JP2023163400A - 双方向電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータおよび双方向電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的簡単な制御で、切換え時に電力ジャンプのないシームレスに電力伝送方向を切換えることが可能な双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】電源部１０および制御部２０を含む、電源部１０はトランスＴｒと、第１ブリッジ回路１１と、第２ブリッジ回路１２と、１次側共振回路１３と、２次側共振回路１４とを備え、制御部２０は、第１ブリッジ回路１１を駆動回路として第１ブリッジ回路１１から第２ブリッジ回路１２への電力伝送を行わせる順方向制御と、第２ブリッジ回路１２を駆動回路として第２ブリッジ回路１２から第１ブリッジ回路１１への電力伝送を行わせる逆方向制御と、電力伝送の方向を切換える切換え制御とを実行し、切換え制御において、駆動回路の各レグ間の位相シフト制御を、位相シフト量が０から最大値の範囲で行うことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび当該双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを備える双方向電源装置に関する。

近年、絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとして、ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを双方向化したＣＬＬＣ方式の（ＣＬＬＬＣ方式とも呼ばれる）双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが注目されている。

ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、小型かつ高効率で部品点数が少なく低コストであるという利点がある一方、入力電圧、出力電圧によって出力電力が異なり、制御が難しいことに加え、制御可能な電圧範囲が狭く、周波数制御だけでは出力電力を０まで絞り切れないという欠点がある。

ＣＬＬＣ方式の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについても、ＬＬＣ方式と同様の欠点があり、周波数制御だけでは出力電力を０まで絞り切れないため、電力伝送の方向を切換える時に電力ジャンプ（瞬間的な電力変動）が生じる。このため、ＣＬＬＣ方式の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、シームレスに電力伝送の方向を切換えることができないという問題がある。

従来一般的であった電圧電流型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、出力側に印加される電圧が制御中の出力電圧値よりも高くなると、電流の向きが自然に逆流して電力伝送の方向が反転するので、制御方法を変更する必要がなく、シームレスに電力伝送の方向を切換えることができる。しかしながら、ＬＬＣ方式あるいはＣＬＬＣ方式の場合は、制御の向きと電流の流れの向き（電力伝送の方向）が一致しているので、シームレスな電力伝送方向の切換えを行う場合、切換え時の電力ジャンプの問題に加え、制御方法も変更する必要があり、シームレスな電力伝送方向の切換えは容易ではない。

図１０は、上記従来のＣＬＬＣ方式の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向の切換え時における、駆動周波数と出力電力の変化を模式的に示した図である。図１０の第３象限は、１次側から２次側への電力伝送量で、横軸Ｆｄは駆動周波数、縦軸Ｐｄは順方向の出力電力であり、第１象限は２次側から１次側への電力伝送量であり、横軸Ｆｃは駆動周波数、縦軸Ｐｃは逆方向の出力電力である。第３象限の場合は、駆動周波数Ｆｄが大きくなるについて、順方向の出力電力Ｐｄは減少するが、駆動周波数Ｆｄが大きくなるにつれて、出力電力Ｐｄの減少率は低下する。同様に、第１象限の場合は、駆動周波数Ｆｃが大きくなるについて、逆方向の出力電力Ｐｃは減少するが、駆動周波数Ｆｃが大きくなるにつれて、出力電力Ｐｃの減少率は低下する。

例えば、駆動点Ａｃから駆動点Ａｄへの方向切換えの場合、出力を低下させつつ一方側の駆動回路の駆動周波数を上昇させて最大周波数のＢｃ点に移行後、一方側の駆動回路の駆動を停止すると同時に他方側の駆動回路を最大周波数のＢｄ点で駆動開始させ、駆動周波数を低下させてＡｄ点まで移行させる。この場合、駆動回路の切換えに伴い、Ｂｃ点からＢｄ点に瞬時に移行するので、電力ジャンプが生じる。駆動点Ａｄから駆動点Ａｃへの切換えについても同様である。

特許文献１には、この問題に対して、共振周波数での固定周波数によるパルス幅変調制御または位相変調制御と、共振周波数以下での周波数変調制御とを切換える制御方法が提案されている。しかしながら、この制御方法では、共振周波数においてパルス幅変調制御を行うとハードスイッチングとなるため、スイッチングノイズが発生するという問題がある。

特許文献２には、ＣＬＬＣ方式の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるシームレスな電力伝送方向の切換えの方法として、１次（給電）側の駆動周波数を最大とし（ステップ３）、２次側の駆動を１次側に対して最大の位相差の遅れから開始し（ステップ４）、位相シフト制御により位相差を減じて（ステップ５）、位相差が最小となると電力伝送の方向を切換える（ステップ６）方法が提案されている。

しかしながら、一般的なＣＬＬＣ方式の駆動方法は、１次（給電）側はデューティ５０％でブリッジ駆動し、２次側はダイオード整流または同期整流する方法であり、１次側と２次側とで位相差を設けて駆動する方法ではない。このため、特許文献２に記載の方法には、一般に知られているＬＬＣ方式あるいはＣＬＬＣ方式の設計手法や既存のハードウェアおよびソフトウェア資産や知識をそのまま適用あるいは展開、流用することができない。さらに、特許文献２には、シームレスな電力伝送方向の切換えを実現するのに必要な具体的な２次側ブリッジ回路の駆動方法、１次側と２次側の駆動信号間の最大位相差および最小位相差についての開示がない。

非特許文献１には、ＣＬＬＣ方式の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるシームレスな電力伝送方向の切換えについて、１次（給電側）側ブリッジ回路の駆動周波数を最大とし、１次側に対する２次側の位相遅れを＋０．０５から減じて０を経由し－０．０５まで増加させることで、逆方向に切換える方法が提案されている。

非特許文献１に記載の方法は、特許文献２に記載の方法と同様、一般的なＬＬＣ方式あるいはＣＬＬＣ方式の設計手法等が利用できないことに加え、１次側と２次側との位相差±０．０５はデッドタイム（駆動周波数が１００ｋＨｚ程度とすれば０．５μ秒程度以下）の１／２程度の範囲と非常に狭く、制御が難しい。具体的には、高精度の制御指示手段が必要で、かつ１次側と２次側との間が絶縁されているので、検出の遅延を考慮して位相を検出する必要があり、位相差の検知も難しい。

また、特許文献２および非特許文献１の方法は、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路との間に位相差を設ける方法であるが、２次側の位相は入力電圧や接続先の負荷によっても変化するので、１次側の駆動信号に対する位相差を想定しても簡単に制御することはできない。また、１次側と２次側との間は絶縁されているので絶縁検知が必要になり、検出回路の増大、高コスト化、検出の遅延を招くことになる。また、入力電圧にもよるが１次側の駆動周波数を最大とすると２次側の電流値は最小となるので、２次側の電流を検知しても正確に位相差を検出するのが難しいという問題がある。

