JP7519873B2

JP7519873B2 - 磁界共振電源装置

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Publication number: JP7519873B2
Application number: JP2020178025A
Authority: JP
Inventors: 雅史山口; 由樹八島
Original assignee: Nichicon Corp
Current assignee: Nichicon Corp
Priority date: 2020-10-23
Filing date: 2020-10-23
Publication date: 2024-07-22
Anticipated expiration: 2040-10-23
Also published as: JP2022069069A; JP2024128044A

Description

本発明は、磁界共振を利用した電力伝送を行う磁界共振電源装置に関する。

磁界共振を利用した電力伝送を行う磁界共振電源装置として、例えば、非接触の伝送コイルを有するワイヤレス充電器の場合、電気自動車に対して非接触で数キロワット程度の伝送電力を供給することができる。この磁界共振電源装置においては、送電側給電部と受電側給電部とをそれぞれ単一のスイッチング素子で動作するシングルエンデッドコンバータで構成し、位相シフト制御により伝送電力を制御することが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

位相シフト制御を行うことにより、送電側給電部の前段および受電側給電部の後段で電圧制御を行う必要がなくなる。その結果、送電側給電部の前段および受電側給電部の後段に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、昇降圧チョッパ回路）が不要となるので、電源装置全体のコストを低減することができる。

しかしながら、位相シフト制御を行うことにより、低負荷時において伝送電力の伝送効率が大きく低下してしまうという問題がある。例えば、６［ｋＷ］の定格負荷に対して、負荷が３［ｋＷ］、１．５［ｋＷ］と低下するにつれて、伝送効率は８１％、５０％と低下してしまう。

特許文献１に記載の上記磁界共振電源装置では、送電側給電部の共振コンデンサと伝送コイル間および受電側給電部の共振コンデンサと伝送コイル間に、伝送電力とは無関係に非常に大きな共振電流が無効電流として流れる。この共振電流が共振コンデンサと伝送コイルからなる共振回路に流れることで、共振回路の抵抗成分により熱として損失が発生する。例えば、共振電流が８０［Ａ］、共振回路の抵抗が５０［ｍΩ］とすると３２０［Ｗ］の損失が発生し、伝送電力が６［ｋＷ」のときは約５％の損失になる。出力電圧が３５０［Ｖ］の場合、伝送電力が６［ｋＷ］のときの有効電流は１７［Ａ］なので、無効電流である共振電流は有効電流の約５倍になる。

しかも、共振電流の大きさは負荷の大きさとは無関係なので、伝送電力が小さくなる低負荷時には、共振電流の損失による影響が大きくなる。例えば、伝送電力が１．５［ｋＷ］のときには、約２１％の損失となる。このときの有効電流は３［Ａ］なので、無効電流である共振電流は有効電流の約２７倍になる。このように、低負荷時には共振電流の損失による影響がより大きくなり、伝送効率が大きく低下してしまうという問題がある。また、共振電流が伝送コイルに流れることにより、近接効果の影響で、伝送コイルに異常発熱が発生するという問題もあり、対策にコストを要すという課題が発生する。

なお、特許文献２では、１次側の有効電流を増加させるように周波数を制御することで、伝送電力の伝送効率を改善する方法が提案されている。しかしながら、上記磁界共振電源装置のように位相シフト制御を行う場合、特許文献２に記載の方法で周波数を変化させて有効電流を増加させても、共振電流の大きさは変化しないので、低負荷時における伝送効率の低下を抑制することはできない。

特開２０２０－７８２３２号公報特開２０１３－１７２５６号公報

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、低負荷時における伝送効率の低下を抑制することが可能な磁界共振電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の一実施形態に係る磁界共振電源装置は、
第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、第２スイッチング素子、および前記第２スイッチング素子に並列接続された第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子のターンオフと前記第２スイッチング素子のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間を、前記伝送電力の電力値に応じて制御する位相シフト制御回路と、
前記伝送電力の前記電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路と、
を備えることを特徴とする。

この構成によれば、伝送電力の電力値に応じて第１スイッチング素子のターンオフを制御することで第１スイッチング素子のオン時間を制御するので、伝送電力が小さくなるときに第１スイッチング素子のオン時間を短くすることで共振電流を小さくすることができる。その結果、伝送電力が小さくなる低負荷時に共振電流の影響により損失が大きくなるのを抑制でき、伝送効率が大きく低下してしまうのを抑制できる。

また、上記課題を解決するために、本発明の他の実施形態に係る磁界共振電源装置は、
第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、および第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記第２ダイオードは、磁界共振により、前記第１スイッチング素子がターンオフしてから所定の時間差である第１位相シフト時間の経過後にターンオフし、
前記制御部は、
前記伝送電力の前記電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路を備えることを特徴とする。

上記磁界共振電源装置において、
前記オン時間制御回路は、
前記伝送電力が最大となる最大伝送電力時の前記時間差である最大位相シフト時間と前記第１位相シフト時間との差分である位相余裕時間を算出する第１演算処理と、
前記最大伝送電力時における前記第１スイッチング素子のオン時間である最大オン時間と前記位相余裕時間との差分である第１オン時間を算出する第２演算処理とを行い、
前記第１スイッチング素子がターンオンしてから前記第１オン時間を経過した後に前記第１スイッチング素子をターンオフさせるよう構成できる。

上記磁界共振電源装置において、
前記制御部は、
前記第２伝送コイルを流れる電流の電流値を検出する電流検知回路と、
前記電流値が負から正に変化する際のゼロクロス点を検出したタイミングでゼロクロス信号を出力するゼロクロス検知回路と、
をさらに備え、
前記オン時間制御回路は、
前記ゼロクロス信号が入力されたタイミングで前記第１スイッチング素子をターンオフさせるよう構成できる。

上記磁界共振電源装置において、
前記オン時間制御回路は、前記伝送電力と前記第１スイッチング素子のオン時間との関係を示すデータを有し、前記データに基づいて前記第１スイッチング素子のターンオフのタイミングを決定するよう構成できる。

上記磁界共振電源装置において、
前記データは、前記伝送電力が最大値から所定の第１閾値までは、前記伝送電力が小さくなるほど前記第１スイッチング素子のオン時間が短くなる一方、前記伝送電力が前記第１閾値よりも小さいときは、前記第１スイッチング素子のオン時間が一定値となる関係を示すものでもよい。

