JP7499887B2 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

Description

本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。

従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、さらに平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。

特開平７－７１８０５号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速する、という問題があった。このような問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、またはリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられるが、コンデンサ部品のコストが高くなり、また装置が大型化してしまう。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、コンデンサの電力状態を検出する検出部と、検出部の検出値に応じた脈動がモータの駆動パターンに重畳されるようにインバータの動作を制御し、コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、を備える。検出部は、充放電電流を検出し、制御部は、充放電電流に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する駆動パターンを自動探索する。

本開示に係る電力変換装置は、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部のｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 比較例として実施の形態１の電力変換装置と同様の回路構成の電力変換装置における駆動波形の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置における駆動波形の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御部のｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態３に係る電力変換装置が備える制御部のｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態４に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態４に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図

以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源１１０および圧縮機３１５に接続される。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電流検出部５０１と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。なお、電力変換装置１、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２を構成している。

リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有し、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行うものである。電流検出部５０１は、整流部１３０によって整流され、整流部１３０から平滑部２００に流入される電流、すなわち平滑部２００への入力電流を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。電流検出部５０１は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。

平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０によって整流された電力を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続され、整流部１３０によって整流された電力を平滑化するような容量を有し、平滑化によりコンデンサ２１０に発生する電圧は商用電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分となり、商用電源１１０が三相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力とインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の容量によって決まる。例えば、コンデンサ２１０に発生する電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動している。

インバータ３１０は、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、および還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０および平滑部２００から出力される電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換、すなわち第２の交流電力を生成して、圧縮機３１５に出力する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。モータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電力の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。モータ３１４について、図１ではモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、一例であり、これに限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。

なお、電力変換装置１において、図１に示す各構成の配置は一例であり、各構成の配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電流検出部５０１、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電流検出部５０１で検出された電流値、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、検出値と称することがある。

制御部４００は、電流検出部５０１から平滑部２００の入力電流の電流値を取得し、電流検出部３１３ａ，３１３ｂからインバータ３１０によって変換された所望の振幅および位相を有する第２の交流電力の電流値を取得する。制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。本実施の形態において、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む第２の交流電力をインバータ３１０から負荷である圧縮機３１５に出力するようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行ってもよい。

制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧、電流のいずれかが所望の状態になるように制御を行う。ここで、モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも難しいので、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、およびセンサレスベクトル制御の２種類がある。本実施の形態では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。

つづいて、制御部４００における本実施の形態での特徴的な動作について説明する。図１に示すように、電力変換装置１において、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０への入力電流を入力電流Ｉ１とし、平滑部２００のコンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流を出力電流Ｉ２とし、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流を充放電電流Ｉ３とする。入力電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響は受けるものの、基本的に電源周波数の２ｎ倍成分を含む特性を有する。なお、ｎは１以上の整数である。

平滑部２００のコンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、充放電電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。充放電電流Ｉ３を減少させ、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、制御部４００は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１＝コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２となるようにインバータ３１０を制御すればよい。ただし、出力電流Ｉ２にはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳されるため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の電力状態を監視し、モータ３１４に適切な脈動を与えて充放電電流Ｉ３が減少するようにすればよい。ここで、コンデンサ２１０の電力状態とは、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃなどのことである。制御部４００は、これらのコンデンサ２１０の電力状態のうち、少なくともいずれか１つの情報が劣化抑制制御に必要となる。

本実施の形態では、制御部４００は、電流検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１を用いて、出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにモータ３１４に脈動を加える。すなわち、制御部４００は、電流検出部５０１の検出値に応じた脈動がモータ３１４の駆動パターンに重畳されるようにインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、入力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、モータ３１４の入出力電力の関係からモータ３１４のｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を制御する。制御部４００は、この制御方法では、インバータ３１０への入力電力とモータ３１４の機械出力との関係を利用して、充放電電流Ｉ３を低減するための理想的なｑ軸電流を算出する。この制御方法は、入力電流Ｉ１を検出するセンサ、すなわち電流検出部５０１が必要になるが、理論式を用いてｑ軸電流の脈動波形をダイレクトに決定するため、入力電流Ｉ１の変化に対する即応性が高く、脈動負荷補償と併用したときにコンデンサ２１０の劣化抑制がしやすいというメリットがある。このように、本実施の形態において、制御部４００は、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系において制御を行う。

電力変換装置１において、電流検出部５０１は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１の電流値を検出し、電流値を制御部４００に出力する。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減少させることができる。前述のように、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１には電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることから、出力電流Ｉ２およびモータ３１４のｑ軸電流にも電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることになる。出力電流Ｉ２を適切に脈動させるためのモータ３１４のｑ軸電流の具体的な計算方法は、例えば、以下のような方法がある。