特開２０１４－７９１４５号公報 米国特許第１０５８７２０１号明細書

川野想一朗、外５名、"双方向電力伝送が可能なＣＬＬＣ方式共振形コンバータ"、[online]、信学技報ＥＥ２０２１－５、［令和４年２月２２日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：https://www.ieice.org/ken/paper/20210527MCEF/＞

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、比較的簡単な制御で、切換え時に電力ジャンプのないシームレスに電力伝送方向を切換えることが可能な双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
電源部および制御部を含む双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記電源部は、
１次側コイルおよび２次側コイルを含むトランスと、
並列接続された第１レグおよび第２レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームがスイッチング素子を含み、前記１次側コイルに接続された第１ブリッジ回路と、
並列接続された第３レグおよび第４レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームがスイッチング素子を含み、前記２次側コイルに接続された第２ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路と前記１次側コイルとの間に設けられ、第１共振コイルおよび第１共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
前記第２ブリッジ回路と前記２次側コイルとの間に設けられ、第２共振コイルおよび第２共振コンデンサを含む２次側共振回路と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１ブリッジ回路を駆動回路とし、前記第２ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、前記第１ブリッジ回路から前記第２ブリッジ回路への電力伝送を行わせる順方向制御と、
前記第２ブリッジ回路を駆動回路とし、前記第１ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、前記第２ブリッジ回路から前記第１ブリッジ回路への電力伝送を行わせる逆方向制御と、
前記駆動回路の駆動周波数を増加させてから電力伝送の方向を切換える切換え制御と、を実行し、
前記切換え制御において、前記駆動回路の各レグ間の位相シフト制御を、位相シフト量が０から最大値の範囲で行うか、または前記駆動回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、当該スイッチング素子のオン比率を５０％から最小値の範囲で変化させることを特徴とする。

この構成によれば、駆動回路の各レグ間の位相シフト制御または各スイッチング素子のオン比率を変化させるＰＷＭ制御を行うことで、周波数制御だけでは対応できない零電力でのシームレスな電力伝送方向の切換えが可能となる。すなわち、この構成では、各レグ間での駆動信号の位相シフト制御を０から最大値の範囲で行うか、またはスイッチング素子のオン比率を５０％から最小値の範囲で変化させるＰＷＭ制御を行うことで、位相シフト制御に１次側２次側間の信号を使用する必要がなく、また第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路との位相差を制御する必要もない。したがって、この構成によれば、従来のＬＬＣ方式あるいはＣＬＬＣ方式の設計手法等を利用でき、比較的簡単な制御が可能（例えば、デッドタイムに比べて１０倍程度の広い範囲での制御が可能）となり、低コスト化を図ることができる。

前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記順方向制御において、前記第２ブリッジ回路の前記同期整流制御を行い、
前記順方向制御時の前記切換え制御において、
前記第１ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数まで増加させる第１処理と、
前記第１ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を行い、当該位相シフト制御の第１位相シフト量を０から増加させるか、または前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子の第１オン比率を５０％から減少させる第２処理と、
前記第２ブリッジ回路の出力電流値が所定の閾値以下となった場合に、前記第２ブリッジ回路の前記同期整流制御を停止させる第３処理と、
前記第１位相シフト量を最大値にするか前記第１オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の出力電圧値が所定の上限値に達した場合に、前記第１ブリッジ回路の駆動を停止させる第４処理と、
前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数とし、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の第２位相シフト量を最大値にして、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を開始させるか、または前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子の第２オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始させる第５処理と、
前記第１ブリッジ回路の出力電流値が所定の閾値以上となった場合に、前記第１ブリッジ回路の前記同期整流制御を開始させる第６処理と、
前記第２位相シフト量を０にするか前記第２オン比率を５０％にして、前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を前記最大周波数から低下させる第７処理と、を実行するよう構成できる。

この構成によれば、第２ブリッジ回路の出力電流値と出力電圧値とに基づいて電力伝送方向を切換えるため、外部制御信号なしでシームレスな電力伝送方向の切換えが可能となる。

前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記第２ブリッジ回路に対して定電圧制御を行いつつ、少なくとも前記第５処理を実行するよう構成できる。

この構成によれば、第２ブリッジ回路を定電圧制御しつつ電力伝送方向を切換えるため、電流方向のみの切換えが可能となる。

前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記第２処理を実行する前に前記第３処理を実行し、
前記第６処理を実行する前に前記第７処理を実行するよう構成できる。

前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記順方向制御において、前記第２ブリッジ回路の前記ダイオード整流制御を行い、
前記順方向制御時の前記切換え制御において、
前記第１ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数まで増加させる第１処理と、
前記第１ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を行い、当該位相シフト制御の第１位相シフト量を０から増加させるか、または前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子の第１オン比率を５０％から減少させる第２処理と、
前記第１位相シフト量を最大値にするか前記第１オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の出力電圧値が所定の上限値に達した場合に、前記第１ブリッジ回路の駆動を停止させる第４処理と、
前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数とし、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の第２位相シフト量を最大値にして、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を開始させるか、または前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子の第２オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始させる第５処理と、
前記第２位相シフト量を０にするか前記第２オン比率を５０％にして、前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を前記最大周波数から低下させる第７処理と、を実行するよう構成できる。

上記課題を解決するために、本発明に係る双方向電源装置は、
前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
ＤＣ／ＡＣ変換動作およびＡＣ／ＤＣ変換動作を行う双方向ＤＣ／ＡＣインバータと、
を備える双方向電源装置であって、
電力伝送の方向を切換えるときに、前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと前記双方向ＤＣ／ＡＣインバータの接続点電圧が、一定電圧となるか、または前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧により定まる電圧となることを特徴とする。

この構成によれば、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと双方向ＤＣ／ＡＣインバータとの接続点電圧（リンク電圧）を一定電圧または双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ側の電源電圧により定まる電圧とするため、電力伝送方向の切換え時にリンク電圧の安定化のために設けられたコンデンサ（例えば、電解コンデンサ）を充放電することがなくなり、無駄なエネルギー伝送なしで電力伝送方向の切換えが即座に可能となる。

前記双方向電源装置において、
前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、電気自動車に接続可能に構成され、
前記電気自動車に対して充電動作および放電動作を行うよう構成できる。

本発明によれば、比較的簡単な制御で、切換え時に電力ジャンプのないシームレスに電力伝送方向を切換えることが可能な双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向電源装置を提供することができる。

本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成の例を示す図である。 本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時の制御の第１の流れを示すフロー図の例である。 本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時の制御の第２の流れを示すフロー図の例である。 本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時の制御の第３の流れを示すフロー図の例である。 本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時の位相差の変化を示すタイミング図の例である。 本発明に係る双方向電源装置の応用例を示すシステム構成図の例である。 本発明に係る双方向電源装置の電力伝送方向切換え時の駆動周波数と出力電力の変化を模式的に示した図である。 本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時のＰＷＭ制御のデューティの変化を示すタイミング図の例である。 本発明に係る双方向電源装置の電力伝送方向の切換えによるリンク電圧の変化を模式的に示した図である。 従来の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力伝送方向切換え時の駆動周波数と出力電力の変化を模式的に示した図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向電源装置の実施形態について説明する。

