JP7320640B2 - 断熱的コンデンサ間電荷輸送の容易化のためのインダクタを有するｄｃ－ｄｃ変圧器 - Google Patents

断熱的コンデンサ間電荷輸送の容易化のためのインダクタを有するｄｃ－ｄｃ変圧器 Download PDF

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Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１５年３月１３日に出願された、米国仮特許出願第６２／１３２，９３４号明細書の優先日の利益を主張する。その内容は、本明細書に全体として組み込まれる。
この開示は、電力変換に関し、特に、ＤＣ電力変換に関する。
知られている電力変換器は、チャージポンプと直列にレギュレータを配置することによって得られる。そのようなレギュレータの例は、何らかの切換デューティサイクル(switch duty cycle)に従い、インダクタを１つの状態へ、また第２の状態へと切り換えること
によって動作する。このレギュレータ中のインダクタは、２つの機能を実施する。一方は、変換器の出力電圧を制御することである。他方は、チャージポンプ内のコンデンサ間で、断熱的な電荷移動(adiabatic charge transfer)を促進することである。
上の原理に従って動作する、知られている電力変換器は、その内容が全て全体として参照により本明細書に組み込まれる、米国特許第８，８６０，３９６号明細書、米国特許第８，７４３，５５３号明細書、米国特許第８，５０３，２０３号明細書、米国特許第８，６９３，２２４号明細書、米国特許第８，３３９，１８４号明細書、米国特許第８，６１９，４４５号明細書、米国特許第８，７２３，４９１号明細書、及び米国特許第８，８１７，５０１号明細書に記載される。
米国特許第８，８６０，３９６号明細書 米国特許第８，７４３，５５３号明細書 米国特許第８，５０３，２０３号明細書 米国特許第８，６９３，２２４号明細書 米国特許第８，３３９，１８４号明細書 米国特許第８，６１９，４４５号明細書 米国特許第８，７２３，４９１号明細書 米国特許第８，８１７，５０１号明細書
本発明は、レギュレータの、調整及び断熱的な電荷移動の促進という２つの機能は、異なる構成要素によって行えるという認識に基づく。
本発明は、２つの機能を行うように常に使用されてきた構成要素の機能性を減少させること、及び構成要素がそれらの機能のうちの１つをもはや行えないように構成要素を再配置することを含む。新しい回路構成要素を追加して、以前には既存の構成要素が行っていた機能を行う。本発明は、こうして、従来技術で必要でなかった、追加構成要素を有するより複雑な回路に達した。
本発明は、ダイ上に配置される必要がある構成要素の数を増加させることによって、回
路に必要なダイ面積も減少させる。
チップ面積を減少させることに加えて、本明細書に記載される本発明は、電力変換器全体の性能におけるある種の穴もふさぎ、いっそう多くのチャージポンプ内の電圧変換を行うことを可能にし、電圧変換を最も効率的に成すことができる。
一般的な態様では、電力変換器の１又は２以上の配置は、少なくとも、「電圧変換器」と、「磁気フィルタ」と、「電流レギュレータ」とを含む、セクションの相互接続の組合せからなり、これらの表示は、さらなる暗示的な意味を有さない。
電力変換器は、「制御」対の端子とも呼ばれる、第１の対の端子及び第２の対の端子を含む端子を有する。少なくともいくつかの実施形態では、動作電力変換器が制御対の端子(controlled pair of terminals)間で測定される電圧を制御する。典型的には、電力変換器は、電源（例えば、調整されていない電圧源）から、「電力」対の端子( “powered” pair ofterminals)と呼ばれる第１の対の端子で電力を受け入れ、「負荷」対の端子(“load” pair of terminals)と呼ばれる第２の対の端子で（例えば、実質的に抵抗性負荷に）制御した電圧で電力を提供する。しかし、他の配置を使用できることを理解されたい。
電圧変換器は、従来型の磁心交流「変圧器」と混同されるべきでなく、少なくとも３つの端子を有し、コンデンサの切換配置を備える。一般的に、電圧変換器中のスイッチの順次動作によって、電圧変換器の第１の対の端子と電圧変換器の第２の対の端子との間に、一般的に有理数倍により、電圧変換を引き起こす。一般的に、１対の端子は、他の対よりも高い電圧に関連する。これらの対の単位は、以降では、それぞれ「高電圧」対の端子(
“high voltage” pair ofterminals)及び「低電圧」対の端子(“low voltage” pair of terminals)と呼ばれる。
スイッチの順次動作によって、電荷が電圧変換器のコンデンサ間で転送することを引き起こす。電荷移動の速度は、電圧変換器の端子のうちの少なくとも１つを通る電流によって制約される。この端子は、「電荷移動速度制約」端子(“charge transfer rate constraint”terminal)と呼ばれることになる。
電圧変換器の少なくとも１つのコンデンサにおけるコンデンサ間の電荷移動の速度が、少なくとも一部の時間の間、例えば電荷移動速度制約端子における電流によって制約されるとき、電圧変換器は、「断熱的」(adiabatic)であると見なされる。少なくとも一部だ
が必ずしも全てではない電荷移動が制御される場合、電圧変換器は、「部分的に断熱的」(partially adiabatic)と称される。そうでない場合、電圧変換器は、「完全に断熱的」(fully adiabatic)である。
磁気フィルタは、切換活動なしで回路経路に結合される２つの端子を備える。磁気フィルタは、磁気フィルタの、以降は「フィルタ端子」(filtered terminal(s))と呼ばれる端子のうちの少なくとも１つを通って流れる電流の変化に対抗し、一般的に、電力変換器の安定状態動作期間に、フィルタ端子を通る実質的に一定の電流を維持する。いくつかの例では、端子を連結する回路経路は、受動的なインダクタを含む。何らかの場合では、２つの端子間の経路がスイッチを必要としないために、動作期間に経路上に存在し得る最大電圧又は電流に適合するようにサイズ決定される、又は選択されるべき経路上のスイッチがない。
電流レギュレータは、少なくとも２つの端子を有し、少なくとも１つのインダクタの切換配置を備える。一般的に、電流レギュレータの１又は２以上のスイッチの、制御された順次動作は、電流レギュレータの、以降では「制御端子」(controlled terminal)と呼ば
れる端子のうちの少なくとも１つを通る電流を制御する。一般的に、電流レギュレータは電流を調整することができるが、電流の調整は、出力電圧（例えば時間平均電圧）に基づく可能性があり、これは、電流レギュレータの１対の端子間、又は電力変換器内若しくは電力変換器のインターフェースにおける他の端子間で測定することができる。
いくつかの実施形態の共通した特徴とは、電力変換器の電圧変換器、磁気フィルタ、及び電流レギュレータの配置が、磁気フィルタのフィルタ端子が電圧変換器の第１の端子に直接（すなわち、スイッチを介在することなく）結合され、この第１の端子が電荷移動制御端子であるような配置であるということである。好ましくは、電流の大きさは、電圧変換器の高電圧端子におけるよりも、低電圧端子において高いことが一般的に認められるので、磁気フィルタは、低電圧対の端子にそのように結合される。
別の共通した特徴は、電流レギュレータの制御端子が、電圧変換器の（第１の端子と異なる）第２の端子に直接（すなわち、スイッチを介在することなく）結合されることである。第２の端子は、必ずというわけではないが、電圧変換器の電荷移動速度制御端子であってよい。
いくつかの例では、電流レギュレータは、電圧変換器の複数の端子、又は電力変換器の複数の別個の電圧変換器セクションに結合される。他の例では、複数の電流レギュレータ又は複数の別個の制御端子を有する電流レギュレータが、電圧変換器の複数の端子、又は複数の別個の電圧変換器に結合される。
電力変換器の動作では、電流レギュレータは、電力変換器の制御端子において、制御された電圧を達成するように制御される。
電圧変換器、磁気フィルタ、及び電流レギュレータのいくつかの構成を、「直列」(series)、「シグマ」(sigma)、及び「疑似直列」(pseudo series)と呼ばれる（場合によっては重複する）クラスへとグループ化することができるが、これらの名前によって特定の属性を暗示することはない。
直列クラスの構成は、電流レギュレータ、電圧変換器、及び磁気フィルタが、電力変換器の第１の対の端子と第２の対の端子との間で直列に接続される構成を含む。これらの構成の少なくとも一部では、磁気フィルタは、電力変換器の制御／負荷端子に結合され、電流レギュレータは、レギュレータの電力端子に結合される。これらの構成の少なくとも他のものでは、磁気フィルタは、電力変換器の電力端子に結合され、電流レギュレータは、電力変換器の制御端子に結合される。
