JP7473440B2 - モータ駆動装置、及び、それを用いた冷凍機器 - Google Patents

Description

本発明は、モータと負荷の合成イナーシャを推定するモータ駆動装置、および、それを用いた冷凍機器に関する。

家庭用電気機器分野や産業機器分野では、インバータと制御器を備えるモータ駆動システムが広く普及している。一般的に、制御器の各制御部（速度制御部や電流制御部など）に制御定数を設定する場合、モータ定数や負荷の機械定数が必要となる。しかし、機械定数の一種であるイナーシャは、回転機構や被駆動体（例えば、搬送装置の搬送物）などの負荷に依存するため、実稼働条件が未定である時点で正確に事前設定することは困難である。そこで、モータの実運転中にイナーシャを推定する技術が提案されている。

例えば、特許文献１の請求項１では、「電動機の制御装置において、前記電動機へのトルク指令に正弦波状指令を加える手段と、前記電動機に流れる電流値を取得する手段と、前記電動機の加速度値を取得する手段と、前記正弦波状指令の複数周期にわたる、同一の動作状態での、複数の前記電流値と複数の前記加速度値から得た電流代表値と加速度代表値、及び前記電動機のトルク定数から前記電動機による被駆動体のイナーシャを推定する手段と、を有することを特徴とする制御装置」が開示されており、トルク指令に正弦波状指令を加えることで得た、電流代表値、加速度代表値、電動機（モータ）のトルク定数から電動機（モータ）による被駆動体のイナーシャを推定する方法が提案されている。

特許第４５６５０３４号公報

特許文献１では、トルク指令に正弦波状指令を加えて電動機（モータ）に一定動作をさせた時のフィードバック信号（電流値や加速度値）からイナーシャを推定する。

しかし、圧縮機用のモータでは、回転位置によって負荷トルクが変化するという圧縮機構の特性によって、モータのフィードバック信号に圧縮機構に起因する周期変化が混入するため、フィードバック信号に基づいてイナーシャを推定すると、イナーシャの推定精度が低下する恐れがある。また、モータの回転速度をフィードバック制御する速度制御器では、フィードバック動作によって、トルク指令に加えた正弦波状指令が打ち消されてしまうため、特許文献１の技術の適用対象はフィードバック制御を行わない制御器に限られるという問題もある。

そこで、本発明は、フィードバック制御を行い、かつ、モータの負荷が周期変化する環境であっても、複雑な信号処理を使用せず、モータと負荷の合成イナーシャを高精度に推定できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、負荷を駆動するモータと、該モータに交流電力を供給するインバータと、該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、を具備するものであって、前記制御部は、所定周波数ω_ａの正弦波信号と余弦波信号を生成する信号生成器と、外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御する速度制御器と、モータ回転速度を推定する速度推定器と、モータトルクを演算するトルク演算器と、前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω_ａの成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するイナーシャ演算器と、を有するものとした。

本発明のモータ駆動装置によれば、フィードバック制御を行い、かつ、モータの負荷が周期変化する環境であっても、複雑な信号処理を使用せず、モータと負荷の合成イナーシャを高精度に推定することができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１のモータ駆動装置の全体構成図 実施例１の制御部の機能ブロック図 実施例１のイナーシャ推定器の機能ブロック図 イナーシャ推定時のモータトルクとモータ速度の時間波形図 イナーシャ推定時の周期積分器の出力の時間波形図 実施例２の冷凍機器の全体構成図

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

＜装置構成＞
図１は、本発明の実施例１に係るモータ駆動装置１０の全体構成図である。ここに示すように、モータ駆動装置１０は、直流電力を出力する直流電源１と、直流電力を交流電力に変換するインバータ２と、交流電力によって駆動される永久磁石同期モータ（以下、「モータ３」と称する）と、モータ３によって駆動される負荷４と、インバータ２を介してモータ３を制御する制御部５と、直流電源１とインバータ２の間に設置したシャント抵抗６と、シャント抵抗６の出力信号を増幅して出力する増幅器７と、を備えた装置である。

直流電源１は、具体的には、商用交流電源などの交流電源から受電した交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（例えば、ダイオード整流器や安定化電源など）、または、電池である。