上記磁界共振電源装置において、
前記オン時間制御回路は、前記伝送電力が所定の第２閾値以上のときは、前記伝送電力が小さくなるほど前記第１スイッチング素子のオン時間が短くなるように前記第１スイッチング素子のターンオフを制御する一方、前記伝送電力が前記第２閾値よりも小さいときは、前記第１スイッチング素子のオン時間が一定値となるように前記第１スイッチング素子のターンオフを制御するよう構成できる。

本発明によれば、低負荷時における伝送効率の低下を抑制することが可能な磁界共振電源装置を提供することができる。

第１実施形態に係る磁界共振電源装置を示す図である。比較例に係る磁界共振電源装置の各部のタイミングチャートである。比較例に係る磁界共振電源装置の各動作モード（モード１，２）における電流径路を示す図である。比較例に係る磁界共振電源装置の各動作モード（モード３，４）における電流径路を示す図である。第１実施形態に係る磁界共振電源装置の各部のタイミングチャートである。第２実施形態に係る磁界共振電源装置を示す図である。第２実施形態に係る磁界共振電源装置の各部のタイミングチャートである。第３実施形態に係る磁界共振電源装置を示す図である。第３実施形態に係る磁界共振電源装置の各部のタイミングチャートである。第４実施形態に係る磁界共振電源装置を示す図である。伝送電力（基準電圧信号の信号値）と第１スイッチング素子のオン時間（第１オン時間）との関係を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る磁界共振電源装置の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ａを示す。磁界共振電源装置１００Ａは、第１電源部Ｅ_１に接続される第１給電部１１０と、第２電源部Ｅ_２に接続される第２給電部１２０と、第１制御部１３０と、第２制御部１４０とを備える。第１制御部１３０および第２制御部１４０は、本発明の「制御部」に相当する。

第１給電部１１０および第１制御部１３０は、例えば、家庭に設置される。第２給電部１２０および第２制御部１４０は、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車に搭載される。磁界共振電源装置１００Ａは、磁界共振（磁界共鳴、磁気共振、磁気共鳴と同義）により、第１給電部１１０から第２給電部１２０に伝送電力を供給する。

第１電源部Ｅ_１は直流電源であり、第１電源部Ｅ_１は、例えば、電力系統に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ（交流／直流変換電源）の直流出力または家庭に設置された蓄電池に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力である。第１電源部Ｅ_１と第１給電部１１０との間には、コイルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタ回路が設けられていてもよい。

第２電源部Ｅ_２は、例えば、電動車に搭載された蓄電池または負荷である。第２電源部Ｅ_２と第２給電部１２０との間には、コイルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタ回路が設けられていてもよい。

第１給電部１１０は、第１伝送コイルＬ_１と、第１共振コンデンサＣ_１と、第１スイッチＳＷ_１とを備えるシングルエンデッドコンバータ（１石式コンバータ）である。第１スイッチＳＷ_１は、第１スイッチング素子Ｑ_１と、第１スイッチング素子Ｑ_１に逆方向に並列接続された第１ダイオードＤ_１とを含む。

第１伝送コイルＬ_１は、一端が第１電源部Ｅ_１の高電位側に接続され、他端が第１スイッチング素子Ｑ_１の電流路を介して第１電源部Ｅ_１の低電位側に接続される。第１共振コンデンサＣ_１は、第１伝送コイルＬ_１および第１スイッチＳＷ_１の少なくとも一方（本実施形態では、第１伝送コイルＬ_１）に並列接続される。

第１スイッチング素子Ｑ_１は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートトランジスタ）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジスタ、またはＳｉＣ（炭化ケイ素）半導体等の電力用半導体スイッチング素子を用いてもよい。第１ダイオードＤ_１は、第１スイッチング素子Ｑ_１の内蔵（寄生）ダイオード、または第１スイッチング素子Ｑ_１とは独立した外付けダイオードである。なお、第１スイッチング素子Ｑ_１と第１ダイオードＤ_１との接続関係は、各素子の能力および伝送電力に応じて適宜変更できる。

第２給電部１２０は、第２伝送コイルＬ_２と、第２共振コンデンサＣ_２と、第２スイッチＳＷ_２とを備えるシングルエンデッドコンバータ（１石式コンバータ）である。第２スイッチＳＷ_２は、第２スイッチング素子Ｑ_２と、第２スイッチング素子Ｑ_２に逆方向に並列接続された第２ダイオードＤ_２とを含む。第２給電部１２０の構成は、第１給電部１１０の構成と同様であるため、当該構成の詳細な説明は省略する。

第１制御部１３０は、第１共振電圧検知回路１３１と、第１同期回路１３２と、ターンオフ制御回路１３３と、第１通信回路１３４とを含む。本実施形態では、第１同期回路１３２およびターンオフ制御回路１３３が、本発明の「オン時間制御回路」に相当する。

第２制御部１４０は、第２共振電圧検知回路１４１と、第２同期回路１４２と、電力検知回路１４３と、比較回路１４４と、位相差制御回路１４５と、第２通信回路１４６とを含む。本実施形態では、第２同期回路１４２、比較回路１４４および位相差制御回路１４５が、本発明の「位相シフト制御回路」に相当する。

第１共振電圧検知回路１３１は、第１伝送コイルＬ_１（第１共振コンデンサＣ_１）の両端電圧Ｖ_Ｒ１を測定することで、第１伝送コイルＬ_１および第１共振コンデンサＣ_１による第１共振電圧の電圧値を取得する。第１共振電圧検知回路１３１は、第１共振電圧の電圧値に応じた検出信号を第１同期回路１３２に出力する。

第１同期回路１３２は、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオン／ターンオフを制御する。第１同期回路１３２は、第１スイッチング素子Ｑ_１が零電圧スイッチング動作を行うように、第１共振電圧に同期して第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオンを制御する。また、第１同期回路１３２は、ターンオフ制御回路１３３からのオン時間制御信号に基づいて第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフを制御する。

ターンオフ制御回路１３３は、後述する第２制御部１４０から通知される位相シフト時間に関する情報により伝送電力の電力値が小さくなると第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間が短くなるように、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフを制御するためのオン時間制御信号を生成する。具体的には、ターンオフ制御回路１３３は、位相余裕時間を算出する第１演算処理と、第１オン時間を算出する第２演算処理とを行いオン時間制御信号を生成する。

第１演算処理において、ターンオフ制御回路１３３は、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフと第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフとの時間差である「第１位相シフト時間」と、伝送電力が最大となる最大伝送電力時の上記時間差である「最大位相シフト時間」との差分（＝位相余裕時間）を算出する。すなわち、位相余裕時間は、最大位相シフト時間と第１位相シフト時間との差の絶対値として、
位相余裕時間＝｜最大位相シフト時間－第１位相シフト時間｜
と表すことができる。