シグマクラス及び疑似直列クラスの構成は、電流レギュレータの１つの制御端子が電力変換器の制御端子に結合される構成を含む。電圧変換器は、磁気フィルタが電圧変換器の電荷移動速度制御端子から制御端子への経路を提供するように、磁気フィルタを介して電力変換器の同じ（又は、場合によっては異なる）制御端子にやはり結合される。シグマクラスの少なくとも一部の構成では、動作時に、電流レギュレータの制御が電圧変換器の第１の対又は第２の対の端子上の電圧に影響を及ぼすように、電流レギュレータの別の端子が電圧変換器に結合される。例えば電圧変換器の第１の対の端子のうちの一端子が、磁気フィルタを介して電流レギュレータの制御端子がやはり結合される、電力変換器の制御端子に結合される場合、電流レギュレータの別の端子が、電圧変換器の第２の対の端子のうちの一端子に結合される。
シグマクラスの構成は、電圧変換器を通過することなく電流レギュレータを通過する、電力変換器の第１の対の端子のうちの一端子から電力変換器の第２の対の端子のうちの一
端子への経路が存在する構成を含む。
疑似直列クラスの構成は、電圧変換器が、磁気フィルタを介するが電流レギュレータを介さずに通過する第１の経路を通ると共に、電流レギュレータを介するが磁気フィルタを介さずに通過する第２の経路を介して電力変換器の制御端子に結合される構成を含む。
シグマクラス及び疑似並列クラスの少なくともいくつかの構成の利点は、電力変換器を通る電力の流れの一部が磁気フィルタを通るが、電流レギュレータを通らないことである。磁気フィルタは、磁気フィルタを通る電力の流れの経路上にスイッチを導入しないため、電力損失（例えばスイッチ中の抵抗性及び容量性損失）が減少し、電力変換器の全体的な効率が改善される。
いずれかのクラスの少なくともいくつかの構成の利点は、電力変換器によりサポートされる端子電圧の組合せの数又は範囲を、閾値電圧未満の電圧分だけ異なる、電流レギュレータの端子の対間の電圧差についての制約によって影響を受ける他の構成と比較して、増加させることができることである。
少なくともいくつかの構成の別の利点は、電圧変換器及び／又は電流レギュレータのスイッチの、電圧又は電流処理要件を、他の構成と比較して減少できることである。これらの減少した要件によって、電力変換器の一部又は全部の集積回路実装のサイズを減少できる、物理的により小さい半導体デバイスをもたらすことができる。
一態様では、本発明は、電力変換のための装置を特徴とする。そのような装置は、チャージポンプと、電力変換器により提供される電力を調整する第１のレギュレータと、チャージポンプの端子に接続される磁気フィルタとを有する電力変換器を含む。磁気フィルタが接続される特定の端子は、チャージポンプ内の断熱的コンデンサ間電荷輸送を容易にするように選択される。
実施形態としては、チャージポンプが第１の端子及び第２の端子を有するものがある。動作では、第１の端子が第１の電圧に維持され、第２の端子は、第１のものよりも低い第２の電圧に維持される。これらの実施形態では、磁気フィルタは、より低い電圧を有する端子である、第２の端子に接続される。
他の実施形態では、第１のレギュレータは、電力変換器により提供される電力の第１の部分を奪取する(intercept)ように配設される。一方、チャージポンプは、電力変換器に
より提供される第２の部分の電力を奪取するように配設される。磁気フィルタも、第２の部分を奪取するように配設される。第２の部分は、第１の部分よりも、大きさが大きい。
他の実施形態では、第１のレギュレータは、電力変換器により提供される電力の第１の部分を奪取するように配設される。一方、チャージポンプは、電力変換器により提供される第２の部分の電力を奪取するように配設される。磁気フィルタも、第２の部分を奪取するように配設される。第１の部分と第２の部分は、電力変換器の出力で組み合わされる。
別の実施形態では、磁気フィルタと第１のレギュレータの両方が、電力変換器の出力に接続される。この実施形態では、第１のレギュレータは、第１の端子に接続される。第１の端子にやはり接続される接地端子を第１のレギュレータが含む実施形態も、これらの実施形態の中である。
別の実施形態では、チャージポンプが、第１及び第２の電荷輸送経路を含む。これらの実施形態では、第１のレギュレータが第１の電荷輸送経路に接続され、磁気フィルタが第
２の電荷輸送経路に接続される。これらの中には、第２の電荷輸送経路が第１の電荷輸送経路よりも大きい電流を有する実施形態、及び第１の電荷輸送経路が第２の電荷輸送経路よりも大きい電流を有する実施形態がある。これらの中には、第２のレギュレータが存在する実施形態もあり、磁気フィルタは、第２のレギュレータの構成部分である。これらの実施形態の一部では、第１のレギュレータが第１のデューティサイクルで動作し、第２のレギュレータが第１のデューティサイクルと独立に制御される第２のデューティサイクルで動作する。
いくつかの実施形態は、電力変換器の出力に基づいて、レギュレータの動作を制御するためのコントローラを含む。他のものは、レギュレータ又はチャージポンプのいずれかにクロック信号を提供するように構成されるクロックを含む。
実施形態の中には、電力変換器の測定された出力に基づいて、電力変換器の動作を制御するように構成される制御システムを有する実施形態もある。これらの中には、レギュレータを制御するためのコントローラを有するもの、チャージポンプを制御するためのコントローラを有するもの、両方を有するもの、クロック信号を受け取ることができるクロック信号入力を有するもの、コントローラがデジタル入力を有するもの、コントローラがアナログ入力を有するもの、及び上記の任意の組合せがある。
様々なチャージポンプ及びレギュレータを使用することができる。例えば実施形態の中には、多相チャージポンプ(multi-phasecharge pump)を有するもの、単相チャージポン
プ(single-phase charge pump)を有するもの、マルチステージチャージポンプ(multi-stage charge pump)を有するもの、２相チャージポンプ(two-phasecharge pump)を有するもの、共振電力変換器(resonant power converter)を有するもの、スイッチモード電力変換器(switch mode power converter)を有するもの、バックコンバータ(buckconverter)を
有するもの、双方向レギュレータ(bidirectional regulator)を有するもの、及び多相レ
ギュレータ(multi-phase regulator)を有するものがある。
いくつかの実施形態では、チャージポンプは、スイッチの組によって相互接続されたコンデンサを備える。動作期間に、第１の組のスイッチは、第２の組のスイッチに対して状態が反対である。
いくつかの実施形態では、チャージポンプは、再構成可能なチャージポンプである。これらの中には、レギュレータが、チャージポンプの再構成期間に、第１の電圧を提供することから第２の電圧を提供することへ移行するように構成される実施形態がある。
別の態様では、本発明は、電力変換のための装置を特徴とする。そのような装置は、チャージポンプと、電力変換器により提供される電力を調整する第１のレギュレータと、チャージポンプの端子に接続される磁気フィルタとを有する電力変換器を含む。磁気フィルタが接続される特定の端子は、チャージポンプ内のコンデンサ間電荷輸送における制約を引き起こすことを容易にするように選択される。
別の態様では、本発明は、コンピュータシステム上で実行可能なプログラムによって作動されるべきデータ構造を記憶する非一時的コンピュータ可読媒体を特徴としており、そのようなプログラムによって作動されると、データ構造が、データ構造により記載される回路を含む集積回路を製造するためのプロセスの少なくとも部分を生じさせ、データ構造により記載される回路が、チャージポンプと、電力変換器により提供される電力を調整するように構成される第１のレギュレータと、前記チャージポンプの端子に接続され前記チャージポンプ内の断熱的コンデンサ間電荷輸送を容易にするように選択される磁気フィルタとを備える電力変換器で使用されるように構成されるスイッチングネットワークを含む
。
本発明のこれら及び他の特徴は、以下の詳細な説明及び添付図面から明らかとなろう。
電力変換器の一実施形態を示す図である。 図１に示されるもののような電力変換器で使用するためのスイッチトキャパシタ(switched-capacitor)チャージポンプを示す図である。 図２のチャージポンプがその様々な状態を通って移行するときに形成され、また形成されない様々なキャパシタネットワークに接続する端子を示す図である。 図２のチャージポンプのための、スイッチの第１の構成に対応する第１のキャパシタネットワークを示す図である。 図２のチャージポンプのための、スイッチの第２の構成に対応する第２のキャパシタネットワークを示す図である。 図２の４端子チャージポンプを示すブロック図である。 図３Ａの３端子チャージポンプを示すブロック図である。 図１に示されるもののような電力変換器で使用することができる典型的なレギュレータの構成要素を示す図である。 図１に示されるもののような電力変換器で使用するための代替レギュレータを示す図である。 図１の実施形態で使用できる磁気フィルタを示す図である。 チャージポンプの不作動時間の間に、行き場のない、磁気フィルタ中の電流を導通させるためにダイオードが使用される実施形態を示す図である。 図１の電力変換器であるが、並列チャージポンプと並列磁気フィルタとを有する電力変換器を示す図である。 図９の電力変換器であるが、磁気フィルタが共通インダクタを共有する電力変換器を示す図である。 図１の電力変換器であるが、レギュレータが共通インダクタを共有するスイッチを有する電力変換器を示す図である。 