電力変換装置１への入力となる商用電源１１０からの交流電源電圧は式（１）で表される。

式（１）において、Ｖ_ｓは交流電源電圧の振幅を示し、ω_ｉｎは交流電源電圧の角周波数を示し、ｔは時刻を示す。角周波数ω_ｉｎは電源環境にもよるが、多くの場合、５０Ｈｚ×２π＝３１４ｒａｄ／ｓ、または６０Ｈｚ×２π＝３７７ｒａｄ／ｓとなる。なお、電力変換装置１は、整流部１３０の前段または後段に昇圧部を含む回路構成の場合、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１にはＰＷＭリプルが含まれることになるが、平均化して考慮しないこととする。入力電流Ｉ１が周期関数であると仮定して、入力電流Ｉ１をフーリエ級数で近似すると、入力電流Ｉ１は式（２）のように表せる。入力電流Ｉ１は整流部１３０よって電源周波数２ｆの整数倍の成分が多く含まれる波形となる。入力電流Ｉ１の基本波は電源周波数２ｆの成分となる。なお、数式では、他と表記を合わせるため、入力電流Ｉ１の「１」の部分は下付にしている。以降についても同様とする。

式（２）において、Ｉ_ＤＣは電流の直流分を示し、Ｉ_２ｆ，Ｉ_４ｆ，Ｉ_６ｆ，…は電流の基本波振幅および高調波振幅を示し、θ_２ｆ，θ_４ｆ，θ_６ｆ，…は基本波位相および高調波位相を示す。入力電流Ｉ１をそのまま制御部４００の制御に使用してもよいし、入力電流Ｉ１にフィルタを掛けてから制御部４００の制御に使用してもよい。例えば、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタによって入力電流Ｉ１の直流成分、基本波成分、および低次高調波成分を抽出したものを入力電流Ｉ１´とすると、入力電流Ｉ１´は、例えば、式（３）のように表せる。式（３）において、入力電流Ｉ１´は、直流成分、電源周波数２ｆ成分、および電源周波数４ｆ成分を抽出したものであるが、電源周波数６ｆ以上の成分を加味してもよい。なお、バンドパスフィルタは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成してもよいし、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成してもよい。また、入力電流Ｉ１´について、フーリエ級数展開の係数演算式から計算してもよい。

上述のフィルタ類によって特定の周波数成分のみを抽出するのは、モータ３１４に対して与える脈動に意図しない周波数成分が含まれるのを防ぐためである。一方で、上述のフィルタ類を使用した場合、入力電流Ｉ１の変化に対する即応性が低下するので、フィルタ類を使用するか否かは状況に応じて決めてよい。以下の説明では、上述のフィルタ類を使用したものとして説明する。コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２の出力電流指令Ｉ_２ ^＊を式（４）のように与える。

出力電流指令Ｉ_２ ^＊が指令値通りに流れるようにモータ３１４に脈動を加えるには、例えば、以下のようにすればよい。出力電流指令Ｉ_２ ^＊が指令値通りに流れたとき、コンデンサ２１０からモータ３１４に入力される有効電力は式（５）のように表される。

式（５）において、Ｖ_ｄｃは直流母線電圧を示す。一方、モータ３１４で消費される有効電力Ｐ_ｍｏｔは、ｄｑ軸電圧およびｄｑ軸電流によって式（６）のように表される。

ここで、永久磁石同期モータの定常状態の電圧方程式を考え、式（６）に代入すると式（７）が得られる。

式（７）において、Ｒ_ａは電機子抵抗を示し、Ｌ_ｄおよびＬ_ｑはｄｑ軸インダクタンスを示し、Φ_ａはｄｑ軸鎖交磁束数を示し、ω_ｅは電気角速度を示す。電機子抵抗Ｒ_ａによる電圧降下が無視でき、なおかつ、ｄ軸電流ｉ_ｄがほぼゼロとみなせるケースでは、式（８）が成立する。

Ｐ_ｍｏｔ＝Ｐ_ｉｎとなるようにモータ３１４に脈動を与えれば、平滑部２００に流れる電流、すなわち充放電電流Ｉ３を低減できるため、式（９）のようにｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を与えればよい。

式（９）のようにｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を与えれば、平滑部２００のコンデンサ２１０の劣化抑制が可能である。なお、ｄ軸電流ｉ_ｄが非ゼロの場合は、リラクタンストルクを加味して式（１０）のように演算してもよい。

ここで、ｉ_ｄ ^＊はｄ軸電流指令である。式（９）および式（１０）ではＰ_ｍｏｔ＝Ｐ_ｉｎを仮定したが、モータ３１４には銅損、鉄損、機械損といった損失がつきものである。そのため、このような損失を加味して演算を行ってもよい。

上記のような演算を行う制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、ｑ軸電流脈動演算部４０８と、加算部４０９と、を備える。