ターンオフ制御回路１３３は、第１位相シフト時間に関する信号を第２制御部１４０から取得する。また、ターンオフ制御回路１３３は、最大位相シフト時間を予め記憶している。最大伝送電力および最大位相シフト時間は、例えば、磁界共振電源装置１００Ａの仕様によって決まる。

第２演算処理において、ターンオフ制御回路１３３は、最大伝送電力時における第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間である「最大オン時間」と「位相余裕時間」との差分である第１オン時間を算出し、第１オン時間に関するオン時間制御信号を生成する。ターンオフ制御回路１３３は、最大オン時間を予め記憶している。最大オン時間は、例えば、磁界共振電源装置１００Ａの仕様によって決まり、最大位相シフト時間を確保できる時間である。

ターンオフ制御回路１３３は、生成したオン時間制御信号を第１同期回路１３２に出力する。第１同期回路１３２は、オン時間制御信号に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオンから第１オン時間が経過したタイミングで、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。また、第１同期回路１３２は、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせるタイミングに関する第１タイミング信号を、第１通信回路１３４を介して第２制御部１４０に送信する。

第１通信回路１３４は、第２通信回路１４６との間で、所定の信号を光または電波で送受信するよう構成される。第１通信回路１３４は、例えば、送信用の発光ダイオードと受信用のフォトトランジスタとで構成できる。

第２共振電圧検知回路１４１は、第２伝送コイルＬ_２（第２共振コンデンサＣ_２）の両端電圧Ｖ_Ｒ２を測定することで、第２伝送コイルＬ_２および第２共振コンデンサＣ_２による第２共振電圧の電圧値を取得する。第２共振電圧検知回路１４１は、第２共振電圧の電圧値に応じた検出信号を第２同期回路１４２に出力する。

第２同期回路１４２は、第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオン／ターンオフを制御する。第２同期回路１４２は、第２スイッチング素子Ｑ_２が零電圧スイッチング動作を行うように、第２共振電圧に同期して第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオンを制御する。また、第２同期回路１４２は、位相差制御回路１４５からの第２タイミング信号に基づいて第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフを制御する。

電力検知回路１４３は、第２給電部１２０と第２電源部Ｅ_２との間を流れる電流および電圧を測定することで、第１給電部１１０から第２給電部１２０に供給される伝送電力の電力値を取得し、当該電力値に応じた信号（例えば、電圧信号）を比較回路１４４に出力する。第１給電部１１０から第２給電部１２０に供給される伝送電力は、第２給電部１２０と第２電源部Ｅ_２間を流れる電流および電圧と所定の関係を有する。

比較回路１４４は、電力検知回路１４３で取得した伝送電力の電力値と所定の目標値とを比較し、電力値と目標値との差分に応じた差分信号を位相差制御回路１４５に出力する。本実施形態では、比較回路１４４は差動増幅器で構成され、差動増幅器の反転入力端子に伝送電力の目標値に応じた基準電圧信号Ｖｒｅｆが入力され、差動増幅器の非反転入力端子に電力検知回路１４３からの信号が入力され、差動増幅器の出力端子から差分信号を出力する。

位相差制御回路１４５は、比較回路１４４から入力された差分信号に基づいて、伝送電力の上記電力値が上記目標値に近づくように、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフと第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間を算出する。位相差制御回路１４５は、第１位相シフト時間に関する信号を、第２通信回路１４６および第１通信回路１３４を介してターンオフ制御回路１３３に送信する。なお、伝送電力の電力値と第１位相シフト時間の関係は、あらかじめ測定する等により明らかにしておき、その関係を記憶する等により、その目標値を算出することができる。

また、位相差制御回路１４５は、第１同期回路１３２から第１通信回路１３４および第２通信回路１４６を介して受信した第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせるタイミングに関する第１タイミング信号と、上記の第１位相シフト時間とに基づいて、第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフさせる第２タイミングを決定し、第２タイミング信号を第２同期回路１４２に出力する。第２同期回路１４２は、第２タイミング信号に基づいて第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフさせる。

第２通信回路１４６は、第１通信回路１３４との間で、所定の信号を光または電波で送受信するよう構成される。第２通信回路１４６は、例えば、送信用の発光ダイオードと受信用のフォトトランジスタとで構成できる。

次に、図２～図５を参照して、磁界共振電源装置１００Ａの動作について説明する。ただし、図２～図４は従来動作を説明した比較例に係る磁界共振電源装置（以下、「比較例」という。）に関するものである。

比較例は、特許文献１に記載の構成であり、本実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ａにおいてターンオフ制御回路１３３を有していない点が異なる。比較例の第１同期回路１３２は、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオンさせてから、予め設定されたオン時間Ｔ_ｏｎ１が経過した後に第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。このため、比較例では、伝送電力の電力値に関わらず第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間Ｔ_ｏｎ１は一定となる。比較例のその他の動作については、本実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ａの動作と共通する。

図２において、（Ａ）は第１スイッチＳＷ_１の両端電圧Ｖ_ＳＷ１の波形、（Ｂ）は第１スイッチＳＷ_１を流れる電流Ｉ_ＳＷ１の波形、（Ｃ）は第１伝送コイルＬ_１の両端電圧Ｖ_Ｒ１の波形、（Ｄ）は第１スイッチング素子Ｑ_１のゲート電圧Ｖ_ｇ１の波形、（Ｅ）は第２スイッチング素子Ｑ_２のゲート電圧Ｖ_ｇ２の波形、（Ｆ）は第２伝送コイルＬ_２の両端電圧Ｖ_Ｒ２の波形、（Ｇ）は第２スイッチＳＷ_２を流れる電流Ｉ_ＳＷ２の波形、（Ｈ）は第２スイッチＳＷ_２の両端電圧Ｖ_ＳＷ２の波形、（Ｉ）は第１伝送コイルＬ_１に流れる電流Ｉ_Ｌ１の波形、（Ｊ）は第２伝送コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｌ２の波形である。

第１スイッチＳＷ_１がオフの期間Ｔ_ＯＦＦ１では、第１伝送コイルＬ_１の両端には、第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１による第１共振電圧（電圧Ｖ_Ｒ１）が発生する。電圧Ｖ_Ｒ１が零と交差するゼロクロス点ｔ_０を第１共振電圧検知回路１３１が検出すると、第１同期回路１３２は、ゼロクロス点ｔ_０に同期した（ゼロクロス点ｔ_０から所定の同期時間が経過した）時刻ｔ_２に、第１スイッチング素子Ｑ_１のゲート電圧Ｖ_ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替えて、第１スイッチング素子Ｑ_１を零電圧スイッチング動作でターンオンさせる。