図１に示されるものと同様であるが、４端子チャージポンプを有する実施形態を示す図である。 電力変換器を通る分岐した電力経路を有する実施形態を示す図である。 レギュレータに与えられる電圧がチャージポンプに与えられるものの２倍であるように入力電圧が分割された、図１３の分岐した電力経路を実装する回路を示す図である。 レギュレータに与えられる電圧がチャージポンプに与えられるものの半分であるように入力電圧が分割された、図１３の分岐した電力経路を実装する回路を示す図である。 電力変換器を通る分岐した電力経路を有する別の実施形態を示す図である。 図１５Ａの分岐した電力経路を実装する回路を示す図である。 図１５Ａに示されるアーキテクチャで使用するのに適した分離したチャージポンプを示す図である。 図１６Ａに示される分離したチャージポンプの単相実装形態を示す図である。 図１６Ａに示される分離したチャージポンプの２相実装形態を示す図である。 図１５Ａに示されるアーキテクチャの変形形態を示す図である。 分岐した電力経路がチャージポンプを接地する回路トポロジを示す図である。 チャージポンプの代わりに接地されるレギュレータ以外は図１８Ａ～図１８Ｃ中のものと同様の回路トポロジを示す図である。 図１、図１２、図１３、及び図１５Ａの実施形態に共通の特徴を示す電力変換器を示す図である。 調整されたチャージポンプを示す図である。 図２１Ａの調整されたチャージポンプのためのスイッチ構成及びネットワーク状態を示す図である。 スイッチが省略されている図２１Ａの調整されたチャージポンプを示す図である。 図２２Ａの調整されたチャージポンプのためのスイッチ構成を示す図である。 安定化コンデンサを有する図２２Ａの調整されたチャージポンプを示す図である。 図２３Ａの調整されたチャージポンプのためのスイッチ構成及びネットワーク状態を示す図である。 レギュレータの両方のスイッチが除去されている調整されたチャージポンプを示す図である。 図２４Ａの調整されたチャージポンプのためのスイッチ構成を示す図である。 図２４Ａの調整されたチャージポンプのための、チャージポンプを動作させるために必要なただ３つの状態及び構成が存在する、追加のスイッチ構成及びネットワーク状態を示す図である。 図２４Ａの調整されたチャージポンプの２相実装形態の図である。 図２７Ａの調整されたチャージポンプのためのネットワーク状態を示す図である。
チャージポンプは、高電圧端子及び低電圧端子を有する。エネルギーの節約のために、高電圧端子はより小さい電流に関連し、一方低電圧端子はより大きい電流に関連する。レギュレータは、原理的に、いずれかの端部に配置することができる。
しかし、レギュレータ中のインダクタが、チャージポンプ中の全てのコンデンサの断熱的充電に関与することを可能にするために、レギュレータが低電圧側に接続されることが重要である。この構成には、一方は物理的な点、他方は動作の点という、２つの欠点がある。
物理的欠点は、チャージポンプの低電圧端子は、そこから多くの電流が流出するということから生じる。これは、レギュレータ内のスイッチが、非常に大きい電流に適合できなければならないことを意味する。これは、スイッチを実装するトランジスタを物理的により大きく作ることによって達成されることが最も多く、その結果、トランジスタ内の任意の点における電流密度がより小さくなることになる。残念ながら、このスイッチは極めて広いダイ面積を要し、より大きいダイを使用することが必要となる可能性がある。これが、製造費用並びに電力変換器のサイズを全体として増加させる。
動作の点の欠点は、電圧変換を実行することにおいて、チャージポンプは、レギュレータよりも一般的により効率的であるということから生じる。レギュレータは、電圧を変換することもできるが、そうすることが特に効果的であるわけではない。レギュレータが優れているのは、電圧の微調整を実現して電流リップル(current ripple)を抑制することである。したがって、電力変換器が第１の電圧を第２の電圧へと変換することを求められる
とき、チャージポンプが電圧変換のできるだけ大部分を行い、レギュレータは電圧変換をできるだけ少なく成すことが好ましい。
これを達成するのに影響を及ぼす２つの制約がある。第１の制約は、チャージポンプが特定の整数比n/mを中心として設計されることである。したがって、所与の入力電圧Ｖｉ
ｎについて、チャージポンプの出力電圧Ｖｏｕｔは、Vin*(n/m)である。チャージポンプ
の特定の構成では、この比が固定される。レギュレータの機能には、電圧の目標値に達するのに必要な全体的な係数と、チャージポンプが寄与する係数(n/m)との間のギャップを
埋めることがある。
知られている設計に生じる第２の制約は、最小電圧マージン(minimum voltage margin)がレギュレータの入力と出力との間に存在しなければならないことである。レギュレータがチャージポンプの低電圧端子に配置される場合、チャージポンプの出力における電圧と目標電圧が、この最小電圧マージンより小さい値だけ異なることがかなりあり得る。
例えば所望の電力変換器出力が１．０ボルトであり、Ｖｉｎが４．２ボルトである場合、低電圧出力において１．４ボルトを維持するために、m/n=3で設計されるチャージポン
プを使用することができる。これは目標電圧をわずかに超えるが、レギュレータが、１．４ボルトと所望の１．０ボルトとの間のギャップを埋めることが意図される。これは、必要な電圧変換の大きな部分を、より効率的なチャージポンプが行ったことになるために望ましい。
しかし、この出力が例えば０．６ボルトの最小電圧マージンを必要とするレギュレータに提供される場合、レギュレータは１．０ボルトを出力できないことになる。これが、電力変換器の性能においてギャップとなる。
もちろん、この問題は、代わりに、m/n=2で設計されるチャージポンプを使用すること
によって容易に解決することができる。これが行われる場合、チャージポンプの出力は、２．１ボルトとなり、０．６の電圧マージンを提供するのに十分となる。しかし、２．１ボルトを所望の１．０ボルトへと変換する仕事は、今度はレギュレータによって行われなければならず、レギュレータは、そうするのに特に効率的でない。
図１に示される第１の実施形態では、電力変換器１０が、第１の電圧Ｖ１を第２の電圧Ｖ２へと変換する。電力変換器１０は、レギュレータ１２と３端子チャージポンプ１４とを直列に含む。３端子チャージポンプ１４は、第１のＣＰ端子１６、第２のＣＰ端子１８、及び第３のＣＰ端子１７を有する。
レギュレータ制御出力１３２に接続されるレギュレータコントローラ１３は、第２の電圧Ｖ２に接続されるフィードバック線１４４からのフィードバックに少なくとも部分的に基づいて、レギュレータ１２の切換活動を制御する。しかし、レギュレータコントローラ１３は、フィードフォワード線１４１、第１の中間フィードバック線１４２、及び第２の中間フィードバック線１４３などの他の入力に依拠することができる。レギュレータ制御入力１３１は、デジタル入力又はアナログ入力であってよいが、レギュレータ１２の動作のための設定点を入力することを可能にする。
一方、チャージポンプ制御出力１５２に接続されるチャージポンプコントローラ１５は、３端子チャージポンプ１４の切換活動を制御する。チャージポンプ制御入力１５１は、デジタル入力又はアナログ入力であってよいが、３端子チャージポンプ１４の動作のための設定点を入力することを可能にする。
電力変換器１０は、チャージポンプコントローラ１５とレギュレータコントローラ１３の両方に接続されるクロック１４５をさらに含み、スイッチを、確実に正しい時間に同期して開閉させる。
分かりやすくするために、レギュレータコントローラ１３、チャージポンプコントローラ１５、及びクロック１４５は、ある種の図からは省略されている。しかし、暗黙のうちに常にそれらは存在していると理解される。
３端子チャージポンプ１４の動作期間に、レギュレータ１２は、第１のＣＰ端子１６を高電圧に維持するが、小電流にそれを通過させる。第２のＣＰ端子１８は、３端子チャージポンプ１４の活動によって、比較的低電圧に維持される。第１のＣＰ端子１６と第２のＣＰ端子１８の両方は、第３のＣＰ端子１７において、共通の接地基準を共有する。
特に、第１のＣＰ端子１６における入力電圧Ｖｈでは、第２のＣＰ端子１８における電圧は、Vh*(m/n)であり、ここでm/nは、特定のチャージポンプの規定電圧変換比である。
しかし、第２のＣＰ端子１８では、やはり、より大きい電流にそれを通過させる。理想的な場合では、損失が生じることなく、３端子チャージポンプ１４に入る電力は、３端子チャージポンプ１４を出る電力に等しくなければならない。これは、第２のＣＰ端子１８における大電流と低電圧の積が、第１のＣＰ端子１６における高電圧と低電流の積に等しくなければならないことを意味する。
３端子チャージポンプ１４は、ラダー型、ディクソン型、直並列型、フィボナッチ型、及びダブラ型などの多くの異なるチャージポンプトポロジを使用して実装することができる。これらのトポロジのいくつかは、第１のＣＰ端子１６に関連する接地基準と第２のＣＰ端子１８に関連する設置基準とが異なり、４端子を有する４端子チャージポンプ７４をもたらすように構成する場合がある。