回転子位置推定部４０１は、モータ３１４にかかるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊およびｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑから、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θ_ｅｓｔ、および回転子速度である推定速度ω_ｅｓｔを推定する。

速度制御部４０２は、速度指令ω^＊と推定速度ω_ｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を自動調整する。速度指令ω^＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。

弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の絶対値が電圧リミット値Ｖ_ｌｉｍ ^＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を自動調整する。また、本実施の形態において、弱め磁束制御部４０３は、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を加味して弱め磁束制御を行う。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を計算する方法、および電圧リミット値Ｖ_ｌｉｍ ^＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。

電流制御部４０４は、ｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑがｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を自動調整する。

座標変換部４０５は、推定位相角θ_ｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^＊に座標変換する。

座標変換部４０６は、推定位相角θ_ｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉ_ｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉ_ｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、および２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。

ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。

ｑ軸電流脈動演算部４０８は、電流検出部５０１で検出された電流値である入力電流Ｉ１、直流母線電圧Ｖ_ｄｃ、および推定速度ω_ｅｓｔに基づいて、前述のｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を演算する。なお、電力変換装置１は、図１では省略しているが、一般的に、回路保護、制御上の理由などから、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出する検出部を備えている。

加算部４０９は、速度制御部４０２から出力されたｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊と、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊とを加算し、加算したものを電流制御部４０４へのｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊として出力する。

制御部４００は、従来と同様の制御を行う電力変換装置と比較して、式（９）または式（１０）に基づいてｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を演算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を用いてｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する点、およびｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を加味して弱め磁束制御を行う点が異なる。空調用圧縮機モータのようなアプリケーションでは、弱め磁束制御、インバータ過変調などを積極活用するが、これらの制御を使用する電圧飽和域では、ｑ軸電流のみに脈動を与えても電圧不足で指令値に追従しない。そのため、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に合わせてｄ軸電流ｉ_ｄも脈動させる必要がある。電圧振幅が一定になるようにｄ軸電流ｉ_ｄも同時に脈動させる弱め磁束制御の方法が公知である。弱め磁束制御部４０３は、電圧飽和時にｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊と同時にｄ軸電流ｉ_ｄも同時に脈動させて電圧不足に陥ることを防ぐ。

図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００のｑ軸電流脈動演算部４０８の構成例を示す図である。ｑ軸電流脈動演算部４０８は、フィルタ３８１と、振幅換算部３８２と、を備える。フィルタ３８１は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１を通し、コンデンサ２１０からの出力電流指令Ｉ_２ ^＊を計算する。本実施の形態において、フィルタ３８１がローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを組み合わせたものとして説明したが、この構成は一例であり、別種のフィルタを用いても構わない。また、ｑ軸電流脈動演算部４０８は、即応性をより重視する場合、フィルタ３８１を省いても構わない。振幅換算部３８２は、コンデンサ２１０からの出力電流指令Ｉ_２ ^＊、直流母線電圧Ｖ_ｄｃ、およびモータ３１４の推定速度ω_ｅｓｔを用いて、式（９）または式（１０）の演算を行ってｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を計算する。ｑ軸電流の脈動振幅はモータ３１４の駆動条件によって変わってくるので、振幅換算部３８２は、駆動条件を適切に考慮して振幅を決定する。

制御部４００は、ｑ軸電流脈動演算部４０８によってモータ３１４に適切に脈動を与え、コンデンサ２１０に流れる電流をゼロに近づける、または小さい値に制御することで、コンデンサ２１０への電流流入および電流流出、すなわちコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減らすことができる。

図４は、比較例として実施の形態１の電力変換装置１と同様の回路構成の電力変換装置における駆動波形の例を示す図である。図４の対象である比較例の電力変換装置は、本実施の形態の電力変換装置１のような制御は行っていないものとする。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１における駆動波形の例を示す図である。図４および図５において、上図は整流部１３０からコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を示し、下図は直流母線電圧Ｖ_ｄｃを示している。なお、図４および図５は同じスケールで描かれている。また、説明の都合上、図４および図５では、ＰＷＭのリプルは考慮していない。

平滑部２００のコンデンサ２１０の容量がある程度大きい場合、コンデンサ２１０に流れ込む入力電流Ｉ１が「うさぎの耳」のような形状となる。比較例の電力変換装置では、コンデンサからの出力電流Ｉ２がほぼ一定であったため、コンデンサの充放電電流Ｉ３も「うさぎの耳」の形になる。これに伴い、直流母線電圧Ｖ_ｄｃには大きなリプルが生じる。これらの波形は周期的な脈動が大きいので、コンデンサ２１０の経年劣化が早まる。