インバータ２は、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor））とダイオードを逆並列に接続したアーム回路を二つ直列に接続し、直流電源１の正負端子間に配置した電力変換装置である。以下では、直列接続したアーム回路のうち、高電位側のものを上アームと称し、低電位側のものを下アームと称する。図１では、駆動対象のモータ３が三相モータであるため、インバータ２は、上アームと下アームの直列接続回路を３個備えた３相インバータである。上下アームの直列接続点はインバータ２の交流端子に接続され、それらの交流端子にはモータ３が接続される。

インバータ２の低電位側の母線は、電流検出用のシャント抵抗６を介して直流電源１の負端子に接続される。シャント抵抗６が検出した電流信号は、増幅器７で増幅され制御部５に入力される。ここで、シャント抵抗６に代えて、電流センサなどの他の電流検出手段を用いても良い。なお、制御部５におけるデジタル演算のために、増幅器７の出力信号である母線電流信号Ｉ_ｓｈは、サンプリングおよびホールド回路とＡ／Ｄ変換器などにより、デジタル信号に変換される。

なお、本実施例では、制御部５が位置センサレス制御を実行するため、モータ３には、回転子や回転軸の位置を検出するホール素子などの磁極位置検出手段は設けていない。

＜全体制御の説明＞
図２は、制御部５の機能ブロック図である。この制御部５は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の半導体演算装置が用いられ、演算装置が所定のプログラムを実行することで、図示する各ブロックの機能を実現したものである。

制御部５は、ｄ－ｑ軸ベクトル制御により、モータ３に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ２のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成するものであり、モータ３の回転速度（以下、単に「速度」と称する）を制御する速度制御器５１と、ｄ軸電流指令発生器５２と、電圧制御器５３と、２軸／３相変換器５４と、速度・位相推定器５５と、３相／２軸変換器５６と、電流再現演算器５７と、ＰＷＭ制御器５８と、イナーシャ推定器５９とを備える。なお、イナーシャ推定器５９の詳細については後述する。

電流再現演算器５７は、増幅器７が出力した母線電流信号Ｉ_ｓｈと、２軸／３相変換器５４が出力した三相電圧指令（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を用いて、インバータ２が出力する三相モータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）を再現する。母線電流信号Ｉ_ｓｈから三相モータ電流を再現する方法は公知技術であるため、詳細説明は省略する。なお、図１では、コスト低減のために、シャント抵抗６が検出した母線電流信号Ｉ_ｓｈから三相電流を再現しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ２の出力である交流電流を検出しても良く、この場合は、その電流検出手段が検出した三相電流を３相／２軸変換器５６に入力すれば良い。

３相／２軸変換器５６は、電流再現演算器５７が再現した三相モータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）と、速度・位相推定器５５が推定した推定位相θ_ｄｃを用い、式１と式２とに基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを演算する。なお、式１は、いわゆる３相／２軸変換を表し、式２は回転座標系への変換を表す。

ｄｃ－ｑｃ軸は推定位相θ_ｄｃに基づく制御系の推定軸であり、ｄ－ｑ軸はモータ３の回転子軸である。ここでは、ｄｃ－ｑｃ軸とｄ－ｑ軸の軸誤差をΔθｃと定義する。

速度制御器５１は、外部からの速度指令値ω^＊と、速度・位相推定器５５が推定した推定速度ωの偏差を零に近づけるように、すなわち推定速度ωを速度指令値ω^＊に近づけるように、ｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊を作成する。

また、ｄ軸電流指令発生器５２は、モータ電流を最小化するように、ｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊を作成する。

電圧制御器５３は、速度制御器５１からのｑｃ軸電流指令値Ｉ_ｑｃ ^＊と、ｄ軸電流指令発生器５２からのｄｃ軸電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊と、３相／２軸変換器５６からのｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃと、モータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊とｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

２軸／３相変換器５４は、電圧制御器５３からのｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊，ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊と、速度・位相推定器５５からの推定位相θ_ｄｃを用いて、式３と式４に基づいて、三相電圧指令（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を算出して出力する。なお、式３は、回転座標系から固定座標系への変換を表し、式４は、いわゆる２軸／３相変換を表す。

なお、速度・位相推定器５５は、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃ，ｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃ，ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊，ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊を用いて、モータ３の回転子の位置や回転速度を推定し、推定位相θ_ｄｃおよび推定速度ωとして出力する。

これにより、本実施例では、モータ３のセンサレス制御が可能になり、駆動システム全体のコストが低減できる。なお、速度・位相推定器５５における具体的な推定手段は公知であるため、ここでの詳細説明は省略する。