図２は、カスケード乗算器(cascade multiplier)としても知られているディクソン型チャージポンプ(Dickson charge pump)の２相変形形態(two-phasevariant)である、４端子チャージポンプ７４を図示する。第１のＣＰ端子１６及び第２のＣＰ端子１８に加えて、４端子チャージポンプ７４は、第４のＣＰ端子１１６及び第５のＣＰ端子１１８も含む。３端子チャージポンプ１４の場合とは異なり、４端子チャージポンプ７４中の第１のＣＰ端子１６と第２のＣＰ端子１８は、共通の接地基準を共有しない。その代わり、第１のＣＰ端子１６は、それ自体の接地基準を第４のＣＰ端子１１６に有し、第２のＣＰ端子１８は、それ自体の接地基準を第５のＣＰ端子１１８に有する。
４端子チャージポンプ７４は、第１の状態と第２の状態との間の移行を生じさせるスイッチングネットワークを特徴とする。４端子チャージポンプ７４の内側のスイッチトキャパシタネットワーク２１は、これらのスイッチのどれが開でありどれが閉であるかに応じて、第１の状態と第２の状態との間で交番する。第１のスイッチ構成は、スイッチトキャパシタネットワーク２１を、第１の状態から第２の状態に移行させる。第２のスイッチ構成は、スイッチトキャパシタネットワーク２１を、第２の状態から第１の状態に移行させる。スイッチがスイッチトキャパシタネットワーク２１をこれらの状態間で切り換えさせることの結果として、電荷ポンピング活動が生じる。
動作中、異なる量の電流が、異なるスイッチを通って流れることになる。したがって、スイッチを通って流れる電流に適した様式でスイッチをサイズ決定するのが有用である。例えば第２のＣＰ端子１８及び第５のＣＰ端子１１８に接続されるスイッチは、図２中の他のスイッチよりも大きい電流を伝える。これらのスイッチを他のスイッチよりも大きく作ることによって、不必要に大きいスイッチを有する必要を回避し、したがって、より小
さい回路面積となる。これによって、スイッチのサイズに比例する、不必要な追加の容量性損失も回避する。
図３Ａは、４端子チャージポンプ７４のスイッチトキャパシタネットワーク２１に接続する端子を示す。４端子チャージポンプ７４は、その各々が異なるキャパシタネットワークである状態間で常時移行する。以降の議論では、図２に示されるスイッチトキャパシタネットワーク２１は、一方の状態又は他方でのみ示されることになる。結果として、もはや、図２に示される多数のスイッチを示す必要がない。
もちろん、ムービー(movie)を規定する１つのフレームを識別するのが可能でないのと
同様に、１つの状態が４端子チャージポンプ７４を実際に規定すると言うことはできない。これを認めて、スイッチトキャパシタネットワーク２１は、図３Ａでは空白のスクリーンとして示される。第１の状態２１Ａ又は第２の状態２１Ｂのいずれかが、空白のスクリーンへと投影されることになる。図３Ａに存在する実際のスイッチトキャパシタネットワークは、正確に、いつそれを見るのかに依存することになる。スイッチトキャパシタネットワーク２１は、ときには、図３Ｂに示されるように、その第１の状態２１Ａとなり、スイッチトキャパシタネットワーク２１は、ときには、図３Ｃに示されるように、その第２の状態２１Ｂとなる。
第１の状態２１Ａと第２の状態２１Ｂは、本質的に対称である。トポロジは同一であるように見えるが、図３Ｂと図３Ｃを精密に考察すると、コンデンサは、切り換えた位置を有することが明らかになる。この切り換えた位置は、図２に示されたスイッチが達成するものである。
図４に示される４端子チャージポンプ７４では、３つの内部的な電荷輸送経路がある。第５のＣＰ端子１１８と第２のＣＰ端子１８との間の第１の電荷輸送経路は、第１の電流ｉＰを伝える。この第１の電荷輸送経路は、最大電流を伝える。第１のＣＰ端子１６と第２のＣＰ端子１８との間の第２の電荷輸送経路は、第２の電流ｉＨを伝える。第５のＣＰ端子１１８と第４のＣＰ端子１１６との間の第３の電荷輸送経路は、第３の電流ｉＬを伝える。第２のＣＰ端子１８において存在する電流は、したがって、和(iP+iH)である。こ
れは、N*iHにほぼ等しく、ここで、Ｎはスイッチトキャパシタネットワーク２１のトポロジに依存する。この実施形態では、接地は、完全には分離されていない。というのは、それらの間に電荷輸送経路が存在するからである。
３端子チャージポンプ１４は、第４のＣＰ端子１１６を第２のＣＰ端子１８に短絡し、第５のＣＰ端子１１８を３端子チャージポンプ１４の第３のＣＰ端子１７に短絡することによって、４端子チャージポンプ７４から作ることができる。結果として得られるチャージポンプのブロック図が図５に示される。
図５から、３端子チャージポンプ１４内に、２つの内部的な電荷輸送経路があることが明らかである。第３のＣＰ端子１７と第２のＣＰ端子１８との間の第１の電荷輸送経路が、第１の電流iP+iLを伝える。この第１の電荷輸送経路は、最大電流を伝える。第１のＣ
Ｐ端子１６と第２のＣＰ端子１８との間の第２の電荷輸送経路は、第２の電流ｉＨを伝える。第２のＣＰ端子１８において存在する電流は、したがって、和(iP+iH+iL)である。これは、(N+1)iHにほぼ等しく、ここで、Ｎはスイッチトキャパシタネットワーク２１のト
ポロジに依存する。
図１に示される実施形態では、レギュレータ１２は、変換されるべき第１の電圧Ｖ１と、３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６との間に配置される。これは、３端子チャージポンプ１４中のコンデンサ間の、断熱的コンデンサ間電荷輸送を促進するレギュ
レータの能力を妨げる。この能力を改善するために、レギュレータ１２を第２のＣＰ端子１８に接続することが好ましい。
第２のＣＰ端子１８にレギュレータ１２を配置することの望ましさは、図３Ｂ～図３Ｃから明らかである。ネットワークトポロジを考察すると、第２のＣＰ端子１８に結合されるインダクタが、スイッチトキャパシタネットワーク２１中の全てのコンデンサに結合されることが明らかになる。したがって、全ての３つの電荷輸送経路に同時に影響を与えることが可能となる。対照的に、第１のＣＰ端子１６に結合されるインダクタは、第１のＣＰ端子１６と第２のＣＰ端子１８との間の第２の電荷輸送経路に影響を与えることだけが可能となる。より悪いことには、第２の電荷輸送経路は、第５のＣＰ端子１１８と第２のＣＰ端子１８との間の第１の電荷輸送経路とほぼ同じだけの電流を伝えない。したがって、損失を減らすため、第１の電荷輸送経路に影響を与えることがより重要である。
図１に示される構成では、レギュレータ１２は、部分的にじゃまをされている。レギュレータ１２は、依然として、第２のＣＰ端子１８における電流を調整することができる。しかし、レギュレータ１２は、断熱的コンデンサ間電荷輸送を促進する能力を失っている。
しかし、レギュレータ１２を、第２のＣＰ端子１８の代わりに第１のＣＰ端子１６に接続させるのは、その利点をなくしはしない。特に、第１のＣＰ端子１６において、ほんの小さい電流ｉＨが、レギュレータ１２を通して流れる。これは、レギュレータ１２中の様々な構成要素を、第２のＣＰ端子１８に存在するより大きい電流(iH+iP)に適合するよう
にサイズ決定する必要がもはやないことを意味する。
特に、図６Ａに示されるものなどの、レギュレータ１２の通例の実施形態では、スイッチ２０は、デューティサイクルに従って、インダクタ２２を第１の状態及び第２の状態へと周期的に接続する。このスイッチ２０は、最終的に、レギュレータ１２を通過する電流の負担全部を担う。実際のスイッチ２０は、半導体材料で実装されるので、スイッチ２０が過熱する何らかのリスクがある。バルク材料中で生成される熱は抵抗率と電流密度の積であるので、半導体スイッチ２０が大量の電流に適合できるように半導体スイッチ２０の余分の加熱を減少させるための１つの方法は、単に、より広い面積の半導体材料にわたって電流を拡散し、電流密度を下げることである。しかし、これは、半導体ダイ上で非常に広い面積を要するスイッチ２０をもたらす。
多くの他のレギュレータ構成は、調整するために、インダクタを第１の状態と第２の状態とに周期的に接続するそのようなスイッチ２０を有する。他の例が図６Ｂ～図６Ｄに示され、図６Ｂではブーストコンバータ、図６Ｃではブーストバックコンバータ、図６Ｄではフライバックコンバータを特徴とする。これらのレギュレータはトポロジがいくぶん異なるが、それらは全て、インダクタ２２（又は変圧器）を変調するスイッチ２０を特徴とする。示されない他の好適なレギュレータとしては、フライバックコンバータ(Flyback converters)、疑似共振フライバックコンバータ(quasi-resonantFlyback converters)、
アクティブクランプフライバックコンバータ(active-clamp Flyback converters)、イン
ターリーブフライバックコンバータ(interleaved Flyback converters)、Ｃｕｋコンバータ(Cuk converters)、ＳＥＰＩＣコンバータ(SEPIC converters)、共振コンバータ(resonant converters)、マルチレベルコンバータ(multi-level converters)、フォワードコン
バータ(Forward converters)、２スイッチフォワードコンバータ(two-switch Forward converters)、アクティブクランプフォワードコンバータ(active-clamp Forward converters)、インターリーブフォワードコンバータ(interleaved Forward converters)、マルチ共振フォワードコンバータ(multi-Resonant Forward converters)、ハーフブリッジコンバ