これに対して、本実施の形態の電力変換装置１では、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２が「うさぎの耳」の形になるように制御部４００がインバータ３１０の動作を制御するので、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３のピーク値は小さくなる。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３のピーク値が小さくなるのと同時に、直流母線電圧Ｖ_ｄｃのリプルも小さくなる。コンデンサ２１０の電流の流出および流入を減らせば、素子劣化を抑制でき、部品の経年劣化を抑制できる。電力変換装置１では、前述のような制御部４００の抑制の分、素子の容量を低減でき、リプル耐量が緩和される。そのため、安価な平滑素子、すなわちコンデンサ２１０を活用することができ、システムコストを抑制できる。なお、図５では、直流成分、電源周波数２ｆ成分、および電源周波数４ｆ成分のみを抽出して劣化抑制制御を実施しているが、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３をより小さくしたい場合、より高次の成分を加味してもよい。ただし、実用上では電源周波数６ｆ成分までを考慮すれば必要十分と考えられる。また、計算量を少なくしたい場合、直流成分、および電源周波数２ｆ成分のみを考慮する形にしてもよい。

本実施の形態による制御部４００の制御方法は、モータ３１４の入出力電力の理論式をベースにしているため、入力電流Ｉ１の変化に対してダイレクトにモータ３１４のｑ軸電流脈動を決定でき、入力電流Ｉ１の変化に対する即応性が高い。このことから、脈動負荷補償と併用したときに平滑部２００のコンデンサ２１０の劣化抑制がしやすいというメリットがある。ただし、後述する実施の形態２および実施の形態３の自動探索をベースとした制御方法と比較して、実施の形態１の制御方法はロバスト性の面で難がある。定数変動が生じると所望の制御がしづらくなるのは、式（９）、式（１０）などから明らかである。例えば、Φ_ａに誤差があるとｑ軸電流脈動の大きさに過不足が生じる。また、式（９）および式（１０）の導出の際に用いた仮定が成り立たない動作条件では、コンデンサ２１０の劣化抑制効果が減少するものと見られる。また、入力電流Ｉ１を検出するセンサ、すなわち電流検出部５０１が必要になる。これらの問題点を解消するための制御方法を後述の実施の形態２および実施の形態３で説明する。さらに後述する実施の形態４の制御方法も含めて、各実施の形態の制御方法を自由に組み合わせて使用してもよい。

なお、図１に示すようにモータ３１４が周期的な負荷トルク脈動を有する負荷である圧縮機３１５を駆動する場合、制御部４００は、前述の制御と併せて、負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制するように制御してもよい。

制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の動作を示すフローチャートである。制御部４００は、電流検出部５０１から検出値であるコンデンサ２１０の入力電流Ｉ１を取得する（ステップＳ１）。制御部４００は、取得した検出値に基づいて、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１とコンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、インバータ３１０の動作を制御する（ステップＳ２）。

つづいて、電力変換装置１が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４００は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００は、電流検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１を用いて、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を演算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を用いてｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成してインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することとした。これにより、電力変換装置１は、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１の大型化を抑制することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、電力変換装置において、コンデンサ２１０に流れる充放電電流Ｉ３を検出し、充放電電流Ｉ３のピーク値、または充放電電流Ｉ３に含まれる特定の周波数成分が減少するようなモータ３１４の脈動を含む駆動パターンを自動探索する。

自動探索法として有名なものは、例えば、山登り法であるが、自動探索法であればどのような手法を用いても構わない。例えば、広義の意味で言えば、フィードバック制御も自動探索手法の一種であると考えられるため、フィードバック制御のテクニックを用いても構わない。実施の形態２の制御方法は、充放電電流Ｉ３を検出するセンサが必要なので、コスト面では難があるが、適切な動作点を自動探索するため、モータ３１４の定数変動が生じた場合でもロバストに劣化抑制が可能である。

具体的に、フィードバック制御を活用した充放電電流Ｉ３を最小化する制御について説明する。ここで説明する制御方法は、充放電電流Ｉ３が最小となるモータ３１４の脈動を含む駆動パターンを自動探索するものである。

図８は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａの構成例を示す図である。電力変換装置１ａは、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００、および電流検出部５０１を削除し、制御部４００ａ、および電流検出部５０２を追加したものである。なお、電力変換装置１ａ、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２ａを構成している。電流検出部５０２は、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を検出し、検出した電流値を制御部４００ａに出力する。電流検出部５０２は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。図９は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａが備える制御部４００ａの構成例を示すブロック図である。制御部４００ａは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、ｑ軸電流脈動演算部４０８を削除し、ｑ軸電流脈動演算部４０８ａを追加したものである。