期間Ｔ_ＯＦＦ１では、第１スイッチＳＷ_１の両端電圧Ｖ_ＳＷ１は共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降して零に達する。時刻ｔ_１において電圧Ｖ_ＳＷ１が零に達すると、第１ダイオードＤ_１が自動的にターンオンし、第１スイッチＳＷ_１がオン状態（導通状態）になる。

第１スイッチＳＷ_１がオンの期間Ｔ_ＯＮ１では、第１伝送コイルＬ_１に第１電源部Ｅ_１の直流電圧が印加されている状態になるので、第１スイッチＳＷ_１を流れる電流Ｉ_ＳＷ１は直線的に増大する。電流Ｉ_ＳＷ１が負から正に転流すると、第１ダイオードＤ_１に流れていた電流はスムーズに第１スイッチング素子Ｑ_１に流れ、第１スイッチＳＷ_１のオン状態が継続する。

第１同期回路１３２は、時刻ｔ_２から予め設定された固定期間のオン時間Ｔ_ｏｎ１が経過した時刻ｔ_６において、第１スイッチング素子Ｑ_１のゲート電圧Ｖ_ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替えて、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。これにより、第１スイッチＳＷ_１がオフ状態（遮断状態）になり、第１伝送コイルＬ_１に蓄えられていた電流が第１共振コンデンサＣ_１に流れ込んで共振状態となる。なお、オン時間Ｔ_ｏｎ１は、最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭを確保できる時間（最大オン時間）に設定される。

第２スイッチＳＷ_２がオフの期間Ｔ_ＯＦＦ２では、第２伝送コイルＬ_２の両端には、第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２による第２共振電圧（電圧Ｖ_Ｒ２）が発生する。電圧Ｖ_Ｒ２が零と交差するゼロクロス点ｔ_３を第２共振電圧検知回路１４１が検出すると、第２同期回路１４２は、ゼロクロス点ｔ_３に同期した（ゼロクロス点ｔ_３から所定の同期時間が経過した）時刻ｔ_５に、第２スイッチング素子Ｑ_２のゲート電圧Ｖ_ｇ２をローレベルからハイレベルに切り替えて、第２スイッチング素子Ｑ_２を零電圧スイッチング動作でターンオンさせる。

期間Ｔ_ＯＦＦ２では、第２スイッチＳＷ_２の両端電圧Ｖ_ＳＷ２は共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降して零に達する。時刻ｔ_４において電圧Ｖ_ＳＷ２が零に達すると、第２ダイオードＤ_２が自動的にターンオンし、第２スイッチＳＷ_２がオン状態（導通状態）になる。

第２スイッチＳＷ_２がオンの期間Ｔ_ＯＮ２では、第２伝送コイルＬ_２に蓄えられたエネルギーが第２スイッチＳＷ_２を通して第２電源部Ｅ_２に供給される状態になるので、第２スイッチＳＷ_２を流れる電流Ｉ_ＳＷ２は直線的に増大する。電流Ｉ_ＳＷ２が負から正に転流すると、第２ダイオードＤ_２に流れていた電流はスムーズに第２スイッチング素子Ｑ_２に流れ、第２スイッチＳＷ_２のオン状態が継続する。

時刻ｔ_６において、第１スイッチング素子Ｑ_１がターンオフすると、第１同期回路１３２から位相差制御回路１４５に第１タイミング信号が送られる。位相差制御回路１４５は、第１位相シフト時間Ｔ_Φを算出するとともに、第１タイミング信号の時刻ｔ_６から第１位相シフト時間Ｔ_Φだけ遅れた時刻ｔ_７に第２タイミング信号を第２同期回路１４２に出力する。第２同期回路１４２は、第２タイミング信号に従い、時刻ｔ_６から第１位相シフト時間Ｔ_Φだけ遅れた時刻ｔ_７において、第２スイッチング素子Ｑ_２のゲート電圧Ｖ_ｇ２をハイレベルからローレベルに切り替えて第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフさせる。これにより、第２スイッチＳＷ_２がオフ状態（遮断状態）になり、第２伝送コイルＬ_２に蓄えられていた電流が第２共振コンデンサＣ_２に流れ込んで共振状態となる。

以上の動作により、第１スイッチング素子Ｑ_１および第２スイッチング素子Ｑ_２はスイッチング損失の小さい零電圧スイッチングを維持しつつ、第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフの位相を第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフの位相よりも時間Ｔ_Φだけ（位相角ΦでΦ＝２πＴ_Φ／Ｔｏ（Ｔｏ：動作周期）だけ）シフトさせることができる。

図３および図４は、図２に示した時刻ｔ_１～ｔ_４間をモード１期間、時刻ｔ_４～ｔ_６間をモード２期間、時刻ｔ_６～ｔ_７間をモード３期間、時刻ｔ_７～ｔ_８間をモード４期間とした場合の、各モード期間において第１給電部１１０および第２給電部１２０に流れる電流を模式的に示した図である。ただし、図３（Ｂ）は、モード２期間のうち、電流Ｉ_Ｌ１が正で電流Ｉ_Ｌ２が負の期間（時刻ｔ_５１～ｔ_５２間）を示す。図４（Ｂ）は、モード４期間のうち、電流Ｉ_Ｌ１が負で電流Ｉ_Ｌ２が正の期間を示す。

時刻ｔ_１において、電圧Ｖ_ＳＷ１が零に達するとモード１期間が開始する。図３（Ａ）に示すモード１期間の第１給電部１１０では、第１ダイオードＤ_１がターンオンして第１スイッチＳＷ_１がオン状態になり、第１伝送コイルＬ_１に流れていた負電流が第１スイッチＳＷ_１に流れ、第１電源部Ｅ_１に還流する。時刻ｔ_２で第１スイッチング素子Ｑ_１がターンオンし、第１伝送コイルＬ_１に第１電源部Ｅ_１の直流電圧が印加される。このため、電流Ｉ_ＳＷ１および電流Ｉ_Ｌ１は直線的に増大する。モード１期間の第２給電部１２０では、第２スイッチＳＷ_２がオフして共振状態になるため、電流Ｉ_ＳＷ２は流れず、電流Ｉ_Ｌ２は負のピークに達した後、緩やかに増加する。