ータ(Half-Bridge converters)、非対称ハーフブリッジコンバータ(asymmetric Half-Bri
dge converters)、マルチ共振ハーフブリッジコンバータ(multi-resonant Half-Bridge converters)、ＬＬＣ共振ハーフブリッジコンバータ(LLC resonant Half-Bridge converters)、及びフルブリッジコンバータ(Full-Bridge converters)がある。
図１に示されるように、レギュレータ１２を第１のＣＰ端子１６に接続することの結果として、スイッチ２０は、スイッチ２０が第２のＣＰ端子１８に接続された場合に適合しなければならないものよりも小さい電流に適合する必要があるだけである。もちろん、スイッチ２０は、第１のＣＰ端子１６における高電圧に適合するように設計される必要がある可能性がある。しかし、このトレードオフは、通常、ほとんどの設計で好都合である。
レギュレータ１２を第１のＣＰ端子１６に接続する別の利点は、インダクタ２２が第２のＣＰ端子１８に接続された場合にインダクタ２２が持つことになるのと同じ大きさのインダクタンスをインダクタ２２が必要としないことである。これは、インダクタ２２のＤＣ抵抗値を減少させ、したがってインダクタ２２を通る電流に関連するエネルギー損失を減少させる。
レギュレータ１２がどこに配置されるかに関係なく、断熱的コンデンサ間電荷輸送が望ましいままである。レギュレータ１２内のインダクタ２２はこの目的のためにもはや利用できないため、別の構成要素を電力変換器１０に追加する必要がある。これは、構成要素数の増加と、その結果得られる回路の複雑さの増加をもたらす。
３端子チャージポンプ１４内の断熱的コンデンサ間電荷輸送を促進するため、図１中で図示される実施形態は、第２のＣＰ端子１８に接続される磁気フィルタ２４を特徴とする。磁気フィルタ２４は、３端子チャージポンプ１４内の断熱的コンデンサ間電荷輸送を促進することになるインダクタを含む。
図２に示されるスイッチは、何らかのスイッチング周波数で状態間を移行することになる。損失を減少させるため、チャージポンプ１４は、そのスイッチング周波数で断熱的に動作することが望ましい。確実に事例となる１つの方法は、スイッチの抵抗値が非常に大きいので、スイッチング周波数よりも長くない場合にはコンデンサ間の電荷移動のＲＣ時定数が同様であるように、スイッチの抵抗値を選択することである。残念ながら、これは抵抗性損失を増加させる。磁気フィルタ２４は、かなりの再分布損失を招くことなく、スイッチの抵抗値を減少させること、したがって断熱的に動作することを可能にする。したがって、スイッチは、再分布損失を心配することなく、最高効率用に最適にサイズ決定することができる。各スイッチについての最適サイズは、所与のスイッチング周波数及び所与の電流で、各スイッチ中で抵抗性及び容量性損失を分散させることによって選択される。
レギュレータ１２を第１のＣＰ端子１６に接続するさらに別の利点は、ある種の動的に再構成可能なチャージポンプで生じる。
いくつかの場合では、図１に示される第１の電圧Ｖ１が、かなり変動することがあり得る。例えば、レギュレータ１２にかかる電圧が正しい動作をするには不十分となるだけ電圧が落ちるときがある場合がある。これは、３端子チャージポンプ１４の電圧変換比を減らし、したがって、レギュレータ１２が機能するのに十分な余分な電圧を提供することを要求する。そのような動的な再構成は、米国特許第８，８１７，５０１号明細書に記載されるものなどのチャージポンプを使用して行うことができる。
チャージポンプが新しい構成であるとき、チャージポンプ中のコンデンサにかかる電圧は、新しい構成に好適であるように変わらなければならない場合がある。この変化は、迅
速に起こらなければならないことが多い。コンデンサの電圧の迅速な変化は、非常に大きい電流を必要とする。
いくつかのチャージポンプでは、コンデンサの電圧は、第２のＣＰ端子１８に存在するものによって設定される。そのような構成の例が図３Ａ～図３Ｃに示されるものであり、コンデンサにかかる電圧は、第２のＣＰ端子１８と第３のＣＰ端子１７との間の電圧の関数であることが明らかである。これらのチャージポンプ構成では、動的な再構成によって、チャージポンプがその新しい構成で動作し始めると、かなりの電流を第１のＣＰ端子１６を通して引き込む場合がある。
図１に図示されるように３端子チャージポンプ１４の前にレギュレータ１２を配置すること、及びレギュレータ１２の動作を３端子チャージポンプ１４の動的な再構成と注意深く同期させることによって、この擾乱を回避することができる。特に、３端子チャージポンプ１４が古い構成である間、レギュレータ１２は、第１のＣＰ端子１６を介して３端子チャージポンプ１４に第１の中間電圧を供給する。次いで、再構成が実際に起こっている短い間隔の間、レギュレータ１２は、第１の中間電圧を提供する代わりに、チャージポンプの新しい構成にとってより好適な第２の中間電圧を提供するように、迅速に調整される。動的な再構成が完了すると、３端子チャージポンプ１４は動作を再開する。しかし、この時までに、レギュレータ１２は、準備が既にできており、第１のＣＰ端子１６において正しい第２の中間電圧を３端子チャージポンプ１４に供給するのを待っている。
磁気フィルタ２４は、多くの異なる方法で作成することができる。図７Ａは、第１のインダクタ２６を特徴とする、及びコンデンサ２８を特徴としていてもよい、磁気フィルタ２４の一実装形態を示す。
図７Ｂは、第１のインダクタ２６及びコンデンサ２８に加えて第２のインダクタ２７を特徴とする代替の磁気フィルタ２４を示す。磁気フィルタ２４のこの実施形態は、３次ローパスフィルタであり、したがって、高い周波数を減衰させる点で、図７Ａ中の磁気フィルタ２４よりも効果的である。
チャージポンプは、１又は２以上のスイッチを常時開閉している。特にインダクタが回路中に存在すると、スイッチが開にされるときはいつでも、回路中を流れる電流がどこか行き先を有することが重要である。さもなければ、電流がスイッチを損傷する可能性がある。
チャージポンプ（例えば、３端子チャージポンプ１４）の第１の状態と第２の状態との間に、スイッチトキャパシタネットワーク２１中のスイッチの全てが開である、不作動時間間隔がある。原理的には必要でないが、スイッチが瞬間的には移行しないので、この不作動時間間隔は、現実的に必要である。したがって、同時にスイッチを閉にするという望ましくない結果を回避するためにマージンを設けることが必要である。
好ましい実施形態では、電力変換器１０中の第２のＣＰ端子１８に接続される磁気フィルタ２４は、さもなければ３端子チャージポンプ１４の不作動時間の間に場所がないことになる電流を安全に分流するための回路要素を含むように修正される。図８に示される１つのそのような実施形態では、そのような電流を導くために分流ダイオード２９が使用される。或いは、スイッチトキャパシタネットワーク２１中の不作動時間間隔がそれほど長く続かない場合、その間隔の間に過剰な電荷を一時的に格納し、スイッチが正しく再接続されると過剰な電荷を解放するように、分流コンデンサを接地に対して接続することができる。いくつかの場合では、分流コンデンサが必要でないときに回路から切断することができるように、分流コンデンサと直列にスイッチが配置される。これは、分流コンデンサ
が回路動作に干渉するのを回避する。
図９は、調整回路１２の出力が複数の３端子チャージポンプ１４に並列に接続する、図１中の電力変換器１０の変形形態を示す。各３端子チャージポンプ１４は、その第２のＣＰ端子１８に対応する磁気フィルタ２４を有する。各磁気フィルタ２４の出力は、次いで、電力変換器１０の第２の電圧Ｖ２である、共通ノードで組み合わされる。
図１０は、磁気フィルタ２４が結合されたインダクタ２６を使用して構築される、図９中の実施形態の変形形態を示す。結合されたインダクタ２６は、２つの巻線が共通のコアを共有することによって構築される。
図１０に示されるような結合されたインダクタのアイデアを、レギュレータ１２で使用することもできる。これは図１１に示されており、図１１では、図６Ａに示されるものなどのレギュレータ１２を展開して、２つのスイッチ２０によって共有される結合されたインダクタ２２を明らかにしている。
図１２は、さらに別の実施形態を図示しており、図１２では、レギュレータ１２、４端子チャージポンプ７４、及び磁気フィルタ２４が直列に接続される。しかし、図１中の実施形態とは異なり、４端子チャージポンプ７４が３端子チャージポンプ１４の代わりに使用される。この４端子チャージポンプ７４は、図１に示されるような３端子チャージポンプ１４ではなく、４端子チャージポンプである。より多くの端子があるので、相互接続について、より多くの選択肢がある。例えば、示されている特定の例では、接地の向きの結果として、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２は反対の極性である。これは、追加ステージ（例えば極性反転ステージ）を持つことなく、入力電圧の極性を変える簡単な方法を提供する。
ここまで議論した実施形態では、電力変換器１０を通過する全電力は、レギュレータ１２と３端子チャージポンプ１４の両方を通って流れる。しかし、ある種の実施形態では、電力の一部がレギュレータ１２を完全にバイパスするように、電力変換器内で電力経路を分岐する。