＜イナーシャ推定器５９の説明＞
図３は、イナーシャ推定器５９の制御構成を示す機能ブロック図である。このイナーシャ推定器５９は、正弦波状の速度指令加算量Δω^＊を出力する機能と、イナーシャ推定値Ｊａを演算する機能を実現できるように、SinCos信号生成器５９ａと、振幅生成器５９ｂと、トルク演算器５９ｃと、周期積分器５９ｄ、５９ｅと、イナーシャ演算器５９ｆを備える。

SinCos信号生成器５９ａでは、所定周波数ω_ａの正弦波信号sin（ω_ａｔ）と余弦波信号cos（ω_ａｔ）を生成する。生成された正弦波信号sin（ω_ａｔ）は、振幅生成器５９ｂが生成した振幅値ΔΩ^＊と乗算され、速度指令加算量Δω^＊（＝ΔΩ^＊×sin（ω_ａｔ））として出力される。そして、出力された速度指令加算量Δω^＊は、図２に示すように、速度指令値ω^＊に加算される。

トルク演算器５９ｃでは、３相／２軸変換器５６から入力されたｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを用い、式５に基づいて、モータトルクτ_ｍを演算する。

ここで、Ｋ_ｅはモータ３の誘起電圧定数、Ｎ_ｐｐはモータの極対数である。また、Ｌ_ｄはモータ３のｄ軸インダクタンス値であり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス値である。

以下、イナーシャ推定器５９によるイナーシャ推定原理を説明する。

モータ駆動装置１０では、モータトルクτ_ｍと負荷トルクτ_Ｌの差分Δτ_ｍが存在すると、式６と式７に示すように、モータの速度変動Δω_ｍが生じる。

ここで、Ｊはモータ３と負荷４の合成イナーシャである。

式７によると、定常状態では、モータトルクの差分Δτ_ｍに所定の周波数の周期変動があれば、速度にも同じ周期の変動が発生する。更に、二つの周期変動の位相差が９０°であり、変動の大きさ（振幅値）に比例関係がある。

具体的には、トルクの差分Δτ_ｍを式８で定義すると、式７により、速度変動が式９で計算できる。

ここで、ΔΤ_ｍはモータトルクの差分Δτ_ｍの変動成分の振幅値である。

ここで、速度変動の振幅値をΔΩ_ｍ＝ΔΤ_ｍ／（Ｊ・ω_ａ）とする。

ゆえに、所定周波数ω_ａの速度変動の振幅値ΔΩ_ｍと、モータトルクτ_ｍの差分Δτ_ｍの変動成分の振幅値ΔΤ_ｍを検出できれば、合成イナーシャＪは式１０で演算できる。

従って、モータトルクτ_ｍとモータ速度の所定周波数ω_ａの成分の振幅値を高精度に検出できれば、合成イナーシャＪを計算できる。

＜簡易フーリエ変換処理＞
実際には、イナーシャ推定器５９では、SinCos信号生成器５９ａからの正弦波信号sin（ω_ａｔ）と余弦波信号cos（ω_ａｔ）を用いて、簡易的なフーリエ変換処理を実行し、トルク演算器５９ｃで演算されたモータトルクτ_ｍの所定周波数ω_ａの成分を検出する。具体的には、モータトルクτ_ｍを余弦波信号cos（ω_ａｔ）と乗算し、乗算結果の直流成分を取り出して、モータトルクτ_ｍの所定周波数ω_ａの成分の振幅値を算出する。同様に、推定速度ωを正弦波信号sin（ω_ａｔ）と乗算し、所定周波数ω_ａの成分を検出する。

周期積分器５９ｄ、５９ｅは、上記乗算結果の直流成分を取り出すための処理である。具体的には、所定周波数ω_ａに対応する周期の整数倍の時間で積分処理して、直流成分を算出する。積分処理する時間が長くすれば、直流成分の算出精度が良いが、合成イナーシャＪの推定時間が長くなる。一般的に、積分処理する時間が所定周波数ω_ａに対応する周期の５倍より長くすれば、実用的な精度を確保できる。

＜イナーシャ算出＞
イナーシャ演算器５９ｆでは、周期積分器５９ｄ、５９ｅの出力から、式１１を用いて、合成イナーシャＪを演算する。以下では、ここで演算した合成イナーシャＪをイナーシャ推定値Ｊａと称する。