［双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ］
図１に、本発明の一実施形態に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１を示す。双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＤＣ／ＤＣ電源部１０（本発明の「電源部」に相当）と、制御部２０と、端子Ｔ１～Ｔ４とを備える。

ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、トランスＴｒと、第１ブリッジ回路１１と、第２ブリッジ回路１２と、１次側共振回路１３と、２次側共振回路１４と、各種検出回路（図示せず）とを備える。ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、回路構成が左右対称なので、双方向でＬＬＣ共振の電力伝送が可能である。そのため、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の回路構成は、ＣＬＬＣ（または励磁インダクタンスＬｍも含めＣＬＬＬＣ）方式と呼ばれる。

トランスＴｒは、高周波絶縁トランスであり、１次側コイルおよび２次側コイルを含む。１次側コイルは、１次側共振回路１３を介して第１ブリッジ回路１１に接続される。２次側コイルは、２次側共振回路１４を介して第２ブリッジ回路１２に接続される。トランスＴｒは、容量に応じて１個または複数個で構成してもよい。また、トランスＴｒの励磁インダクタンスＬｍはトランスＴｒに含まれるものとして図示していない。

第１ブリッジ回路１１は、並列接続された第１レグおよび第２レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含む。第１レグの上アームはスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を含み、第１レグの下アームはスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２を含み、第２レグの上アームはスイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３を含み、第２レグの下アームはスイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４を含む。

第２ブリッジ回路１２は、並列接続された第３レグおよび第４レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含む。第３レグの上アームはスイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ５、コンデンサＣ５を含み、第３レグの下アームはスイッチング素子Ｑ６、ダイオードＤ６、コンデンサＣ６を含み、第４レグの上アームはスイッチング素子Ｑ７、ダイオードＤ７、コンデンサＣ７を含み、第４レグの下アームはスイッチング素子Ｑ８、ダイオードＤ８、コンデンサＣ８を含む。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８は、トランジスタの回路記号で記載しているが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（窒化ガリウム）－ＭＯＳＦＥＴ等、高周波でスイッチングが可能な電力用半導体スイッチング素子を用いることができる。

ダイオードＤ１～Ｄ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の電流路に逆方向に並列接続される。ダイオードＤ１～Ｄ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８とは独立した外付けダイオードで記載しているが、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の寄生ダイオードでもよいし、その両方でもよい。

コンデンサＣ１～Ｃ８は、部分共振のためのコンデンサであり、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の電流路およびダイオードＤ１～Ｄ８に並列接続される。コンデンサＣ１～Ｃ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の寄生コンデンサでもよいし、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８とは独立した外付けコンデンサでもよいし、その両方でもよい。

１次側共振回路１３は、トランスＴｒの１次側コイルに対して直列に接続された、本発明の「第１共振コイル」に相当する共振コイルＬｒ１と、本発明の「第１共振コンデンサ」に相当する共振コンデンサＣｒ１とを含む。

２次側共振回路１４は、トランスＴｒの２次側コイルに対して直列に接続された、本発明の「第２共振コイル」に相当する共振コイルＬｒ２と、本発明の「第２共振コンデンサ」に相当する共振コンデンサＣｒ２とを含む。

共振コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１は、１次側コイルの両端に配置しているが、１次側コイルの片側に配置してもよい。または、共振コンデンサＣｒ１および共振コイルＬｒ１の定数を分割して、双方を１次側コイルの両端に配置してもよい。共振コイルＬｒ２および共振コンデンサＣｒ２についても同様である。また、共振コイルＬｒ１、Ｌｒ２は、その一部あるいはそのすべてがトランスＴｒの漏れ磁束で構成されてもよく、個別のコイルで構成されてもよく、その両方でもよい。

制御部２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をオン／オフさせるためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の各駆動回路と、各駆動回路に制御信号を送るための制御回路とを含む。制御部２０は、アナログ回路で構成されてもよいし、マイクロコントローラやＤＳＰ等のデジタル回路で構成されてもよいし、アナログ回路とデジタル回路とを組み合わせた回路で構成されてもよい。

制御部２０は、各種検出回路（図示せず）の検出値に基づいて、１次側の電圧Ｖ１、２次側の電圧Ｖ２、および１次側と２次側の電流（図示せず）を監視し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をオン／オフさせる。

制御部２０は、１次側の第１ブリッジ回路１１から２次側の第２ブリッジ回路１２への電力伝送を行わせる順方向制御と、２次側の第２ブリッジ回路１２から１次側の第１ブリッジ回路１１への電力伝送を行わせる逆方向制御と、電力伝送の方向を切換える切換え制御とを実行する。

具体的には、順方向制御時の制御部２０は、駆動回路となる第１ブリッジ回路１１に対してスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を規定の周波数範囲で駆動させる周波数制御を行う一方、第２ブリッジ回路１２に対して同期整流制御を行う。順方向制御かつ切換え制御時の制御部２０は、第１ブリッジ回路１１に対して第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の位相シフト制御を行う。

逆方向制御時の制御部２０は、駆動回路となる第２ブリッジ回路１２に対してスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を規定の周波数範囲で駆動させる周波数制御を行う一方、第１ブリッジ回路１１に対して同期整流制御を行う。逆方向制御かつ切換え制御時の制御部２０は、第２ブリッジ回路１２に対して第３レグ（スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６）と第４レグ（スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８）間の位相シフト制御を行う。

図２～図４に、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の電力伝送方向切換え時の制御（切換え制御）の流れを示す。具体的には、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１が定電圧制御で順方向電力伝送中に出力電力が低下し、出力電圧が上昇して逆方向への電力伝送方向切換えを行う時の制御、および逆方向への電力伝送方向切換え後に逆方向出力電力が低下し、順方向への電力伝送方向切換えを行う時の制御の流れを示す。

図２において、順方向電力伝送時に出力が低下する場合の処理の流れについて説明する。双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１ブリッジ回路１１から第２ブリッジ回路１２の方向に電力伝送を行っているものとする。この場合、制御部２０は、順方向制御を実行し、第１ブリッジ回路１１に対して、入力を電圧Ｖ１とし第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の位相差を０°（位相差なし）として周波数制御を行い、第２ブリッジ回路１２に対して、同期整流制御かつ電圧Ｖ２の定電圧制御を行う（Ｓ１０１）。