時刻ｔ_４において、電圧Ｖ_ＳＷ２が零に達するとモード２期間が開始する。モード２期間の第１給電部１１０では、モード１期間と同様に、電流Ｉ_ＳＷ１および電流Ｉ_Ｌ１は直線的に増大する。モード２期間の第２給電部１２０では、第２ダイオードＤ_２がターンオンして第２スイッチＳＷ_２がオン状態になり、第２伝送コイルＬ_２に蓄えられたエネルギーが第２スイッチＳＷ_２を通して第２電源部Ｅ_２に供給される。このため、電流Ｉ_ＳＷ２および電流Ｉ_Ｌ２は直線的に増大する。モード２期間のうち図３（Ｂ）に示した電力伝送に寄与する期間（時刻ｔ_５１～ｔ_５２間）の長さは、第１位相シフト時間Ｔ_Φの長さと一致する。

時刻ｔ_６において、第１スイッチング素子Ｑ_１がオフするとモード３期間が開始する。図４（Ａ）に示すように、モード３期間の第１給電部１１０では、第１スイッチＳＷ_１がオフ状態になり、第１伝送コイルＬ_１に蓄えられていた電流が第１共振コンデンサＣ_１に流れ込んで共振状態となる。電流Ｉ_Ｌ１は共振電流であり、正のピークに達した後、緩やかに減少する。モード３期間の第２給電部１２０では、モード２期間と同様に、電流Ｉ_ＳＷ２および電流Ｉ_Ｌ２は直線的に増大する。

時刻ｔ_７において、第２スイッチング素子Ｑ_２がオフするとモード４期間が開始する。図４（Ｂ）に示すように、モード４期間の第２給電部１２０では、第２スイッチＳＷ_２がオフ状態になり、第２伝送コイルＬ_２に蓄えられていた電流が第２共振コンデンサＣ_２に流れ込んで共振状態となる。このため、電流Ｉ_ＳＷ２は流れず、電流Ｉ_Ｌ２は正のピークに達した後、緩やかに減少する。モード４期間の第１給電部１１０では、第１スイッチＳＷ_１がオフ状態で共振状態のままのため、電流Ｉ_ＳＷ１は流れず、電流Ｉ_Ｌ１は負のピークに達した後、緩やかに増加する。時刻ｔ_８において電圧Ｖ_ＳＷ１が零に達すると、モード４期間は終了して、再びモード１期間が開始する。

このように、電流Ｉ_Ｌ１のピーク値は、伝送電力すなわち第１位相シフト時間Ｔ_Φで決まるのではなく、最大伝送電力すなわち最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭで決まり、言い換えれば、最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭを確保できる時間であるオン時間Ｔ_ｏｎ１によって決まる。このため比較例では、例えば、第２電源部Ｅ_２が低負荷となる低負荷時において、共振電流である電流Ｉ_Ｌ１は、第２電源部Ｅ_２には必要のない大きな無効電流となる。また、電流Ｉ_Ｌ２のピーク値についても、同様にオン時間Ｔ_ｏｎ１に依存するので、共振電流である電流Ｉ_Ｌ２は、低負荷時に必要のない大きな無効電流となる。

図５は、本実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ａの各部のタイミングチャートである。図５における各部の信号（Ａ）～（Ｊ）は、図２における各部の信号（Ａ）～（Ｊ）と同様である。また、図５におけるモード１～４も、図２におけるモード１～４と同様である。したがって、磁界共振電源装置１００Ａの動作のうち比較例と共通する部分については、その説明を省略する。

磁界共振電源装置１００Ａでは、伝送電力の電力値が小さくなる低負荷時において、ターンオフ制御回路１３３は、第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間が短くなるように電力値に応じて第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間を制御するためのオン時間制御信号を生成する。

具体的には、ターンオフ制御回路１３３は、最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭと第１位相シフト時間Ｔ_Φとの差の絶対値として位相余裕時間を算出し（第１演算処理）、最大オン時間Ｔ_ｏｎ１と位相余裕時間との差分である第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’を算出して、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’に関するオン時間制御信号を生成する（第２演算処理）。

第１同期回路１３２は、上記オン時間制御信号に基づいて、時刻ｔ_２から第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が経過した時刻ｔ_６１において、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。このため、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は、比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ１（＝最大オン時間Ｔ_ｏｎ１）よりも短くなる。

時刻ｔ_６１において、第１スイッチング素子Ｑ_１がターンオフすると、第１同期回路１３２から位相差制御回路１４５に第１タイミング信号が送られる。位相差制御回路１４５は、第１タイミング信号および第１位相シフト時間Ｔ_Φに基づいて生成した第２タイミング信号を第２同期回路１４２に出力する。第２同期回路１４２は、第２タイミング信号に従い、時刻ｔ_６１から第１位相シフト時間Ｔ_Φだけ遅れた時刻ｔ_７１において、第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフさせる。このため、第２スイッチング素子Ｑ_２のオン時間である第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’は、比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ２よりも短くなる。

第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’および第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’が短くなると、電流Ｉ_ＳＷ１および電流Ｉ_ＳＷ２のピーク値は小さくなり、電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２のピーク値も小さくなる。

すなわち、図５の場合における磁界共振電源装置１００Ａは、位相シフト時間（第１位相シフト時間Ｔ_Φ）が比較例と同じであるため、伝送電力の電力値は比較例と同じになるが、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）のピーク値の大きさが比較例よりも小さいため、第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１および第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２の抵抗分での損失が比較例よりも小さくなる。

したがって、磁界共振電源装置１００Ａは、伝送電力が小さくなる低負荷時に共振電流の影響により共振回路の抵抗成分による損失が大きくなるのを抑制でき、伝送効率が大きく低下してしまうのを抑制できる。また、磁界共振電源装置１００Ａは、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）による第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１および第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２の発熱を低減することができ、発熱対策にかかるコストを低減できる。

［第２実施形態］
図６に、本発明の第２実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ｂを示す。磁界共振電源装置１００Ｂは、第１給電部１１０と、第２給電部１２０と、本発明の「制御部」に相当する第１制御部１３０Ｂおよび第２制御部１４０Ｂとを備える。

第１給電部１１０および第２給電部１２０は、第１実施形態と同じ構成である。第１制御部１３０Ｂは、ターンオフ制御回路１３３Ｂを除いて、第１実施形態と同じ構成である。第２制御部１４０Ｂは、電流検知回路１４７Ｂおよびゼロクロス検知回路１４８Ｂをさらに備える点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。