ここで、ΣＴ_ｍは周期積分器５９ｄの出力、ΣΩ_ｍは周期積分器５９ｅの出力である。

＜波形説明＞
図４は、検出電流に基づいてトルク演算器５９ｃで計算したモータトルクτ_ｍの波形３０と、一定の速度指令値ω^＊（例えば、６００ｒｐｍ）に速度指令加算量Δω^＊を加算した波形３１と、速度推定値ωの波形３２の関係を示すシミュレーション結果の一例である。波形３１に含まれる正弦波状の変動に対して、負荷４による負荷トルクには周期変動（レシプロ圧縮機の負荷）があるため、速度推定値ωの波形３２には所定周波数ω_ａより短周期のリップルが重畳する。また、モータトルクτ_ｍにも同様なリップルが重畳する。

図５は、簡易的なフーリエ変換の乗算結果を積分処理した波形である。波形３３は、周期積分器５９ｄが出力するモータトルクの周期積分結果であり、図４の波形３０からリップルを除去したものに相当する。同様に、波形３４は、周期積分器５９ｅが出力する速度推定値の周期積分結果であり、図４の波形３２からリップルを除去したものに相当する。これらの積分処理によって、図４のモータトルクの波形３０と速度推定値ωの波形３２からリップルの影響を除去することができる。周期積分処理完了時点（例えば、時間１０秒）の積分値は図４に示す長い周期変動（すなわち、所定周波数ω_ａの周期変動）の振幅値に対応する。

＜定数設定について＞
イナーシャ推定器５９でイナーシャを推定する前に、所定周波数ω_ａと、速度指令加算量Δω^＊の振幅値ΔΩ^＊を設定する必要である。所定周波数ω_ａは、図４のモータトルクの波形３０と速度推定値ωの波形３２に含まれる短い周期のリップルの影響を取り除くために、モータ３の回転速度と十分に離れて設定することで、負荷トルクの周期脈動の影響を抑制することができる。具体的には、所定周波数ω_ａを、モータ３の速度指令値ω^＊の１／１０以下にすれば良い。また、モータ３の実速度に所定周波数ω_ａの周期変動が発現するように、所定周波数ω_ａは速度制御器５１の応答周波数以下に設定することを望ましい。

また、速度指令加算量Δω^＊の振幅値ΔΩ^＊は、装置の振動や騒音を考慮して、小さく設定した方が良いが、推定精度を確保するために、速度指令値ω^＊の１／１０程度で良い。

＜イナーシャから制御定数設定＞
イナーシャ演算器５９ｆが推定したイナーシャ推定値Ｊ_ａは、制御部５の各制御器に使われる制御定数の演算に代入される。これにより、本実施例のモータ駆動装置１０では、実稼働環境に応じて、制御定数を自動調整することができる。

＜結言＞
以上説明したように、本実施例のモータ駆動装置１０によれば、モータ３の速度指令値ω^＊に所定周波数ω_ａの正弦波状成分を加算して、モータの速度の周期的な変動を発生させることで、複雑な信号処理を使用せず、モータ３と負荷４による合成イナーシャＪを高精度に推定することができる。

図８は、本発明の実施例２である冷凍機器１００の構成図である。この冷凍機器１００は、温度を調和する装置であり、空気調和機や冷凍機や冷蔵庫などである。本実施例では、上述した実施例１のモータ駆動装置１０によって、圧縮機１０６とファンモータ１０５が駆動される。

図８に示すように、冷凍機器１００は、熱交換器１０１、１０２と、これらに送風するファン１０３、１０４と、ファン１０３、１０４を駆動するファンモータ１０５と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機１０６と、熱交換器１０１と熱交換器１０２との間、並びに圧縮機１０６と熱交換器１０１および１０２との間に配設され、冷媒が流れる配管１０７と、モータ駆動装置１０から構成されている。ファン１０３，１０４を回転駆動するファンモータ１０５として、実施例１のモータ３が用いられる。モータ駆動装置１０は、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源回路、この直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換してファンモータ１０５に供給するモータ駆動用インバータ、を備えている。

本実施例においては、モータ駆動装置１０におけるモータ制御が実施例１による制御部によって制御される。

本実施例によれば、モータ３が圧縮機に内蔵されたままで、モータ３と負荷４のイナーシャを高精度に推定することができるため、制御定数の自動調整ができ、制御性能も向上する。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、電流検出手段は、シャント抵抗に代えて、電流トランス（ＣＴ）によって検出しても良い。この場合、電流検出箇所をインバータ出力部としても良い。また、モータ３は、埋め込み磁石型でも良いし、表面磁石型でも良い。