図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａが備える制御部４００ａのｑ軸電流脈動演算部４０８ａの構成例を示す図である。ｑ軸電流脈動演算部４０８ａは、指令値をゼロとしたフィードバック制御器として構成される。通常、フィードバック制御器は、フィードフォワード制御器と比較して制御応答が低く、高周波の脈動を抑制するには不向きであるが、さまざまな高周波脈動抑制手段が過去に提案されている。有名な方法としては、フーリエ係数演算およびＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器を用いた手法がある。ｑ軸電流脈動演算部４０８ａは、減算部３８３と、フーリエ係数演算部３８４～３８７と、ＰＩＤ制御部３８８～３９１と、交流復元部３９２と、を備える。

減算部３８３は、指令値＝０とコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３の偏差を計算する。フーリエ級数展開の理論を用いれば、偏差に含まれる特定周波数のｓｉｎ信号成分およびｃｏｓ信号成分の振幅を抽出することが可能である。フーリエ係数演算部３８４～３８７は、電源周波数を１ｆ成分であるとして、偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、およびｃｏｓ４ｆ成分の振幅をそれぞれ計算する。フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号は、それぞれｓｉｎ２ω_ｉｎｔ、ｃｏｓ２ω_ｉｎｔ、ｓｉｎ４ω_ｉｎｔ、およびｃｏｓ４ω_ｉｎｔであり、入力信号と検波信号との積の平均値の２倍がそれぞれ偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、およびｃｏｓ４ｆ成分の振幅である。すなわち、フーリエ係数演算部３８４～３８７は、検出値と指令値との偏差に含まれる、商用電源１１０の電源周波数に応じた成分の振幅を演算する。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が周期波形であれば、フーリエ係数演算部３８４～３８７の出力信号はほぼ一定となる。

ＰＩＤ制御部３８８～３９１は、これらの偏差の特定の周波数成分がそれぞれゼロになるように比例－積分－微分制御、すなわちＰＩＤ制御を実施する。比例ゲインおよび微分ゲインはゼロでも構わないが、偏差をゼロに収束させるためには積分ゲインの値が非ゼロでなければならない。そのため、ＰＩＤ制御部３８８～３９１では、積分動作がメインとなる。通常、積分制御の出力はゆるやかに変化するので、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力も概ね一定と見なすことができる。交流復元部３９２は、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力を交流成分に復元すべく、それぞれｓｉｎ２ω_ｉｎｔ、ｃｏｓ２ω_ｉｎｔ、ｓｉｎ４ω_ｉｎｔ、およびｃｏｓ４ω_ｉｎｔと掛け合わせた後に合算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を決定する。すなわち、交流復元部３９２は、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を生成する。

実施の形態２では、このような制御方法を用いることで、実施の形態１の制御方法での欠点であるロバスト性の問題が改善される。一方で、ＰＩＤ制御を積分動作主体で用いる都合上、制御応答を高くできない。また、充放電電流Ｉ３を検出するセンサ、すなわち電流検出部５０２が必要なので、コスト面でも難がある。前述のように、各実施の形態の制御方法の弱点を補い合うため、後述する実施の形態３の制御方法も含めて、各実施の形態の制御方法を自由に組み合わせて使用してもよい。

実施の形態２では、センサレスベクトル制御方式を用いる場合について例示したが、多少の変形を加えて速度指令、電圧指令などに脈動を加える形にすれば、一次磁束一定制御にも適用が可能である。具体的には、交流復元部３９２において、乗じる交流復元用の三角関数に適切な位相オフセットを与えればよい。例えば、モータ３１４が永久磁石同期モータの場合、定常状態の電流ベクトルおよび電圧ベクトルは数十度程度の位相差があるから、制御部４００ａは、位相差を加味して交流復元処理を行い、電圧指令に足し込む形にすれば、一次磁束一定制御でも同様の制御が可能である。

制御部４００ａの動作を、フローチャートを用いて説明する。図１１は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａが備える制御部４００ａの動作を示すフローチャートである。制御部４００ａは、電流検出部５０２から検出値であるコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を取得する（ステップＳ１１）。制御部４００ａは、取得した検出値に基づいて、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３に含まれる特定の周波数成分が減少するように、インバータ３１０の動作を制御する（ステップＳ１２）。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１ａにおいて、制御部４００ａは、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少するモータ３１４の駆動パターンを自動探索し、インバータ３１０の動作を制御することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することとした。これにより、電力変換装置１ａは、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１ａの大型化を抑制することができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、電力変換装置において、コンデンサ２１０の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出し、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの脈動幅が減少するようなモータ３１４の脈動を含む駆動パターンを自動探索する。

回路保護、制御上の理由などから、一般的に、電力変換装置は、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖｄｃを電圧検出部で検出していることから、実施の形態３の制御方法は、実施の形態１および実施の形態２の制御方法と異なり、電流検出部の追加が不要である。実施の形態３の制御方法は、実施の形態１および実施の形態２の制御方法と比較して、コストの面で優れている。