制御部２０は、電圧Ｖ２の上昇による出力電力の低下に応じて、第１ブリッジ回路１１の駆動周波数Ｆ１を所定の最大周波数Ｆ１ｍａｘまで増加させる（Ｓ１０２でＹｅｓ）。駆動周波数Ｆ１が最大周波数Ｆ１ｍａｘに達するまでは（Ｓ１０２でＮｏ）、ステップＳ１０１を実行する。さらに出力電力が低下すると、制御部２０は、位相シフト制御を開始し、第１ブリッジ回路１１の第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の位相差すなわち第１位相シフト量θ１を０°から増加させる（Ｓ１０３）。なお、ステップＳ１０３で電圧Ｖ２の上昇によって出力電力が低下すれば第１位相シフト量θ１を増加し、電圧Ｖ２の下降によって出力電力が増加すれば第１位相シフト量θ１を減少させる。すなわち、制御部２０は、目標電力に対して出力電力が大きい場合は、第１位相シフト量θ１を増加し、目標電力に対して出力電力が小さい場合は、第１位相シフト量θ１を減少させる。このように位相シフト制御することで回路を構成する素子の寄生容量による共振の影響を受けずに制御することができる。

制御部２０は、第２ブリッジ回路１２の出力電流（２次側電流）が予め規定された閾値よりも大きい場合（Ｓ１０４でＮｏ）、第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を継続し（Ｓ１０５）、第１位相シフト量θ１が０°でなければ（Ｓ１０６でＮｏ）、ステップＳ１０３以降を実行し、第１位相シフト量θ１が０°であれば（Ｓ１０６でＹｅｓ）、ステップＳ１０１以降を実行する。一方、第２ブリッジ回路１２の出力電流が閾値以下の場合（Ｓ１０４でＹｅｓ）、制御部２０は、第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を停止する（Ｓ１０７）。

さらに出力電力が低下し、第１位相シフト量θ１が最大値（予め設定した最大値または１８０°）に達するまでは（Ｓ１０８でＮｏ）ステップＳ１０３以降を実行する。一方、第１位相シフト量θ１が最大値に達し（Ｓ１０８でＹｅｓ）、第１ブリッジ回路１１から第２ブリッジ回路１２への出力が最小値（０または予め設定した最小値）に制御されたにも関わらず、出力電圧Ｖ２が上昇し、所定の上限値に達した場合（Ｓ１０９でＹｅｓ）、制御部２０は、第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させる（Ｓ１１０）。これにより、制御部２０は、電力伝送方向の反転（第２ブリッジ回路１２から第１ブリッジ回路１１への逆方向電力伝送）開始と判断し、図３「Ａ」（Ｓ２０１以降）へ続く。なお、第１位相シフト量θ１が最大値に達した後、出力電圧Ｖ２が上昇しなければ（Ｓ１０９でＮｏ）、ステップＳ１０３以降を実行する。

次いで、図３において、図２「Ａ」の後の逆方向電力伝送時の起動処理の流れを説明する。制御部２０は、第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させたまま、第２ブリッジ回路１２に対して、入力を電圧Ｖ２として当該電圧Ｖ２の定電圧制御を行いつつ、第３レグ（スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６）と第４レグ（スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８）間の位相差を最大値（予め設定した最大値または１８０°）にして、かつ駆動周波数Ｆ２を最大周波数Ｆ２ｍａｘにして位相シフト制御を開始する（Ｓ２０１）。

制御部２０は、電圧Ｖ２の状況に合わせて第３レグ（スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６）と第４レグ（スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８）間の位相差すなわち第２位相シフト量θ２を制御し、電圧Ｖ２が上昇した場合は第２位相シフト量θ２を最大値から減少させる（Ｓ２０２）。位相シフト制御により第１ブリッジ回路１１の出力電流（１次側電流）が予め規定された閾値以上になると（Ｓ２０３でＹｅｓ）、制御部２０は、第１ブリッジ回路１１の同期整流制御を開始する（Ｓ２０４）。なお、ステップＳ２０２で、電圧Ｖ２が上昇した場合は第２位相シフト量θ２を減少させ、電圧Ｖ２が下降した場合は第２位相シフト量θ２を増加させる。

さらに出力電力が増加し、第２位相シフト量θ２が０°に達すると（Ｓ２０５でＹｅｓ）、制御部２０は、第２ブリッジ回路１２の駆動周波数Ｆ２を最大周波数Ｆ２ｍａｘから低下させる周波数制御を行い（Ｓ２０６）、出力電力を目標値に近づける。出力電力が目標値に達すると、制御部２０は、制御を継続する場合は（Ｓ２０７でＹｅｓ）、ステップＳ２０２以降を実行し、制御を継続しない場合は（Ｓ２０７でＮｏ）、処理を終了する。

一方、第１ブリッジ回路１１の出力電流（１次側電流）が予め規定された閾値未満の場合（Ｓ２０３でＮｏ）、第１ブリッジ回路１１の同期整流制御を停止し（Ｓ２０８）、第２位相シフト量θ２が最大値未満の場合（Ｓ２０９でＮｏ）はステップＳ２０２以降を実行する。第２位相シフト量θ２が最大値となり（Ｓ２０９でＹｅｓ）、電圧Ｖ２が所定の下限値以下になった場合（Ｓ２１０でＹｅｓ）、制御部２０は、逆流電力が減少し逆方向動作が不要になったとして第２ブリッジ回路１２の駆動を停止させる（Ｓ２１１）。これにより、制御部２０は、電力伝送方向の反転（第１ブリッジ回路１１から第２ブリッジ回路１２への順方向電力伝送）開始と判断し、図４「Ｂ」（Ｓ３０１以降）へ続く。

次いで、図４において、図３「Ｂ」の後の順方向電力伝送時の起動処理の流れを説明する。制御部２０は、第２ブリッジ回路１２の駆動を停止させたまま、第１ブリッジ回路１１に対して、入力を電圧Ｖ１とし電圧Ｖ２の定電圧制御を行いつつ、第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の位相差を最大値（予め設定した最大値または１８０°）にして、かつ駆動周波数Ｆ１を最大周波数Ｆ１ｍａｘにして位相シフト制御を開始する（Ｓ３０１）。

制御部２０は、以下、ステップＳ２０２～Ｓ２０７と同様に制御する。すなわち、制御部２０は、電圧Ｖ２の状況に合わせて第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）との間の位相差、すなわち第１位相シフト量θ１を制御し、電圧Ｖ２が減少した場合は、第１位相シフト量θ１を最大値から減少させ（Ｓ３０２）、第２ブリッジ回路１２の出力電流が予め規定された閾値以上になると（Ｓ３０３でＹｅｓ）、第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を開始する（Ｓ３０４）。第１位相シフト量θ１が０°に達するまでは（Ｓ３０５でＮｏ）、ステップＳ３０２以降を実行する。なお、ステップＳ３０２で、電圧Ｖ２が減少した場合は第１位相シフト量θ１を減少させ、電圧Ｖ２が上昇した場合は第１位相シフト量θ１を増加させる。