電流検知回路１４７Ｂは、第２伝送コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｌ２を測定し、測定した電流Ｉ_Ｌ２の電流値に応じた信号（例えば、電圧信号）をゼロクロス検知回路１４８Ｂに出力する。

ゼロクロス検知回路１４８Ｂは、電流検知回路１４７Ｂの信号を監視し、電流Ｉ_Ｌ２の電流値が負から正に変化する際のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス検知回路１４８Ｂは、ゼロクロス点を検出したタイミングでゼロクロス信号を、第２通信回路１４６および第１通信回路１３４を介してターンオフ制御回路１３３Ｂに送信する。

ターンオフ制御回路１３３Ｂは、ゼロクロス信号を受信したタイミングで、第１同期回路１３２に第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせるためのターンオフ制御信号を出力する。第１同期回路１３２は、ターンオフ制御信号に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。

図７は、本実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ｂの各部のタイミングチャートである。図７における各部の信号（Ａ）～（Ｊ）は、図５（第１実施形態）における各部の信号（Ａ）～（Ｊ）と同様である。また、図７におけるモード１～４も、図５におけるモード１～４と同様である。

図７（Ｊ）に示すように、時刻ｔ_５２において、ゼロクロス検知回路１４８Ｂが電流Ｉ_Ｌ２のゼロクロス点を検出すると、ゼロクロス検知回路１４８Ｂはゼロクロス信号を第２通信回路１４６および第１通信回路１３４を介してターンオフ制御回路１３３Ｂに送信する。ゼロクロス信号を受信したターンオフ制御回路１３３Ｂは、ターンオフ制御信号を第１同期回路１３２に出力し、時刻ｔ_６２において、第１同期回路１３２は第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。なお、時刻ｔ_６２は、第１実施形態の時刻ｔ_６１と同タイミングに相当する。

モード２期間のうち電力伝送に寄与する期間（時刻ｔ_５１～ｔ_５２間）の長さは、第１位相シフト時間Ｔ_Φの長さと一致し、最大伝送電力未満の低負荷時では少なくとも最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭよりも短くなる。このため、第１実施形態と同様に、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ１（＝最大オン時間Ｔ_ｏｎ１）より短くなり、第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’も比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ２より短くなる。

第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’および第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’が短くなると、電流Ｉ_ＳＷ１および電流Ｉ_ＳＷ２のピーク値は小さくなり、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）のピーク値も小さくなる。

したがって、磁界共振電源装置１００Ｂは、伝送電力が小さくなる低負荷時に共振電流の影響により損失が大きくなるのを抑制でき、伝送効率が大きく低下してしまうのを抑制できる。また、磁界共振電源装置１００Ｂは、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）による第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１および第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２の発熱を低減することができ、発熱対策にかかるコストを低減できる。

［第３実施形態］
図８に、本発明の第３実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ｃを示す。磁界共振電源装置１００Ｃは、第１給電部１１０と、第２給電部１２０Ｃと、本発明の「制御部」に相当する第１制御部１３０および第２制御部１４０Ｃとを備える。

第１給電部１１０および第１制御部１３０は、第１実施形態と同じ構成である。第２給電部１２０Ｃは、第２スイッチＳＷ_２が第２ダイオードＤ_２のみからなる点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。第２制御部１４０Ｃは、第２共振電圧検知回路１４１と第２同期回路１４２を備えていない点および位相差制御回路１４５Ｃを備える点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。

位相差制御回路１４５Ｃは、比較回路１４４から入力された差分信号に基づいて、伝送電力の電力値が目標値に近づくように、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフと第２スイッチＳＷ_２（第２ダイオードＤ_２）のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間Ｔ_Φを算出する。位相差制御回路１４５Ｃは、第１位相シフト時間Ｔ_Φに関する信号を、第２通信回路１４６および第１通信回路１３４を介してターンオフ制御回路１３３に送信する。

位相差制御回路１４５Ｃは、第１実施形態とは異なり、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせるタイミングに関する第１タイミング信号を受信することなく、第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフさせるタイミングに関する第２タイミング信号を生成することもない。

ターンオフ制御回路１３３は、第１実施形態と同様に、最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭと第１位相シフト時間Ｔ_Φとの差の絶対値として位相余裕時間を算出し（第１演算処理）、最大オン時間Ｔ_ｏｎ１と位相余裕時間との差分である第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’を算出して、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’に関するオン時間制御信号を生成する（第２演算処理）。

第１同期回路１３２は、オン時間制御信号に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオンさせてから第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が経過したときに、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる。このため、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は、最大オン時間Ｔ_ｏｎ１よりも短くなる。

図９は、本実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ｃの各部のタイミングチャートである。図９における各部の信号（Ａ）～（Ｄ）、（Ｇ）は、図５（第１実施形態）における各部の信号（Ａ）～（Ｄ）、（Ｉ）と同様である。

図９（Ｅ）は、第２スイッチＳＷ_２（第２ダイオードＤ_２）を流れる電流Ｉ_ＳＷ２の波形である。第１実施形態では、電圧Ｖ_Ｒ２のゼロクロス信号によって第２スイッチＳＷ_２の第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオンしているが、本実施形態では、第２スイッチＳＷ_２が第２ダイオードＤ_２のみからなるので、第２ダイオードＤ_２は制御されない（自動的にターンオン、ターンオフする）。第２ダイオードＤ_２は、モード２とモード３の期間がオン状態となり、モード４とモード１の期間がオフ状態となる。

図９（Ｆ）は、第２スイッチＳＷ_２（第２ダイオードＤ_２）の両端電圧Ｖ_ＳＷ２の波形である。本実施形態では、第１伝送コイルＬ_１に電流Ｉ_Ｌ１が流れることによって、第２スイッチＳＷ_２に両端電圧Ｖ_ＳＷ２が誘起される。

図９（Ｈ）は、第２伝送コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｌ２の波形である。電流Ｉ_Ｌ２は、電流Ｉ_Ｌ１に対して伝送電力に応じた位相差（第１位相シフト時間Ｔ_Φ）を有する。また、モード２期間のうち電流Ｉ_Ｌ１が正で電流Ｉ_Ｌ２が負の期間に、第１給電部１１０から第２給電部１２０Ｃへの電力伝送が行われる。

本実施形態では、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオンさせてから第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が経過したとき（例えば、時刻ｔ_６１）に第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフさせる制御が行われる。第２スイッチＳＷ_２（第２ダイオードＤ_２）は、制御されず、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフしてから第１位相シフト時間Ｔ_Φが経過したとき（例えば、時刻ｔ_７１）に自動的にターンオフする。