実施の形態２の場合と同様、自動探索法であればどのような手法を用いても構わない。例えば、広義の意味で言えば、フィードバック制御も自動探索手法の一種であると考えられるため、フィードバック制御のテクニックを用いても構わない。自動探索に基づく制御方法は、モータ３１４の定数変動が生じた場合でもロバストに劣化抑制が可能である。

具体的に、フィードバック制御を活用した直流母線電圧Ｖ_ｄｃの脈動幅が減少する制御について説明する。ここで説明する制御方法は、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの脈動幅が減少するモータ３１４の脈動を含む駆動パターンを自動探索するものである。

図１２は、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂの構成例を示す図である。電力変換装置１ｂは、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００、および電流検出部５０１を削除し、制御部４００ｂ、および電圧検出部５０３を追加したものである。なお、電力変換装置１ｂ、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２ｂを構成している。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出し、検出した電圧値を制御部４００ｂに出力する。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。なお、図１および図８では図示していなかったが、前述のように、回路保護、制御上の理由などから、一般的に、電力変換装置は、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出する構成、すなわち本実施の形態の電圧検出部５０３に相当する検出部を備えている。図１３は、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂが備える制御部４００ｂの構成例を示すブロック図である。制御部４００ｂは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、ｑ軸電流脈動演算部４０８を削除し、ｑ軸電流脈動演算部４０８ｂを追加したものである。図９に示す実施の形態２のｑ軸電流脈動演算部４０８ａでは、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が入力されていたが、図１３に示す実施の形態３のｑ軸電流脈動演算部４０８ｂでは、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃが入力されている点が実施の形態２と異なる。

図１４は、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂが備える制御部４００ｂのｑ軸電流脈動演算部４０８ｂの構成例を示す図である。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｂは、目標値をゼロとしたフィードバック制御器として構成される。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｂは、減算部３８３と、フーリエ係数演算部３８４～３８７と、ＰＩＤ制御部３８８～３９１と、交流復元部３９２ｂと、を備える。

減算部３８３は、目標値＝０とコンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃの偏差を計算する。フーリエ係数演算部３８４～３８７は、電源周波数を１ｆ成分であるとして、偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、およびｃｏｓ４ｆ成分の振幅をそれぞれ計算する。すなわち、フーリエ係数演算部３８４～３８７は、検出値と目標値との偏差に含まれる、商用電源１１０の電源周波数に応じた成分の振幅を演算する。ＰＩＤ制御部３８８～３９１は、これらの偏差の特定の周波数成分がそれぞれゼロになるように比例－積分－微分制御、すなわちＰＩＤ制御を実施する。比例ゲインおよび微分ゲインはゼロでも構わないが、偏差をゼロに収束させるためには積分ゲインの値が非ゼロでなければならない。そのため、ＰＩＤ制御部３８８～３９１では、積分動作がメインとなる。通常、積分制御の出力はゆるやかに変化するので、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力も概ね一定と見なすことができる。フーリエ係数演算部３８４～３８７およびＰＩＤ制御部３８８～３９１については、入力される値が異なるだけで計算内容はほぼ実施の形態２のときと同じである。

交流復元部３９２ｂは、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を積分する。ここで、コンデンサ２１０の容量で除算したものが直流母線電圧Ｖ_ｄｃであるから、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３と直流母線電圧Ｖ_ｄｃとの間には９０度の位相差がある。交流復元部３９２ｂは、９０度の位相差を加味してｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を決定しなければならない。９０度の位相差をθ_{ｏｆｆｓｅｔ}（＝π／２［ｒａｄ］）とした場合、交流復元部３９２ｂは、以下のように復元演算を実施する。このようにして、交流復元部３９２ｂは、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を生成する。

フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号がそれぞれｓｉｎ２ω_ｉｎｔ、ｃｏｓ２ω_ｉｎｔ、ｓｉｎ４ω_ｉｎｔ、およびｃｏｓ４ω_ｉｎｔであった場合、交流復元部３９２ｂでの復元信号は、ｓｉｎ２（ω_ｉｎｔ＋θ_{ｏｆｆｓｅｔ}）、ｃｏｓ２（ω_ｉｎｔ＋θ_{ｏｆｆｓｅｔ}）、ｓｉｎ４（ω_ｉｎｔ＋θ_{ｏｆｆｓｅｔ}）、およびｃｏｓ４（ω_ｉｎｔ＋θ_{ｏｆｆｓｅｔ}）となる。図１０に示す実施の形態２のｑ軸電流脈動演算部４０８ａは、検波信号および復元信号は同じものを用いればよいが、図１４に示す実施の形態３のｑ軸電流脈動演算部４０８ｂは、θ_{ｏｆｆｓｅｔ}の分だけ、復元信号をシフトしておく必要がある。交流復元部３９２ｂは、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力と復元信号との積和を計算すれば、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を決定することができる。