さらに出力電力が増加し、第１ブリッジ回路１１の第１位相シフト量θ１が０°に達すると（Ｓ３０５でＹｅｓ）、第１ブリッジ回路１１の駆動周波数Ｆ１を出力電力に合わせて最大周波数Ｆ１ｍａｘから低下させる周波数制御を行い（Ｓ３０６）、制御を継続する場合は（Ｓ３０７でＹｅｓ）、図２の「Ｃ」からステップＳ１０１の状態に移行する。制御を継続しない場合は（Ｓ３０７でＮｏ）、処理を終了する。

一方、第２ブリッジ回路１２の出力電流が予め規定された閾値未満の場合（Ｓ３０３でＮｏ）、第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を停止し（Ｓ３０８）、第１位相シフト量θ１が最大値未満の場合は（Ｓ３０９でＮｏ）、ステップＳ３０２以降を実行する。第１位相シフト量θ１が最大値になると（Ｓ３０９でＹｅｓ）、第２ブリッジ回路１２に外部から電圧が印可されて電圧Ｖ２が所定の上限値になるまでは（Ｓ３１０でＮｏ）、ステップＳ３０２以降を実行し、上限値以上になった場合（Ｓ３１０でＹｅｓ）、図２の「Ｄ」からステップＳ１１０の状態に移行する。

上記説明において、ステップＳ１０２でＹｅｓとなり第１ブリッジ回路１１の駆動周波数Ｆ１を最大とする処理が、本発明の「第１処理」に相当する。ステップＳ１０３で第１ブリッジ回路１１の第１位相シフト量θ１を増加させる処理が、本発明の「第２処理」に相当する。ステップＳ１０４、Ｓ１０７で第２ブリッジ回路１２の出力電流が閾値以下となり、第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を停止する処理が、本発明の「第３処理」に相当する。ステップＳ１０８～Ｓ１１０で第１ブリッジ回路１１の第１位相シフト量θ１が最大となり、電圧Ｖ２が上限値以上となり、第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させる処理が、本発明の「第４処理」に相当する。

ステップＳ２０１で第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させたまま第２ブリッジ回路１２に対して位相差最大かつ最大周波数Ｆ２ｍａｘで位相シフト制御を開始する処理が、本発明の「第５処理」に相当する。ステップＳ２０２～Ｓ２０４で第２ブリッジ回路１２の第２位相シフト量θ２を減少させ、第１ブリッジ回路１１の出力電流が閾値以上となると、第１ブリッジ回路１１の同期整流制御を開始する処理が、本発明の「第６処理」に相当する。ステップＳ２０５、Ｓ２０６で第２ブリッジ回路１２の第２位相シフト量θ２が０°となり、駆動周波数Ｆ２を最大周波数Ｆ２ｍａｘから低下させる周波数制御を行う処理が、本発明の「第７処理」に相当する。

なお、上記説明では、「第２処理」の後に「第３処理」を行い、「第６処理」の後に「第７処理」を行うようにしたが、同期整流制御を停止または開始するのは出力電流の閾値に依存し、駆動回路の位相シフト制御の動作とは無関係なので、位相シフト制御を行う際には同期整流制御を停止してもよい。すなわち、「第３処理」を行った後に「第２処理」を行い、「第７処理」を行った後に「第６処理」のステップＳ２０３、Ｓ２０４の処理を行ってもよい。

図５は、第１ブリッジ回路１１の第１レグと第２レグ間の位相差θ（第１位相シフト量θ１）の変化を示したタイミング図である。

図５（Ａ）は、第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の位相差θを０°（位相差なし）とした状態であり、図２のステップＳ１０１の状態に相当する。

図５（Ｂ）では、第１レグと第２レグ間は位相差θがわずかに生じており、図５（Ｃ）では、位相差θが大きくなっている。これらは図２のステップＳ１０３の状態に相当する。図５（Ｄ）では、第１レグと第２レグ間は位相差θ＝１８０°（最大値）になっており、これは図２のステップＳ１０８でＹｅｓの状態に相当する。

［双方向電源装置］
図６に、本発明の一実施形態に係る双方向電源装置２を用いた電源システムの構成図を示す。図６では、双方向電源装置２をＶ２Ｈ（Vehicle to Home）に適用している。

双方向電源装置２は、ＤＣ／ＤＣ電源部１０と、ＤＣ／ＡＣ電源部３０と、これらを制御する制御部２１と、端子Ｔ１～Ｔ６とを備える。ＤＣ／ＤＣ電源部１０と、制御部２１のＤＣ／ＤＣ電源部１０の制御に関する部分（すなわち、制御部２０の機能を有する部分）とが、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１に相当し、ＤＣ／ＡＣ電源部３０と、制御部２１のＤＣ／ＡＣ電源部３０の制御に関する部分とが、本発明の双方向ＤＣ／ＡＣインバータに相当する。

ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のＤＣ／ＤＣ電源部１０と同じ構成である。ＤＣ／ＤＣ電源部１０とＤＣ／ＡＣ電源部３０との接続点（端子Ｔ３、Ｔ４間）には、電圧安定化のための電解コンデンサ（図示せず）が接続されている。

ＤＣ／ＡＣ電源部３０は、複数のスイッチング素子およびインダクタを含み、制御部２１の制御下（例えば、ＰＷＭ制御下）で、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換動作と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換動作とを行うよう構成される。

制御部２１は、上記の制御部２０の機能を有し、さらにＤＣ／ＡＣ電源部３０の複数のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング制御（例えば、ＰＷＭ制御）を行うよう構成される。制御部２１は、制御部２０と同様に、アナログ回路で構成されてもよいし、マイクロコントローラやＤＳＰ等のデジタル回路で構成されてもよいし、アナログ回路とデジタル回路とを組み合わせた回路で構成されてもよい。

双方向電源装置２では、ＤＣ／ＤＣ電源部１０とＤＣ／ＡＣ電源部３０とが端子Ｔ３、Ｔ４を介して互いに接続される。双方向電源装置２の直流側の端子Ｔ１、Ｔ２は、図示しない充放電コネクタを経由して電気自動車（ＥＶ）４０に接続される。双方向電源装置２の交流側の端子Ｔ５、Ｔ６は、家庭の電気製品や電気設備等の負荷５０に接続され、また太陽光パネル（ＰＶ）６０のパワーコンディショナー装置（ＰＣＳ）６１に接続され、さらに系統解列器（ＳＷ）７０を経由して電力系統７１（系統電源Ｖ４）に接続される。

双方向電源装置２は、図示しない操作部（例えば、操作パネル）を備えており、操作部で充電指示を受け付けた場合、電気自動車４０に対して充電動作を行う一方、操作部で放電指示を受け付けた場合、電気自動車４０に対して放電動作を行う。

具体的には、充電動作時の双方向電源装置２は、充電電源として動作し、端子Ｔ５、Ｔ６に供給された系統電力および／またはパワーコンディショナー装置６１で交流に変換された太陽光パネル６０の発電電力を直流電力に変換し、当該直流電力を定電流制御で電気自動車４０に供給する。