図１３は、一方が他方よりも多くの電力を伝える、分岐した電力経路を達成する一実施形態を示す。図１３では、第１の電力経路３０及び第２の電力経路３２が電力変換器１０を横断する。第２の電力経路３２の太線は、それが２つの電力のうちのより多くを伝えることを示す。逆に、第１の電力経路３０の細線は、それが２つの電力のうちのより少ない量を伝えることを示す。
第２の電力経路３２は、３端子チャージポンプ１４を通る電力を伝える。一方、第１の電力経路３０は、レギュレータ１２を通過し、プロセス中の３端子チャージポンプ１４をバイパスする。３端子チャージポンプ１４は、電圧変換を実行する点でより効率的であるため、電力のほとんどが第２の電力経路３２を使用することが望ましい。
分岐した電力経路に対するさらなる利点は、レギュレータ１２を使用して、３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６と第３のＣＰ端子１７との間の電圧差に、付加的なオフセットを提供できることである。結果として、電力変換器１０の出力における電圧を制御するのに利用可能な、追加の自由度が存在することになる。これは、より大きいフレキシビリティをもたらし、したがって、電力変換器１０が所望の出力電圧を提供することが可能でない電圧範囲がより狭くなる。
図１３中に示される実施形態では、レギュレータ１２の出力８３における電圧は、磁気
フィルタ２４の出力３８における電圧と同じである。これは、レギュレータ１２の接地端子８６を、３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６に接続することによって達成される。図１中で第１のＣＰ端子１６に接続されたレギュレータ１２の出力８３は、この場合、代わりに磁気フィルタ２４の出力３８に接続される。
図１４Ａは、１２ボルトの入力電圧を、負荷４０で、１ボルトの出力へと変換する図１３の構成を使用する例示的な回路を示す。３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６で４ボルトの入力が提供される。３端子チャージポンプ１４は、４：１のチャージポンプであり、その第２のＣＰ端子１８で１ボルトを出力する。
一方、残りの８ボルトは、レギュレータ１２の入力端子８１と接地端子８６との間に与えられ、これが、レギュレータ１２の出力８３において、－３ボルトを与える。しかし、この－３ボルトは、３端子チャージポンプ１４の接地と同じではないレギュレータ１２の接地に対して測定される。レギュレータ１２の接地端子８６は３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６に接続されるため、それも４ボルトとならなければならない。したがって、レギュレータ１２の出力８３で測定される電圧は、３端子チャージポンプ１４の接地に対して測定されると、実際には１ボルト（すなわち、４－３）となる。結果として、レギュレータ１２の出力８３及び磁気フィルタ２４の出力３８における電圧は、それらがそうでなければならないように、負荷４０において同じになることになる。
図１４Ｂは、１２ボルトの入力電圧を、負荷４０で、２ボルトの出力へと変換するために使用される図１４Ａの回路を示す。図１４Ａ中の回路と異なり、レギュレータ１２に与えられる電圧は、逆にする代わりに、３端子チャージポンプ１４に与えられる電圧の半分である。
動作時に、３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６に、８ボルトの入力が提供される。３端子チャージポンプ１４は、４：１のチャージポンプであり、必要に応じて、その第２のＣＰ端子１８で２ボルトを出力する。
一方、残りの４ボルトは、レギュレータ１２の入力端子８１と接地端子８６との間に与えられ、これが、レギュレータ１２の出力８３に、－６ボルトを与える。しかし、この－６ボルトは、３端子チャージポンプ１４の接地と同じではないレギュレータ１２の接地に対して測定される。レギュレータ１２の接地端子８６は３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６に接続されるため、それも８ボルトとならなければならない。したがって、レギュレータ１２の出力８３で測定される電圧は、３端子チャージポンプ１４の接地に対して測定されると、実際には２ボルト（すなわち、８－６）となる。結果として、レギュレータ１２の出力８３及び磁気フィルタ２４の出力３８における電圧は、それらがそうでなければならないように、負荷４０において同じになることになる。
４端子チャージポンプ７４などの分離したチャージポンプを用いると、全電力の単に一部がレギュレータ１２を通過する、電力経路を分岐するための代替アーキテクチャを作ることが可能になる。図１５は、そのようなアーキテクチャを示す。
図１５Ａを参照すると、第１の電力経路３０は、第４のＣＰ端子１１６で始まり、レギュレータ１２の入力端子８１に通じる。一方、第２の電力経路３２は、第２のＣＰ端子１８で始まり、磁気フィルタ２４に通じる。電力の大部分は、第２の電力経路３２を通る。電力変換器１０を通る全ての電力を伝える負担をレギュレータ１２が担う必要がもはやないため、この構成は有利である。図１３の場合のように、レギュレータ１２の出力８３と磁気フィルタ２４の出力３８とは、負荷４０が接続されることになる共通ノードにおいて、電力変換器１０の第２の電圧Ｖ２で合流する。
図１５Ｂは、図１５Ａに示される実施形態の具体化例(implementation)である。示される構成は、図１５Ｂでは、接地されるのがレギュレータであり、浮遊しているのがチャージポンプであることを除いて、図１４Ｂに示される構成と類似する。
図１５Ａに示されるタイプの実施形態は、レギュレータ１２と４端子チャージポンプ７４が別個の接地を有することを必要とする。これは、４端子チャージポンプ７４の完全に分離したバージョンを必要とし、その例は、図１６Ａに示される。
動作時に、図１６Ａに示される４端子チャージポンプ７４の完全に分離したバージョンは、第１の状態と第２の状態との間で移行する。第１の状態の期間に、第１のスイッチの組１の中のスイッチは開であり、第２のスイッチの組２の中のスイッチは閉である。第２の状態の期間に、第２のスイッチの組２の中のスイッチは開であり、第１のスイッチの組１の中のスイッチは閉である。
４端子チャージポンプ７４がその第１の状態であるとき、結合コンデンサＣＣは、第１のＣＰ端子１６と第４のＣＰ端子１１６との間の電圧を維持するのに十分な電荷を格納する。この場合、チャージポンプ７４がその第２の状態へと移行すると、結合コンデンサＣｃは、その維持した電圧を、４端子チャージポンプ７４内に含有される３端子チャージポンプ１４に与える。
この方法は、任意のタイプのチャージポンプトポロジで動作し、その２つの例が、図１６Ｂ及び図１６Ｃに示される。
特に、図１６Ｂは、図３Ａ～図３Ｃ中のチャージポンプと同様の、カスケード乗算器タイプで使用する、図１６Ａ中のチャージポンプ７４のアーキテクチャを示し、差は、電圧変換比が異なり、位相の数が異なることである。
図１６Ｃは、図１６Ｂ中の４端子チャージポンプ７４の２相バージョンである。図１６Ｂに示される実装形態とは対照的に、この実装形態は、常時入力電流を引き込むことができる。これによって、図１５Ｂ中の第１のＤＣコンデンサＣＤＣ１、第２のＤＣコンデンサＣＤＣ２のサイズを減少させることができる結果となる。
図１６Ｂ及び図１６Ｃに示される特定の実装形態は、同じスイッチの組に属し、直列であるスイッチでのスイッチ対を有する。例えば図１６Ｂ中の実施形態は、結合コンデンサＣｃとポンプコンデンサＣ１との間に１つのそのようなスイッチ対を有する。これらのスイッチ対の各々中のスイッチが第１のスイッチの組１に属するために、それらは常に一緒に開閉する。この場合、各スイッチ対中のスイッチをマージすることによって、追加のスイッチをなくすことが可能である。図１６Ｃ中の実施形態は、同様の位置に２つのそのようなスイッチ対を有するが、図ではマージされた。
図１７Ａ～図１７Ｄは、図１５のアーキテクチャ用の、４つの可能な変形形態の構成を示す。これらは、磁気フィルタ２４を使用するか全く使用しないか、もし使用されるなら、どのチャージポンプの端子が磁気フィルタ２４に接続されるかが異なる。
図１７Ａに示される第１の構成４２では、レギュレータ１２は、４端子チャージポンプ７４の第２のＣＰ端子１８に接続され、一方、磁気フィルタ２４は、４端子チャージポンプ７４の第４のＣＰ端子１１６に接続される。この構成にとっての好適なレギュレータは、ブーストコンバータである。
図１７Ｂに示される第２の構成４４は、第１の構成４２の反対である。この第２の構成４４は、電流のほとんどが第２のＣＰ端子１８を通って流れるため、特に有利である。この場合、レギュレータ１２は、より小さい電流の端子に配置され、したがって、既に議論されたようなそのような配置に関連する全ての利点がもたらされる。
図１７Ｃに示される第３の構成４６は、磁気フィルタ２４を全く不要にし、４端子チャージポンプ７４の第２のＣＰ端子１８及び第４のＣＰ端子１１６に接続されるレギュレータ１２を単に有する。
図１７Ｄに示される第４の構成４８は、磁気フィルタ２４をやはり不要にするが、第２のＣＰ端子１８と第４のＣＰ端子１１６とにおいて別個のレギュレータ１２を使用する。この第４の構成は、各レギュレータ１２のデューティサイクルを互いに独立に制御できるため、かなりのフレキシビリティを提供する。