１０ モータ駆動装置
１ 直流電源
２ インバータ
３ モータ
３０ モータトルクの波形
３１ 速度指令値の波形
３２ 速度推定値の波形
３３ モータトルクの周期積分結果
３４ 速度推定値の周期積分結果
４ 負荷
５ 制御部
５１ 速度制御器
５２ ｄ軸電流指令発生器
５３ 電圧制御器
５４ ２軸３相変換器
５５ 速度・位相推定器
５６ ３相２軸変換器
５７ 電流再現演算器
５８ ＰＷＭ制御器
５９ イナーシャ推定器
５９ａ SinCos信号生成器
５９ｂ 振幅生成器
５９ｃ トルク演算器
５９ｄ 周期積分器
５９ｅ 周期積分器
５９ｆ イナーシャ演算器
６ シャント抵抗
７ 増幅器
１００ 冷凍機器
１０１，１０２ 熱交換器
１０３，１０４ ファン
１０５ ファンモータ
１０６ 圧縮機
１０７ 配管

Claims (6)

1. 負荷を駆動するモータと、
   該モータに交流電力を供給するインバータと、
   該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、
   を具備するモータ駆動装置であって、
   前記制御部は、
   所定周波数ω _ａ の正弦波信号と余弦波信号を生成する信号生成器と、
   外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御する速度制御器と、
   モータ回転速度を推定する速度推定器と、
   モータトルクを演算するトルク演算器と、
   前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω _ａ の成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するイナーシャ演算器と、
   を有し、
   前記制御部は、
   前記モータ回転速度に前記正弦波信号を乗算して、前記モータ回転速度から前記所定周波数ω_ａの成分を抽出する第一乗算器と、
   前記モータトルクに前記余弦波信号を乗算して、前記モータトルクから前記所定周波数ω_ａの成分を抽出する第二乗算器と、
   を更に有することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記イナーシャ演算器は、下記式を用いて、前記合成イナーシャを演算することを特徴とするモータ駆動装置。
   合成イナーシャＪ ＝ ΔＴ_ｍ／（ΔΩ_ｍ・ω_ａ）
   ΔＴ_ｍ：モータトルクの所定周波数ω_ａの成分の振幅値
   ΔΩ_ｍ：モータ回転速度の所定周波数ω_ａの成分の振幅値
3. 請求項２に記載のモータ駆動装置において、
   前記ΔＴ_ｍは、前記第一乗算器の出力を周期積分する第一周期積分器で検出され、
   前記ΔΩ_ｍは、前記第二乗算器の出力を周期積分する第二周期積分器で検出されることを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１～３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置において、
   前記イナーシャ演算器が推定した合成イナーシャを用いて、前記制御部の制御定数を調
   整することを特徴とするモータ駆動装置。
5. 熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、該圧縮機を駆動する第一モータと、前記熱交換器に送風するファンと、該ファンを駆動する第二モータと、前記第一モータおよび前記第二モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えた冷凍機器であって、
   前記モータ駆動装置は、請求項１～４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置であることを特徴とする冷凍機器。
6. 負荷を駆動するモータと、
   該モータに交流電力を供給するインバータと、
   該インバータを介して前記モータの回転速度を制御する制御部と、
   を具備するモータ駆動装置の制御方法であって、
   所定周波数ω_ａの正弦波信号と余弦波信号を生成するステップと、
   外部からの速度指令値に前記正弦波信号を加算した指令に基づいて前記モータの回転速度を制御するステップと、
   モータ回転速度を推定するステップと、
   モータトルクを演算するステップと、
   前記モータ回転速度と前記モータトルクから抽出した前記所定周波数ω_ａの成分に基づいて、前記モータと前記負荷の合成イナーシャを推定するするステップと、
   推定した合成イナーシャを用いて、前記制御部の制御定数を調整するステップと、
   を有し、
   前記合成イナーシャを推定する際に利用する所定周波数ω _ａ の成分は、前記モータ回転速度に前記正弦波信号を乗算することで、前記モータ回転速度から抽出した成分、または、前記モータトルクに前記余弦波信号を乗算することで、前記モータトルクから抽出した成分であることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。

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