放電動作時の双方向電源装置２は、電力系統７１が通電している通電時の場合、回生電源として動作し、電気自動車４０のバッテリーに蓄えられた直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、当該交流電力を系統連係して端子Ｔ５、Ｔ６から出力する。

一方、電力系統７１が停電している停電時の場合、放電動作時の双方向電源装置２は、系統解列器７０を操作して電力系統７１から解列させ、自立運転を行い、負荷５０に交流電力を供給する。パワーコンディショナー装置６１は、双方向電源装置２が供給する交流電力に連系（疑似連系）して負荷５０に交流電力を供給することができる。

太陽光パネル６０の発電電力に余剰電力がある場合、双方向電源装置２は、余剰電力を利用して電気自動車４０に対して充電動作を行うことができ、電力系統７１の停電時でも電気自動車４０のバッテリーに電力を蓄えることができる。これにより、双方向電源装置２は、自立運転を長時間行うことができる。

そのため、双方向電源装置２は、定電圧制御による端子Ｔ１、Ｔ２から端子Ｔ５、Ｔ６方向への放電動作中に、余剰電力が発生し電流の流れが反転した時点で、切換え時の電力ジャンプがなく、スムーズかつシームレスに電力伝送方向の切換えを行う必要がある。また、電力伝送方向の切換え後に余剰電力が減少し、電流の流れが元に戻った時点で、充電動作から放電動作にスムーズかつシームレスに電力伝送方向を元に戻す必要がある。

放電動作時のＤＣ／ＤＣ電源部１０は、電気自動車４０のバッテリー電圧である電圧Ｖ１を入力とし、ＤＣ／ＡＣ電源部３０との接続点（端子Ｔ３、Ｔ４間）の電圧であるリンク電圧Ｖ２（本発明の「接続点電圧」に相当）の定電圧制御を行う。ＤＣ／ＡＣ電源部３０は、ＤＣ／ＡＣ変換動作により直流のリンク電圧Ｖ２を商用交流電圧（電圧Ｖ３）に変換し、かつ電圧Ｖ３の定電圧制御を行う。

負荷５０の消費電力よりも太陽光パネル６０の発電電力が大きくなり余剰電力が生じると、電圧Ｖ３が上昇し、ＤＣ／ＡＣ電源部３０は逆向き（充電方向）の電力変換動作（ＡＣ／ＤＣ変換動作）を開始する。これにより、双方向電源装置２では、電流の向きが反転してリンク電圧Ｖ２が上昇する。ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、制御部２１の制御（切換え制御）により、リンク電圧Ｖ２が上昇しても、切換え時の電力ジャンプがなく、スムーズかつシームレスに電流方向を反転させて、電力伝送方向を反転させることができる。また、電力伝送方向の切換え後に負荷５０の消費電力と太陽光パネル６０の発電電力との差が減少し、余剰電力がなくなると、電圧Ｖ３が下降し、ＤＣ／ＡＣ電源部３０は元の放電方向の電力変換動作（ＤＣ／ＡＣ変換動作）を開始する。これにより、双方向電源装置２では、電流の向きが反転してリンク電圧Ｖ２が減少する。ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、制御部２１の制御（切換え制御）により、リンク電圧Ｖ２が減少しても、切換え時の電力ジャンプがなく、スムーズかつシームレスに電流方向を反転させて、電力伝送方向を元の方向に戻すことができる。

図７に、双方向電源装置２内におけるＤＣ／ＤＣ電源部１０の電力伝送方向切換え時の駆動周波数と出力電力の変化を模式的に示す。

図７の第３象限は、放電側（Ｖ１側からＶ３側への）電力伝送量を示し、横軸ＦｄはＤＣ／ＤＣ電源部１０の駆動周波数、縦軸Ｐｄは放電電力を示す。図７の第１象限は、充電側（Ｖ３側からＶ１側への）電力伝送量を示し、横軸ＦｃはＤＣ／ＤＣ電源部１０の駆動周波数、縦軸Ｐｃは充電電力を示す。

放電動作時の双方向電源装置２において、制御部２１は、放電電力（双方向電源装置２の出力電力）がＡｄ点となるように、ＤＣ／ＤＣ電源部１０およびＤＣ／ＡＣ電源部３０を制御する。その後、負荷５０の消費電力と太陽光パネル６０の発電電力との電力差が減少すると、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の第１ブリッジ回路１１の駆動周波数が増加し、放電電力がＢｄ点まで低下し、駆動周波数が放電側の最大周波数に達する。

制御部２１は、駆動周波数が放電側の最大周波数に達すると、第１ブリッジ回路１１の位相シフト制御を開始し、第１レグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）間の第１位相シフト量θ１を０°から増加させる。位相シフト制御により放電電力がＣｄ点まで低下すると、制御部２１は、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の第２ブリッジ回路１２の同期整流制御を停止する。さらに出力電力が低下し、第１位相シフト量θ１が最大値に達すると、放電電力がＤｄ点に達して０になる。放電電力が０になると、制御部２１は、第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させる。

太陽光パネル６０の発電電力に余剰電力（太陽光パネル６０の発電電力と負荷５０の消費電力との電力差）が生じると、制御部２１の制御下でＤＣ／ＡＣ電源部３０が逆向きの電力変換動作（ＡＣ／ＤＣ変換動作）を開始し、リンク電圧Ｖ２が上昇する。制御部２１は、充電電力（双方向電源装置２の出力電力）がＤｃ点となるように、第２ブリッジ回路１２に対して、第３レグ（スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６）と第４レグ（スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８）間の第２位相シフト量θ２を最大値にした状態で、駆動周波数を最大周波数として位相シフト制御を開始する。

余剰電力が増加すると、制御部２１は、第２位相シフト量θ２を減少させる。位相シフト制御により充電電力がＣｃ点まで上昇すると、制御部２１は、第１ブリッジ回路１１の同期整流制御を開始する。第２位相シフト量θ２が０°になると、充電電力はＢｃ点まで上昇する。充電電力がＢｃ点まで上昇すると、制御部２０は、第２ブリッジ回路１２の駆動周波数を最大周波数から低下させる周波数制御を行い、充電電力を目標値のＡｃ点に近づける。

なお、図７の駆動周波数に対する充電電力および放電電力の関係線は、入力電圧によって異なり、入力電圧が高い程同じ駆動周波数でも高い出力値となる。放電時の最大周波数と充電時の最大周波数は同じ値でも、異なる値でもよい。また、放電側および充電側の同期整流制御の開始／停止時の電力値にヒステリシスを設けなかったが、ハンチングを防止するためにヒステリシスを設けることが好ましい。これらの動作条件ごとに異なる最大周波数を充電／放電時の入力電圧範囲に対して、最大周波数を制御部２０あるいは制御部２１内の記憶部（図示せず）に記憶し、動作条件によって、最適な最大周波数を読み出して制御してもよい。