図１７Ｃに示される第３の構成４６では、第２の電圧Ｖ２に対する乗算制御だけが存在する。特に、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１と((N+1)/(D+1))との積により与えられ
、Ｎは４端子チャージポンプ７４中のステージ数であり、Ｄはレギュレータ１２のデューティサイクルであり、D=1は、恒久的に閉のスイッチに対応する。
一方、図１７Ａに示される第１の構成４２及び図１７Ｂに示される第２の構成４４は、第２の電圧Ｖ２に対し、加算と乗算の組合せ制御を提供する。
特に、図１７Ａに示される第１の構成４２では、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１と(1+N/(1-D))との積により与えられる。
図１７Ｂに示される第２の構成４４では、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１と(N+1/(1-D))との積により与えられる。これは、加算と乗算の制御が分離されるために、より大
きいフレキシビリティを提供する。
図１７Ｄに示される第４の構成４８は、別の自由度が存在するため、制御により大きいフレキシビリティを提供する。第４の構成４８では、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１と((1/(1-D2))+(N/(1-D1)))との積により与えられ、Ｄ１及びＤ２は、図１７Ｄに示され
る２つのレギュレータについてのデューティサイクルである。
上に記載された回路は、並列の電力経路を提供する様々なトポロジを表す。しかし、図１８Ａ～図１８Ｃ及び図１９Ａ～図１９Ｃには、多くの他の回路が示される。
図１８Ａ～図１８Ｃは、４端子チャージポンプ７４がレギュレータ１２の接地とは別個の接地を有する３つのトポロジを示す。「ダウン」及び「アップ」という用語は、電圧変換の方向を示す。したがって、「ダウン」により識別される回路要素は、その出力が回路要素の入力よりも低い電圧となることになる。対照的に、「アップ」により識別される回路要素は、その出力が回路要素の入力よりも高い電圧となることになる。
図１９Ａ～図１９Ｃは、３端子チャージポンプ１４ではなく、レギュレータ１２が分離されているトポロジを示す。これらのトポロジは、フライバックコンバータなどの変圧器を組み込むレギュレータを必要とする。図１８Ａ～図１８Ｃの場合でのように、レギュレータとチャージポンプは、縦列又は反対方向に動作することができる。
図２０は、図１、図１２、図１３、及び図１５Ａに示される実施形態を集約してまとめており、特に、本明細書に記載される概念の基本モジュール方式に注目している。本明細
書に記載される構成要素の３つの一般的なクラス、すなわち、レギュレータ１２（分離されたバージョン又は分離されないバージョンが適用可能である）、４端子チャージポンプ７４（分離されたバージョン又は分離されないバージョンが適用可能である）、及び磁気フィルタ２４は、様々な技術目標を達成するため様々な方法でうまく組み合わせることができる。しかし、実施形態が共通に有するものは、３端子チャージポンプ１４内で、調整する仕事を断熱的な電荷移動を促進する仕事から分割する能力である。
本明細書に記載される回路トポロジは、こうして、低電圧大電流を有するチャージポンプの端子にレギュレータを接続させることに関連する大きいスイッチをなくすことを可能にする。その代わり、インダクタがレギュレータを置き換える。インダクタは、従来技術におけるレギュレータの機能の１つ、すなわち、チャージポンプ内で断熱的コンデンサ間電荷輸送を促進することを行うことができる。しかし、レギュレータをチャージポンプの低電圧の第２のＣＰ端子１８に固定したのは、まさにこの機能であった。レギュレータが第２のＣＰ端子１８に固定されたことによって、都合悪く位置決めされる場合があるデッドゾーンの導入、及びその位置で必要であった特大スイッチに対する多くのダイ空間を割り当てる必要を含む、非常に多くの技術的問題がもたらされた。チャージポンプの第２のＣＰ端子１８におけるその位置決めから自由にされたので、今や、レギュレータを、様々な他の位置に配置することができる。これは、次に、電力変換器の要件に基づいて動作のデッドゾーンの位置を調整することを、回路設計者に可能にする。それは、レギュレータにおいてより程よいサイズのスイッチを使用し、それによってかなりのダイ空間を節約するのを可能にすることももたらす。
ここまで記載された一部の実施形態では、レギュレータ１２は、３端子チャージポンプ１４の第１のＣＰ端子１６に接続する。これは、より少ない電流がレギュレータ１２中のスイッチ２０を通って流れることを意味する。結果として、スイッチ２０のサイズを減らすことが可能である。しかし、これらの実施形態は、依然として、ゼロよりも大きいスイッチサイズを有するという欠点を有する。
ここまで記載された他の実施形態では、電力の大部分がレギュレータ１２、したがってスイッチ２０を完全にバイパスするように、電力経路が分岐される。この手法は、やはり、スイッチ２０をより小さくすることを可能にする。しかし、この手法には、一部の電流が依然としてスイッチ２０を通るという欠点がある。
別の実施形態では、スイッチサイズはゼロに減らされ、問題を完全に効果的になくすが、レギュレータ１２の調整機能をやめることはない。結果として得られる回路は、「調整されたチャージポンプ」と呼ばれ、３端子チャージポンプ１４とレギュレータ１２とに共通のスイッチの組を共有させることによって、スイッチ２０に起因する損失を最小化し、３端子チャージポンプ１４とレギュレータ１２のいずれも電力変換器１０を通過する全ての電流の負担全部を担持しない。
第１の例として、図２１Ａは、第１の調整されたチャージポンプ４１を作るためにマージされているバックコンバータ１２及び３端子チャージポンプ１４を示す。第１の調整されたチャージポンプ４１は、元はレギュレータ１２の中にあったスイッチ２０を依然として有する。このスイッチ２０はかなりの電流を伝える。第１の調整されたチャージポンプ４１の動作は、図２１Ｂ～図２１Ｃに示されるように、第１の組のスイッチ構成６１を使用して、回路を、第１の組のネットワーク状態５１を通して循環させることを含む。したがって、第１の調整されたチャージポンプ４１の欠点は、スイッチ２０が依然として存在することである。
図２２Ａに示される第２の調整されたチャージポンプ４２は、スイッチ２０をなくす。
実際には、スイッチ２０の機能性が、３端子チャージポンプ１４へと組み込まれている。この第２の調整されたチャージポンプ４２の動作は、同じ第１の組のネットワーク状態５１を達成するが、図２２Ｂに示される、異なる第２の組のスイッチ構成６２を使用することを含む。
第２の調整されたチャージポンプ４２の欠点は、全てのスイッチが同じ周波数で動かなければならないことである。これは、コンデンサ及びインダクタが異なるエネルギー密度を有する傾向があるために不都合な場合がある。しかし、電流が非常に大きい場合では、スイッチ２０をなくすことに関連する利点がこの欠点を上回ることができる。
第２の調整されたチャージポンプ４２の別の欠点は、全体の回路が、潜在的に不安定発振器となる可能性があることである。不安定発振が起こる可能性を減少させるため、図２３Ａに示される第３の調整されたチャージポンプ４３は、安定化コンデンサ９４及び安定化スイッチ９６を導入する。少ない量の電流だけが安定化コンデンサ９４へと流れなければならないために、安定化スイッチ９６から生じる損失は最小である。この第３の調整されたチャージポンプ４３の動作は、図２３Ｂ～図２３Ｃに示されるように、第３の組のスイッチ構成６３を使用して第２の組のネットワーク状態５３を通して循環することを含む。
調整されたチャージポンプでは、ここまで、レギュレータ１２の第１のスイッチ２０がなくされたが、第２のスイッチは残っている。図２４Ａに示される第４の調整されたチャージポンプ４４では、このスイッチさえなくされる。結果として得られる回路は、本質的に、その出力端にＬＣ回路９８を有する３端子チャージポンプ１４である。この第４の調整されたチャージポンプ４４の動作は、それぞれ図２１Ｂ及び図２４Ｂに示されるように、第４の組のスイッチ構成６４を使用して、第１の組のネットワーク状態５１を通して循環することを含む。
第４の調整されたチャージポンプ４４は、４つの代わりに３つのネットワーク状態を通して循環することによって動作することもできる。これは、サイクル当たりのスイッチ移行がより少ないため、各スイッチ移行に関連する切換損失を減少させる。図２５Ａ～図２６Ｂに示されるように、２つの代替形態は、第３の組のネットワーク状態５８及び第４の組のネットワーク状態５９によって表され、その各々は、４つの状態ではなく３つの状態、並びに対応する第５の組の３つのスイッチ構成６８及び第６の組の３つのスイッチ構成６９からなる。
図２４Ａに示される第４の調整されたチャージポンプ４４に関して使用されたレギュレータ１２から両方のスイッチをなくすために使用された技法を使用して、図２７Ａに示される第５の調整されたチャージポンプ４５である２相バージョンを実装することができる。
この第５の調整されたチャージポンプ４５の動作は、それぞれ図２７Ｂ及び図２４Ｂに示されるように、第４の組のスイッチ構成６４を使用して、第５の組のネットワーク状態５５を通して循環することを含む。