実施の形態３では、この様な制御方法を用いることで、実施の形態１および実施の形態２と比較して、コストの面で有利である。また、実施の形態３では、このような制御方法を用いることで、実施の形態１の制御方法での欠点であるロバスト性の問題が改善される。一方で、ＰＩＤ制御を積分動作主体で用いる都合上、制御応答を高くできない。前述のように、各実施の形態の制御方法の弱点を補い合うため、後述する実施の形態４の制御方法も含めて、各実施の形態の制御方法を自由に組み合わせて使用してもよい。

制御部４００ｂの動作を、フローチャートを用いて説明する。図１５は、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂが備える制御部４００ｂの動作を示すフローチャートである。制御部４００ｂは、電圧検出部５０３から検出値であるコンデンサ２１０の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを取得する（ステップＳ２１）。制御部４００ｂは、取得した検出値に基づいて、直流母線電圧Ｖ_ｄｃに含まれる特定の脈動幅が減少するように、インバータ３１０の動作を制御する（ステップＳ２２）。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１ｂにおいて、制御部４００ｂは、直流母線電圧Ｖ_ｄｃに含まれる特定の周波数の脈動成分が減少するモータ３１４の駆動パターンを自動探索し、インバータ３１０の動作を制御することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することとした。これにより、電力変換装置１ｂは、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１ｂの大型化を抑制することができる。

実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３では、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が減少するｑ軸電流の脈動を含む駆動パターンをモータ３１４の駆動中に決定する方法について説明した。しかしながら、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が減少するｑ軸電流の脈動を含む駆動パターンが既知であれば、既知のデータに基づいて劣化抑制制御を実施しても構わない。すなわち、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が減少するｑ軸電流の脈動を表す脈動パターンを事前調査しておき、事前学習したデータに基づいて劣化抑制制御を行うという方法が考えられる。実施の形態４では、充放電電流Ｉ３または直流母線電圧Ｖ_ｄｃの脈動が減少するようなモータ３１４の脈動パターンを事前に調査しておき、事前調査したデータを用いてモータ３１４に脈動を与える。事前調査したデータは電力変換装置内の記憶部に記憶され、モータ３１４の駆動条件に応じて適切な脈動パターンが選択される。

図１６は、実施の形態４に係る電力変換装置が備える制御部４００ｃの構成例を示すブロック図である。制御部４００ｃを備える電力変換装置については、実施の形態１から実施の形態３で説明した電力変換装置１～１ｂと同様の回路構成であってもよいし、各実施の形態で個別に備えている検出部を備えない回路構成であってもよい。制御部４００ｃは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、ｑ軸電流脈動演算部４０８を削除し、ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃを追加したものである。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、図示しない記憶部、および脈動パターン発生部を備える。記憶部には、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３が低減するモータ３１４の脈動パターンが記憶されている。記憶部に記憶されている脈動パターンのデータは、事前調査により取得されたものである。

事前調査の方法はどのようなものであっても構わない。例えば、ある脈動パターンを試行錯誤的に印加して充放電電流Ｉ３または直流母線電圧Ｖ_ｄｃの脈動が減少するようなパターンを調査しても構わないし、前述の自動探索法を用いて調査を行っても構わない。また、実機試験を通じて調査を行っても構わないし、コンピュータシミュレーションを通じて調査を行っても構わない。近年、機械学習、ＡＩ（Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ）技術が一般的になってきていることから、このような技術を利用しても構わない。

また、実施の形態２の例であれば、制御部４００ｃは、電流検出部５０２で検出された充放電電流Ｉ３に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する脈動パターンを自動探索し、制御の過程で得られた脈動パターンを運転条件ごとに設定された脈動パターンとして記憶してもよい。同様に、実施の形態３の例であれば、制御部４００ｃは、電圧検出部５０３で検出された直流母線電圧Ｖ_ｄｃに含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する脈動パターンを自動探索し、制御の過程で得られた脈動パターンを運転条件ごとに設定された脈動パターンとして記憶してもよい。

記憶部に記憶されている脈動パターンのデータは、モータ３１４の運転条件と紐付けられている。例えば、モータ３１４の場合、圧縮機３１５の吸入圧力、吐出圧力、冷媒の温度、空調機の室内温度の目標値などが運転条件に相当する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、このような運転条件に応じてコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を低減するための適切な脈動パターンを記憶部から選択する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、脈動パターン発生部を用いて、記憶部から選択した脈動パターンに基づいて、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を発生させる。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、このような制御によって、コンデンサ２１０の劣化抑制制御を実施する。