双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１および双方向電源装置２によれば、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の駆動回路の位相シフト制御を行うことで、周波数制御だけでは対応できない零電力（切換え時の電力ジャンプなし）でのシームレスな電力伝送方向の切換えが可能となる。すなわち、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１および双方向電源装置２では、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の駆動回路の各レグ間での駆動信号の位相シフト制御を０から最大値の範囲で行うことで、位相シフト制御に１次側２次側間の信号を使用する必要がなく、また第１ブリッジ回路１１と第２ブリッジ回路１２との位相差を制御する必要もない。このため、従来のＬＬＣ方式あるいはＣＬＬＣ方式の設計手法等を利用でき、比較的簡単な制御が可能（例えば、デッドタイムに比べて１０倍程度の広い範囲での制御が可能）となり、低コスト化を図ることができる。

双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１および双方向電源装置２では、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の出力電流値と出力電圧値とに基づいて電力伝送方向を切換えるため、外部制御信号なしでシームレスな電力伝送方向の切換えが可能となる。また、双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１および双方向電源装置２では、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の第２ブリッジ回路１２を定電圧制御しつつ電力伝送方向を切換えることで、電流方向のみの切換えが可能となる。

なお、最大駆動周波数（最大周波数Ｆ１ｍａｘ、Ｆ２ｍａｘ）から出力を低下させるのに駆動側のレグ間の位相シフト量を０°から最大値または１８０°まで行う方法を使用したが、これに限るものではなく、ＰＷＭ制御を用いてスイッチング素子のオン比率を５０％から最小値（予め設定した最小値または０％）まで短くすることで、負荷電流を制限し、出力を低下させてもよい。

図８（Ａ）～（Ｄ）は、第１ブリッジ回路１１のＰＷＭ制御のデューティＤの変化を示したタイミング図である。図８の（Ａ）～（Ｄ）は、図５の（Ａ）～（Ｄ）に相当する。図８（Ａ）はデューティＤ＝５０％の状態であり、図８（Ｂ）においてデューティＤは５０％よりも小さくなり、図８（Ｃ）においてデューティＤはさらに小さくなる。そして、図８（Ｄ）でデューティＤ＝０％となる。なお、図８では、ターンオフのタイミング制御を行うことでデューティＤを変化させているが、ターンオンのタイミング制御を行ってデューティＤを変化させてもよいし、他の制御を行ってデューティＤを変化させてもよい。

以上、本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向電源装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

［ダイオード整流制御］
上記実施形態では、順方向制御時には第２ブリッジ回路１２に対して同期整流制御を行い、逆方向制御時には第１ブリッジ回路１１に対して同期整流制御を行ったが、同期整流制御の代わりにダイオード整流制御を行ってもよい。

ダイオード整流制御の場合、順方向制御時には第２ブリッジ回路１２のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を連続オフ状態にして、第２ブリッジ回路１２にダイオード整流させ、逆方向制御時には第１ブリッジ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を連続オフ状態にして、第１ブリッジ回路１１にダイオード整流させる。

また、ダイオード整流制御の場合、例えば、第１ブリッジ回路１１から第２ブリッジ回路１２への電力伝送時（順方向制御時）の切換え制御において、第３処理および第６処理を省略して、第１処理、第２処理、第４処理、第５処理、第７処理を実行すればよい。

すなわち、ダイオード整流制御の場合、
（１）第１ブリッジ回路１１の駆動周波数Ｆ１を最大とする「第１処理」と、
（２）位相シフト制御により第１ブリッジ回路１１の各レグ間の第１位相シフト量θ１を０から増加させる（または、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン比率（第１オン比率）を５０％から減少させる）「第２処理」と、
（３）第１位相シフト量θ１が最大値（または、第１オン比率が最小値）となり、電圧Ｖ２が上限値以上となり、第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させる「第４処理」と、
（４）第１ブリッジ回路１１の駆動を停止させたまま、第２ブリッジ回路１２に対して位相差最大かつ最大周波数で位相シフト制御を開始させる（または、第２ブリッジ回路１２に対してスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のオン比率（第２オン比率）を最小かつ最大周波数でＰＷＭ制御を開始させる）「第５処理」と、
（５）第２ブリッジ回路１２の各レグ間の第２位相シフト量θ２が０°（または、第２オン比率が５０％）となり、駆動周波数Ｆ２を最大周波数Ｆ２ｍａｘから低下させる周波数制御を行う「第７処理」と、
を実行すればよい。

［リンク電圧の制御］
図９に、上記実施形態に係る双方向電源装置２の放電動作と充電動作とを切換える場合のリンク電圧Ｖ２の変化を模式的に示す。

図９（Ａ）の場合、放電動作時のＤＣ／ＤＣ電源部１０のリンク電圧Ｖ２はａ電圧であるが、充電動作時のＤＣ／ＡＣ電源部３０のリンク電圧Ｖ２はｂ電圧（ただし、ｂ電圧＜ａ電圧）である。そのため、充電動作と放電動作を切換えると、リンク電圧Ｖ２が生じる接続点（端子Ｔ３、Ｔ４間）に接続された電圧安定化のための電解コンデンサに充放電が発生し、無駄な電力が消費される。

一方、図９（Ｂ）の場合、放電動作時のＤＣ／ＤＣ電源部１０のリンク電圧Ｖ２および充電動作時のＤＣ／ＡＣ電源部３０のリンク電圧Ｖ２は、ともにｃ電圧である。そのため、充電動作と放電動作を切換えても、接続点（端子Ｔ３、Ｔ４間）に接続された電圧安定化のための電解コンデンサに充放電が発生しないため、無駄な電力が消費されない。このため、図９（Ｂ）の場合は、電力伝送方向の切換え時に、リンク電圧Ｖ２の変化を待たずに即座に電力伝送方向の切換えが可能である。なお、リンク電圧Ｖ２は、例えば、電圧Ｖ１によって可変としても、固定としてもよい。

すなわち、双方向電源装置２は、電力伝送方向の切換え時におけるＤＣ／ＤＣ電源部１０とＤＣ／ＡＣ電源部３０のリンク電圧Ｖ２を、一定電圧とするか、またはＤＣ／ＤＣ電源部１０の入力電圧（電圧Ｖ１）により定まる電圧とすることにより、リンク電圧Ｖ２の変化を待たずに即座に電力伝送方向を切換えることができる。