このため、第１実施形態と同様に、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ１（＝最大オン時間Ｔ_ｏｎ１）より短くなり、第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’も比較例のオン時間Ｔ_ｏｎ２より短くなる。第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’および第２オン時間Ｔ_ｏｎ２’が短くなると、電流Ｉ_ＳＷ１および電流Ｉ_ＳＷ２のピーク値は小さくなり、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）のピーク値も小さくなる。

したがって、磁界共振電源装置１００Ｃは、第１実施形態と同様に、伝送電力が小さくなる低負荷時に共振電流の影響により損失が大きくなるのを抑制でき、伝送効率が大きく低下してしまうのを抑制できる。また、磁界共振電源装置１００Ｃは、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）による第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１および第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２の発熱を低減することができ、発熱対策にかかるコストを低減できる。

［第４実施形態］
図１０に、本発明の第４実施形態に係る磁界共振電源装置１００Ｄを示す。磁界共振電源装置１００Ｄは、第１給電部１１０と、第２給電部１２０と、本発明の「制御部」に相当する第１制御部１３０Ｄおよび第２制御部１４０Ｄとを備える。

第１給電部１１０および第２給電部１２０は、第１実施形態と同じ構成である。第１制御部１３０Ｄは、ターンオフ制御回路１３３Ｄを除いて、第１実施形態と同じ構成である。第２制御部１４０Ｄは、基準電圧信号Ｖｒｅｆが比較回路１４４に入力されるとともに第２通信回路１４６から送信される点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、第２通信回路１４６および第１通信回路１３４を介してターンオフ制御回路１３３Ｄに送信される。

ターンオフ制御回路１３３Ｄは、伝送電力（本実施形態では、基準電圧信号Ｖｒｅｆの電圧値）と第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間（本実施形態では、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’）との関係を示すデータを有する。ターンオフ制御回路１３３Ｄは、第１位相シフト時間Ｔ_Φに関する信号を第２制御部１４０Ｄから取得することなく、基準電圧信号Ｖｒｅｆと上記データとに基づいて、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフのタイミングを決定してオン時間制御信号を生成する。

図１１に、上記データに含まれる基準電圧信号Ｖｒｅｆと第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’との関係の一例を示す。図１１では、最大伝送電力時の基準電圧信号Ｖｒｅｆの信号値（電圧値）をＸｍａｘとし、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’の最大値（最大オン時間Ｔ_ｏｎ１）をＹｍａｘとする。

図１１に示すデータでは、基準電圧信号ＶｒｅｆがＸｍａｘのときに、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’がＹｍａｘとなる。基準電圧信号Ｖｒｅｆが所定の第１閾値Ｘ_１（ただし、Ｘ_１＜Ｘｍａｘ）からＸｍａｘまでは、基準電圧信号Ｖｒｅｆの信号値が小さくなるほど（すなわち伝送電力が小さくなるほど）、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が短くなる。一方で、基準電圧信号Ｖｒｅｆの信号値が第１閾値Ｘ_１よりも小さいときは、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は一定値Ｙ_１（ただし、Ｙ_１＜Ｙｍａｘ）となる。

第１閾値Ｘ_１は、例えば、負荷が定格負荷の１／３程度のときの伝送電力に対応した基準電圧信号Ｖｒｅｆの信号値（電圧値）に設定される。一定値Ｙ_１は、例えば、上記伝送電力を供給するのに必要な共振電流を確保できる時間に設定される。

磁界共振電源装置１００Ｄは、他の実施形態と同様に、伝送電力が小さくなる低負荷時に共振電流の影響により損失が大きくなるのを抑制でき、伝送効率が大きく低下してしまうのを抑制できる。また、磁界共振電源装置１００Ｄは、共振電流（電流Ｉ_Ｌ１および電流Ｉ_Ｌ２）による第１伝送コイルＬ_１と第１共振コンデンサＣ_１および第２伝送コイルＬ_２と第２共振コンデンサＣ_２の発熱を低減することができ、発熱対策にかかるコストを低減できる。

さらに、磁界共振電源装置１００Ｄは、基準電圧信号Ｖｒｅｆが第１閾値Ｘ_１よりも小さいときは、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’は一定値Ｙ_１となるように制御するので、共振電流が小さくなりすぎて動作が不安定になるのを回避することができる。すなわち、磁界共振電源装置１００Ｄは、定格負荷の１／３程度以下のごく低負荷の場合でも、安定して動作させることが可能となる。

［変形例］
以上、本発明に係る磁界共振電源装置の実施形態について説明したが、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。

本発明の一実施形態に係る磁界共振電源装置は、第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、第２スイッチング素子、および第２スイッチング素子に並列接続された第２ダイオードを備える第２給電部と、第１スイッチング素子のターンオフと第２スイッチング素子のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間を伝送電力の電力値に応じて制御する位相シフト制御回路と、伝送電力の電力値に応じて第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路と、を備えるのであれば、適宜構成を変更できる。

本発明の他の実施形態に係る磁界共振電源装置は、第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、および第２ダイオードを備える第２給電部と、制御部とを備え、第２ダイオードは、第１スイッチング素子がターンオフしてから所定の時間差である第１位相シフト時間の経過後にターンオフし、制御部が、伝送電力の電力値に応じて第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路を備えるのであれば、適宜構成を変更できる。

例えば、第１実施形態では、位相シフト制御における位相差を０°を中心に９０°までの範囲で制御することを想定して説明したが、これに限定するものではなく、－１８０°から－９０°の範囲で制御してもよい。その場合は、最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭが最小となるので、第１位相シフト時間Ｔ_Φから最大位相シフト時間Ｔ_ΦＭを差し引くと位相余裕時間になる。

第３実施形態では、第２スイッチＳＷ_２が第２ダイオードＤ_２のみからなる構成としたが、第２スイッチＳＷ_２が第２スイッチング素子Ｑ_２と、第２スイッチング素子Ｑ_２に逆方向に並列接続された第２ダイオードＤ_２とを含む構成とし、第２スイッチング素子Ｑ_２を常時オフ状態にしてもよい。

第１実施形態および第２実施形態では、説明を簡単にするために、第１給電部１１０から第２給電部１２０への片方向に電力伝送する構成を示して説明したが、制御回路（第１制御部および第２制御部）を適宜双方向に対応することで双方向に電力伝送する構成にも適用できる。

