コントローラと電流
コントローラ及び主回路の関係を示すブロツク図、第６
図は電流コントローラの原理を示すブロツク図、第７図
は２次予測の原理を示す図、第８図は２次予測のブロツ
ク図、第９図は本発明のシミユレーシヨンによる動作の
シミユレーシヨン波形図である。 なお、図中同一符号は、同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．交流電源とインバータが共通の負荷母線に対し並列
運転し、負荷の有効・無効電力及び高調波電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記インバータは
それを構成する少くとも一部の電気弁が１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行ない、インバータの交流出
力電流波形を指令値に追従させることのできる電流追従
制御形インバータとすると共に、交流電源と負荷母線の
間に直列に接続したインダクタンスと上記負荷母線に並
列に接続したコンデンサとを備え、 上記インバータの指令値として、「上記負荷電流と上記
インダクタンスに流れる交流電源電流との差の電流値」
と「上記負荷母線電圧とこの負荷母線電圧の所望の正弦
波指令値との偏差を修正するために上記インバータが出
力すべき電流値」との和を与えるようにしたことを特徴
とするインバータ装置。 ２．インバータへの電流指令値を導出する制御回路をデ
ィジタル離散化制御とすると共に、上記負荷電流と交流
電源電流との差の電流値を求めるために、前のサンプル
値と現在のサンプル値に基づいて予測を行うようにした
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のインバ
ータ装置。 ３．サンプル値での予測は、２次予測法を用いたことを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載のインバータ装
置。 ４．インバータの電流追従制御と上記インバータが出力
すべき電流値を求める手段とを有限時間整定制御とした
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項の
いずれかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62228831A JP2665746B2 (ja) | 1987-09-10 | 1987-09-10 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62228831A JP2665746B2 (ja) | 1987-09-10 | 1987-09-10 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01174276A JPH01174276A (ja) | 1989-07-10 |
| JP2665746B2 true JP2665746B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=16882540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62228831A Expired - Fee Related JP2665746B2 (ja) | 1987-09-10 | 1987-09-10 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2665746B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009044951A (ja) * | 2007-07-18 | 2009-02-26 | Eamex Co | イオン伝導複合体アクチュエータの駆動制御装置およびその駆動制御方法 |
| JP5999576B2 (ja) * | 2012-04-11 | 2016-09-28 | 株式会社Ihi | 家屋用電力供給システム、家屋及び電気自動車 |
-
1987
- 1987-09-10 JP JP62228831A patent/JP2665746B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01174276A (ja) | 1989-07-10 |
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