［その他の変形例］
本発明に係る双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、第１ブリッジ回路と、第２ブリッジ回路と、１次側共振回路と、２次側共振回路と、制御部とを備え、制御部が、第１ブリッジ回路を駆動回路とし、第２ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、第１ブリッジ回路から第２ブリッジ回路への電力伝送を行わせる順方向制御、第２ブリッジ回路を駆動回路とし、第１ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、第２ブリッジ回路から第１ブリッジ回路への電力伝送を行わせる逆方向制御、および駆動回路の駆動周波数を増加させてから電力伝送の方向を切換える切換え制御を実行し、切換え制御において、駆動回路の各レグ間の位相シフト制御を、位相シフト量が０から最大値（予め設定した最大値または１８０°）の範囲で行う、あるいはＰＷＭ制御で、スイッチング素子のオン比率を５０％から最小値（予め設定した最小値または０％）までの範囲で変化させるのであれば、適宜構成を変更できる。

すなわち、実施形態では、一方の駆動周波数を最大値とし、位相シフト量を０から最大値まで増加して切換え、もう一方の駆動周波数を最大値とし、位相シフト量を最大値から０まで減少させた後、駆動周波数を最大値から減少させたが、一方の駆動周波数を十分大きくした状態（例えば、共振コイルと共振コンデンサで決まる共振周波数の１．５倍～２倍程度）で位相シフト量を０から増加しつつ駆動周波数を増加して、もう一方の駆動周波数を十分大きな値かつ位相シフト量を最大値とした状態で切換え、位相シフト量を最大値から減少させつつ、駆動周波数を十分大きな値から減少させ、位相シフト量が０になった後に、引き続き駆動周波数を減少させてもよい。

なお、駆動周波数が上記共振周波数よりも高くなると、駆動周波数の増加によるゲインの低下率が下がる一方、駆動周波数が高くなるとトランスおよび共振コイルの発熱が大きくなる。そのため、両者を勘案して駆動周波数の最大値（最大周波数Ｆ１ｍａｘ、Ｆ２ｍａｘ）を決めることが好ましい。

１ 双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ 双方向電源装置
１０ ＤＣ／ＤＣ電源部
１１ 第１ブリッジ回路
１２ 第２ブリッジ回路
１３ １次側共振回路
１４ ２次側共振回路
２ 双方向電源装置
２０、２１ 制御部
３０ ＤＣ／ＡＣ電源部
４０ 電気自動車
５０ 負荷
６０ 太陽光パネル
６１ パワーコンディショナー装置
７０ 系統解列器
７１ 電力系統

Claims (7)

1. 電源部および制御部を含む双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電源部は、
   １次側コイルおよび２次側コイルを含むトランスと、
   並列接続された第１レグおよび第２レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームがスイッチング素子を含み、前記１次側コイルに接続された第１ブリッジ回路と、
   並列接続された第３レグおよび第４レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームがスイッチング素子を含み、前記２次側コイルに接続された第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路と前記１次側コイルとの間に設けられ、第１共振コイルおよび第１共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
   前記第２ブリッジ回路と前記２次側コイルとの間に設けられ、第２共振コイルおよび第２共振コンデンサを含む２次側共振回路と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１ブリッジ回路を駆動回路とし、前記第２ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、前記第１ブリッジ回路から前記第２ブリッジ回路への電力伝送を行わせる順方向制御と、
   前記第２ブリッジ回路を駆動回路とし、前記第１ブリッジ回路に対して同期整流制御またはダイオード整流制御を行い、前記第２ブリッジ回路から前記第１ブリッジ回路への電力伝送を行わせる逆方向制御と、
   前記駆動回路の駆動周波数を増加させてから電力伝送の方向を切換える切換え制御と、を実行し、
   前記切換え制御において、前記駆動回路の各レグ間の位相シフト制御を、位相シフト量が０から最大値の範囲で行うか、または前記駆動回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、当該スイッチング素子のオン比率を５０％から最小値の範囲で変化させる
   ことを特徴とする双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、
   前記順方向制御において、前記第２ブリッジ回路の前記同期整流制御を行い、
   前記順方向制御時の前記切換え制御において、
   前記第１ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数まで増加させる第１処理と、
   前記第１ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を行い、当該位相シフト制御の第１位相シフト量を０から増加させるか、または前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子の第１オン比率を５０％から減少させる第２処理と、
   前記第２ブリッジ回路の出力電流値が所定の閾値以下となった場合に、前記第２ブリッジ回路の前記同期整流制御を停止させる第３処理と、
   前記第１位相シフト量を最大値にするか前記第１オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の出力電圧値が所定の上限値に達した場合に、前記第１ブリッジ回路の駆動を停止させる第４処理と、
   前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数とし、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の第２位相シフト量を最大値にして、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を開始させるか、または前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子の第２オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始させる第５処理と、
   前記第１ブリッジ回路の出力電流値が所定の閾値以上となった場合に、前記第１ブリッジ回路の前記同期整流制御を開始させる第６処理と、
   前記第２位相シフト量を０にするか前記第２オン比率を５０％にして、前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を前記最大周波数から低下させる第７処理と、を実行する
   ことを特徴とする請求項１に記載の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記制御部は、
   前記第２ブリッジ回路に対して定電圧制御を行いつつ、少なくとも前記第５処理を実行する
   ことを特徴とする請求項２に記載の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、
   前記第２処理を実行する前に前記第３処理を実行し、
   前記第６処理を実行する前に前記第７処理を実行する
   ことを特徴とする請求項２に記載の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記制御部は、
   前記順方向制御において、前記第２ブリッジ回路の前記ダイオード整流制御を行い、
   前記順方向制御時の前記切換え制御において、
   前記第１ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数まで増加させる第１処理と、
   前記第１ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を行い、当該位相シフト制御の第１位相シフト量を０から増加させるか、または前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、前記第１ブリッジ回路の各スイッチング素子の第１オン比率を５０％から減少させる第２処理と、
   前記第１位相シフト量を最大値にするか前記第１オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の出力電圧値が所定の上限値に達した場合に、前記第１ブリッジ回路の駆動を停止させる第４処理と、
   前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を所定の最大周波数とし、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の第２位相シフト量を最大値にして、前記第２ブリッジ回路の各レグ間の位相シフト制御を開始させるか、または前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子の第２オン比率を最小値にして、前記第２ブリッジ回路の各スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始させる第５処理と、
   前記第２位相シフト量を０にするか前記第２オン比率を５０％にして、前記第２ブリッジ回路の駆動周波数を前記最大周波数から低下させる第７処理と、を実行する
   ことを特徴とする請求項１に記載の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 請求項１～５のいずれか一項に記載の双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   ＤＣ／ＡＣ変換動作およびＡＣ／ＤＣ変換動作を行う双方向ＤＣ／ＡＣインバータと、
   を備える双方向電源装置であって、
   電力伝送の方向を切換えるときに、前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと前記双方向ＤＣ／ＡＣインバータの接続点電圧が、一定電圧となるか、または前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧により定まる電圧となる
   ことを特徴とする双方向電源装置。
7. 前記双方向電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、電気自動車に接続可能に構成され、
   前記電気自動車に対して充電動作および放電動作を行う
   ことを特徴とする請求項６に記載の双方向電源装置。

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