第１実施形態および第２実施形態において、第１給電部１１０から第２給電部１２０への電力伝送を行う場合、第２スイッチング素子Ｑ_２をオフ状態にし、第２ダイオードＤ_２によるダイオード整流を利用して電力伝送を行ってもよい。

第１～第４実施形態において、第１通信回路１３４および第２通信回路１４６を非接触の通信手段としたが、有線接続が可能な環境では有線接続による通信手段であってもよい。

第４実施形態では、基準電圧信号Ｖｒｅｆが第１閾値Ｘ_１よりも小さいときには第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が一定値Ｙ_１となるように第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフを制御しているが、第１～第３実施形態においても、低負荷で伝送電力が所定の第２閾値Ｘ_２よりも小さいとき、例えば、負荷が定格の１／３を下回るようなごく低負荷の場合には、第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が一定値（例えば、Ｙ_１）となるように第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフを制御することが好ましい。また、伝送電力が第２閾値Ｘ_２以上のときは、伝送電力が小さくなるほど第１オン時間Ｔ_ｏｎ１’が短くなるように第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフを制御すればよい。

第１実施形態において、第１給電部１１０と、第２給電部１２０と、第１制御部１３０と、第２制御部１４０とは、１つの装置として構成でき、例えば、家庭に設置することができる。１つの装置とした場合、第１通信回路１３４および第２通信回路１４６は装置内の通信回路として簡単化または省略することもできる。

第１実施形態では、送電側の第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオフのタイミングを受電側の位相差制御回路１４５に通知する相互位相検知制御方式について説明したが、送電側または受電側で送電電力を検知することにより位相差（第１位相シフト時間）を検知する自己位相検知制御方式においても適用可能である。自己位相検知制御方式の場合、受電側または送電側に位相情報を送信し、第１スイッチング素子Ｑ_１のオン時間を位相余裕時間分短縮する制御を行ってもよい。

１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ磁界共振電源装置
１１０第１給電部
１２０，１２０Ｃ第２給電部
１３０，１３０Ｂ，１３０Ｄ第１制御部
１３１第１共振電圧検知回路
１３２第１同期回路
１３３，１３３Ｂ，１３３Ｄターンオフ制御回路
１３４第１通信回路
１４０，１４０Ｂ，１４０Ｃ，１４０Ｄ第２制御部
１４１第２共振電圧検知回路
１４２第２同期回路
１４３電力検知回路
１４４比較回路
１４５，１４５Ｃ位相差制御回路
１４６第２通信回路
１４７Ｂ電流検知回路
１４８Ｂゼロクロス検知回路

Claims

第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、第２スイッチング素子、および前記第２スイッチング素子に並列接続された第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子のターンオフと前記第２スイッチング素子のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間を、前記伝送電力の電力値に応じて制御する位相シフト制御回路と、
前記伝送電力の前記電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路と、
を備え、
前記オン時間制御回路は、
前記伝送電力が最大となる最大伝送電力時の前記時間差である最大位相シフト時間と前記第１位相シフト時間との差分である位相余裕時間を算出する第１演算処理と、
前記最大伝送電力時における前記第１スイッチング素子のオン時間である最大オン時間と前記位相余裕時間との差分である第１オン時間を算出する第２演算処理とを行い、
前記第１スイッチング素子がターンオンしてから前記第１オン時間を経過した後に前記第１スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする磁界共振電源装置。
第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、および第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記第２ダイオードは、前記第１スイッチング素子がターンオフしてから所定の時間差である第１位相シフト時間の経過後にターンオフし、
前記制御部は、
前記伝送電力の電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路を備え、
前記オン時間制御回路は、
前記伝送電力が最大となる最大伝送電力時の前記時間差である最大位相シフト時間と前記第１位相シフト時間との差分である位相余裕時間を算出する第１演算処理と、
前記最大伝送電力時における前記第１スイッチング素子のオン時間である最大オン時間と前記位相余裕時間との差分である第１オン時間を算出する第２演算処理とを行い、
前記第１スイッチング素子がターンオンしてから前記第１オン時間を経過した後に前記第１スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする磁界共振電源装置。
第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、第２スイッチング素子、および前記第２スイッチング素子に並列接続された第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子のターンオフと前記第２スイッチング素子のターンオフとの時間差である第１位相シフト時間を、前記伝送電力の電力値に応じて制御する位相シフト制御回路と、
前記伝送電力の前記電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路と、
を備え、
前記制御部は、
前記第２伝送コイルを流れる電流の電流値を検出する電流検知回路と、
前記第１給電部から前記第２給電部に供給された前記伝送電力を前記第２給電部の外部へ供給する場合に前記第２伝送コイルを流れる電流の方向を負として、前記電流値が負から正に変化する際のゼロクロス点を検出したタイミングでゼロクロス信号を出力するゼロクロス検知回路と、
をさらに備え、
前記オン時間制御回路は、
前記ゼロクロス信号が入力されたタイミングで前記第１スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする磁界共振電源装置。
第１伝送コイル、第１共振コンデンサ、第１スイッチング素子、および前記第１スイッチング素子に並列接続された第１ダイオードを備える第１給電部と、
第２伝送コイル、第２共振コンデンサ、および第２ダイオードを備える第２給電部と、
制御部と、を備え、
磁界共振により前記第１給電部から前記第２給電部に伝送電力を供給する磁界共振電源装置であって、
前記第２ダイオードは、前記第１スイッチング素子がターンオフしてから所定の時間差である第１位相シフト時間の経過後にターンオフし、
前記制御部は、
前記伝送電力の電力値に応じて前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することで、前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するオン時間制御回路を備え、
前記制御部は、
前記第２伝送コイルを流れる電流の電流値を検出する電流検知回路と、
前記第１給電部から前記第２給電部に供給された前記伝送電力を前記第２給電部の外部へ供給する場合に前記第２伝送コイルを流れる電流の方向を負として、前記電流値が負から正に変化する際のゼロクロス点を検出したタイミングでゼロクロス信号を出力するゼロクロス検知回路と、
をさらに備え、
前記オン時間制御回路は、
前記ゼロクロス信号が入力されたタイミングで前記第１スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする磁界共振電源装置。
前記オン時間制御回路は、前記伝送電力が所定の第２閾値以上のときは、前記伝送電力が小さくなるほど前記第１スイッチング素子のオン時間が短くなるように前記第１スイッチング素子のターンオフを制御する一方、前記伝送電力が前記第２閾値よりも小さいときは、前記第１スイッチング素子のオン時間が一定値となるように前記第１スイッチング素子のターンオフを制御することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の磁界共振電源装置。