事前調査に基づく制御方法は、ロバスト性に難があり、また、容量の大きな記憶部が必要とされるデメリットがあるが、計算処理自体は簡単である。したがって、計算機の演算性能が貧弱で、かつ運転条件数がごく少ない場合には、実施の形態４のような制御方法が有効な手段となる可能性がある。事前調査の煩雑さを低減するため、実施の形態１から実施の形態４で説明した制御方法を自由に組み合わせてもよい。

制御部４００ｃの動作を、フローチャートを用いて説明する。図１７は、実施の形態４に係る電力変換装置が備える制御部４００ｃの動作を示すフローチャートである。制御部４００ｃは、圧縮機３１５の運転条件を取得する（ステップＳ３１）。制御部４００ｃは、取得した運転条件に基づいて、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を低減するための適切な脈動パターンを選択し、インバータ３１０の動作を制御する（ステップＳ３２）。

以上説明したように、本実施の形態によれば、制御部４００ｃは、モータ３１４を含む負荷の運転条件ごとに設定されたコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するための脈動パターンを記憶し、負荷である圧縮機３１５の運転条件に応じた脈動パターンを用いてコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を生成し、インバータ３１０の動作を制御する。この場合においても、実施の形態１から実施の形態３と同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
図１８は、実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。なお、冷凍サイクル適用機器９００は、他の実施の形態で説明した電力変換装置１ａ，１ｂを備えることも可能であるが、ここでは一例として、電力変換装置１を備える場合について説明する。実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１８において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。

冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。

圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。

冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１，１ａ，１ｂ 電力変換装置、２，２ａ，２ｂ モータ駆動装置、１１０ 商用電源、１２０ リアクトル、１３０ 整流部、１３１～１３４ 整流素子、２００ 平滑部、２１０ コンデンサ、３１０ インバータ、３１１ａ～３１１ｆ スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ 還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１，５０２ 電流検出部、３１４ モータ、３１５ 圧縮機、３８１ フィルタ、３８２ 振幅換算部、３８３ 減算部、３８４～３８７ フーリエ係数演算部、３８８～３９１ ＰＩＤ制御部、３９２，３９２ｂ 交流復元部、４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ 制御部、４０１ 回転子位置推定部、４０２ 速度制御部、４０３ 弱め磁束制御部、４０４ 電流制御部、４０５，４０６ 座標変換部、４０７ ＰＷＭ信号生成部、４０８，４０８ａ，４０８ｂ，４０８ｃ ｑ軸電流脈動演算部、４０９ 加算部、５０３ 電圧検出部、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管。

Claims (9)

1. 商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
   前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
   前記コンデンサの電力状態を検出する検出部と、
   前記検出部の検出値に応じた脈動が前記モータの駆動パターンに重畳されるように前記インバータの動作を制御し、前記コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、
   を備え、
   前記検出部は、前記充放電電流を検出し、
   前記制御部は、前記充放電電流に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する前記駆動パターンを自動探索する電力変換装置。
2. 商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
   前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
   前記コンデンサの電力状態を検出する検出部と、
   前記検出部の検出値に応じた脈動が前記モータの駆動パターンに重畳されるように前記インバータの動作を制御し、前記コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、
   を備え、
   前記検出部は、前記コンデンサの両端電圧である直流母線電圧を検出し、
   前記制御部は、前記直流母線電圧に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する前記駆動パターンを自動探索する電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記検出値と指令値または目標値との偏差に含まれる、前記商用電源の電源周波数に応じた成分の振幅を演算するフーリエ係数演算部と、
   前記偏差を収束させる比例積分微分制御部と、
   前記比例積分微分制御部からの出力を交流成分に復元し、前記コンデンサの充放電電流を抑制するための脈動分の指令を生成する交流復元部と、
   を備える請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記検出部は、前記整流部から前記コンデンサへ流入される入力電流を検出し、
   前記制御部は、前記入力電流と前記コンデンサから前記インバータへの出力電流との差分が小さくなるように、前記モータの入出力電力の関係から前記モータのｑ軸電流指令を制御する、
   請求項１から３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記モータを含む負荷の運転条件ごとに設定された前記コンデンサの充放電電流を抑制するための脈動パターンを記憶し、前記負荷の運転条件に応じた前記脈動パターンを用いて前記コンデンサの充放電電流を抑制するための脈動分の指令を生成し、前記インバータの動作を制御する、
   請求項１から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
6. 前記検出部は、前記コンデンサの充放電電流および前記コンデンサの両端電圧である直流母線電圧のうち少なくとも１つを検出し、
   前記制御部は、前記検出部の検出値に含まれる特定の周波数の脈動成分が減少する前記脈動パターンを自動探索し、前記運転条件ごとに設定された前記脈動パターンとして記憶する、
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記モータが周期的な負荷トルク脈動を有する負荷を駆動する場合、
   前記制御部は、前記負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制する、
   請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
8. 請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
9. 請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。

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