いくつかの実装形態では、コンピュータアクセス可能な記憶媒体は、変換器の１又は２以上の構成要素を表すデータベースを含む。例えばデータベースは、チャージポンプの低損失動作を促進するように最適化されたスイッチングネットワークを表すデータを含むことができる。
一般的に言えば、コンピュータアクセス可能記憶媒体としては、コンピュータに命令及
び／又はデータを提供するために使用する間、コンピュータがアクセス可能な任意の非一時的記憶媒体が挙げられる。例えばコンピュータアクセス可能記憶媒体としては、磁気又は光学ディスク及び半導体メモリなどの記憶媒体が挙げられる。
一般的に、システムを表すデータベースは、プログラムによって読み取られて、直接的又は間接的に、システムを備えるハードウェアを製造するために使用することができる、データベース又は他のデータ構造であってよい。例えばデータベースは、ベリログ又はＶＨＤＬなどの、高レベル設計言語（ＨＤＬ）中のハードウェア機能性の、ビヘイビアレベル記述又はレジスタ転送レベル（ＲＴＬ）記述であってよい。記述は、合成ライブラリからのゲートのリストを備えるネットリストを生成するための記述を合成することができる合成ツールによって読み取ることができる。ネットリストは、システムを備えるハードウェアの機能性をやはり表すゲートの組を備える。ネットリストは、次いで、マスクに適用される幾何形状を記載するデータセットを生成するように、配置及び経路指定することができる。マスクは、次いで、システムに対応する１又は２以上の半導体回路を生成するため、様々な半導体製造ステップで使用することができる。他の例では、代替的に、データベースは、それ自体が（合成ライブラリを備える又は備えない）ネットリスト又はデータセットである場合がある。
本発明及びその好ましい実施形態を記載してきたが、新規であるとして特許請求され、特許証により保証されるものは以下である。

Claims (51)

  1. 第１の端子、第２の端子、第３の端子、及び第４の端子であって、
    前記第３の端子及び前記第４の端子が、異なる基準端子であり、
    前記第１の端子が高電圧端子であり、前記第２の端子が低電圧端子であり、かつ前記第３及び第４の端子が異なる電圧値を有する、前記第１の端子、第２の端子、第３の端子、及び第４の端子；並びに
    第１の状態と第２の状態間を切り換えるためのスイッチトキャパシタネットワークであって、複数のコンデンサ、第１のセットのスイッチ、及び第２のセットのスイッチを備える、前記スイッチトキャパシタネットワーク、
    を備えるチャージポンプであって、
    前記第１及び第２のセットのスイッチが、前記第１の状態と前記第２の状態間をスイッチング周波数で切り換え、かつ
    前記スイッチトキャパシタネットワークの前記複数のコンデンサのうちの少なくとも１つのコンデンサの電荷移動の速度が、少なくとも部分的に、インダクタンスによって制約される、
    前記チャージポンプ。
  2. 前記インダクタンスが、連続電流を引き込む、請求項１に記載のチャージポンプ。
  3. 前記インダクタンスが、不連続電流を引き込む、請求項１に記載のチャージポンプ。
  4. 前記インダクタンスが、インダクタを備える、請求項１に記載のチャージポンプ。
  5. 前記第１のセットのスイッチを閉じること及び前記第２のセットのスイッチを開くことが、前記チャージポンプを前記第１の状態にする、請求項１に記載のチャージポンプ。
  6. 前記第２のセットのスイッチを閉じること及び前記第１のセットのスイッチを開くことが、前記チャージポンプを前記第２の状態にする、請求項１に記載のチャージポンプ。
  7. 前記チャージポンプが第１の電荷輸送経路、第２の電荷輸送経路、及び第３の電荷輸送経路を有する、請求項１に記載のチャージポンプ。
  8. 前記第１の電荷輸送経路が、前記第２の端子と前記第４の端子との間にある、請求項７に記載のチャージポンプ。
  9. 前記第２の電荷輸送経路が、前記第１の端子と前記第２の端子との間にある、請求項７に記載のチャージポンプ。
  10. 前記第３の電荷輸送経路が、前記第３の端子と前記第４の端子との間にある、請求項７に記載のチャージポンプ。
  11. 前記チャージポンプが単相チャージポンプである、請求項１に記載のチャージポンプ。
  12. 前記チャージポンプが２相チャージポンプである、請求項１に記載のチャージポンプ。
  13. 前記チャージポンプがマルチステージチャージポンプである、請求項１に記載のチャージポンプ。
  14. 前記第２の端子及び前記第４の端子に接続されるスイッチが、前記第１のセットのスイッチ及び前記第２のセットのスイッチ内の他のスイッチより、大きい電流を伝送することができる、請求項１に記載のチャージポンプ。
  15. 前記第２の端子及び前記第４の端子に接続されるスイッチが、前記第１のセットのスイッチ及び前記第２のセットのスイッチ内の他のスイッチより、広いダイ面積を有する、請求項１に記載のチャージポンプ。
  16. 前記第１のセットのスイッチ及び前記第２のセットのスイッチのダイのサイズが、追加の容量性損失を回避するために最小化される、請求項１に記載のチャージポンプ。
  17. 前記第１の端子と前記第３の端子との間に接続された少なくとも１つの追加のコンデンサをさらに含む、請求項１に記載のチャージポンプ。
  18. 前記チャージポンプが単相チャージポンプである、請求項１７に記載のチャージポンプ。
  19. 前記チャージポンプが２相チャージポンプである、請求項１７に記載のチャージポンプ。
  20. 前記チャージポンプが多相チャージポンプである、請求項１７に記載のチャージポンプ。
  21. 装置が、さらに１又は２以上のレギュレータを備える、請求項１に記載の装置。
  22. 前記１又は２以上のレギュレータが、前記チャージポンプの前記第２の端子と前記第３の端子とに接続される、請求項２１に記載の装置。
  23. 前記１又は２以上のレギュレータが、第１のレギュレータ及び第２のレギュレータを備え、前記第１のレギュレータが前記チャージポンプの前記第２の端子に接続され、前記第２のレギュレータが前記チャージポンプの前記第３の端子に接続される、請求項２１に記載の装置。
  24. 前記チャージポンプが磁気フィルタをさらに備える、請求項２１に記載の装置。
  25. 前記１又は２以上のレギュレータが、前記チャージポンプの前記第２の端子に接続され、前記磁気フィルタが前記チャージポンプの前記第３の端子に接続される、請求項２４に記載の装置。
  26. 前記磁気フィルタが、前記チャージポンプの前記第２の端子に接続され、前記１又は２以上のレギュレータが前記チャージポンプの前記第３の端子に接続される、請求項２４に記載の装置。
  27. 電力変換のための装置であって、
    調整されたチャージポンプであって、複数の状態間を切り換えるためのスイッチトキャパシタネットワークを備え、前記スイッチトキャパシタネットワークが複数のコンデンサ及び複数のスイッチを有する、前記調整されたチャージポンプ；
    前記調整されたチャージポンプに接続されたインダクタであって、第１のインダクタ端子及び第２のインダクタ端子を有し、前記調整されたチャージポンプが前記複数の状態のうちどの状態にあるかに基づいて、前記複数のコンデンサの断熱的な電荷移動を容易にする、前記インダクタ；並びに
    前記調整されたチャージポンプ又は前記インダクタのうちの少なくとも１つを制御するための、１又は２以上のコントローラ；
    を備える、前記装置。
  28. 前記調整されたチャージポンプが、単相チャージポンプである、請求項２７に記載の装置。
  29. 前記調整されたチャージポンプが、２相チャージポンプである、請求項２７に記載の装置。
  30. 前記複数の状態が、第１の状態、第２の状態、及び第３の状態を含み、前記第１の状態及び前記第３の状態が前記第１のインダクタ端子を前記スイッチトキャパシタネットワークに接続し、前記第２の状態が前記第１のインダクタ端子を接地に接続する、請求項２７に記載の装置。
  31. 前記複数の状態が、第１の状態、第２の状態、第３の状態、及び第４の状態を含み、前記第１の状態及び前記第３の状態が、前記第１のインダクタ端子を前記スイッチトキャパシタネットワークに接続し、前記第２の状態及び前記第４の状態が前記第１のインダクタ端子を接地に接続する、請求項２７に記載の装置。
  32. 前記第２の状態及び前記第４の状態において、前記第１のインダクタ端子を接地に接続する第１の追加のスイッチをさらに備える、請求項３１に記載の装置。
  33. 安定化スイッチ及び前記第１のインダクタ端子に接続する安定化コンデンサをさらに備え、前記安定化スイッチは、前記安定化コンデンサを前記第１の状態及び前記第３の状態にある前記第１のインダクタ端子に接続される、請求項３２に記載の装置。
  34. 前記調整されたチャージポンプを前記第１のインダクタ端子に接続する、第２の追加のスイッチをさらに備える、請求項３２に記載の装置。
  35. 前記複数の状態が、第１の状態、第２の状態、及び第３の状態を含み、前記第１の状態及び前記第２の状態が、前記第１のインダクタ端子を前記スイッチトキャパシタネットワークに接続し、前記第３の状態が前記第１のインダクタ端子を接地に接続する、請求項２７に記載の装置。
  36. 前記１又は２以上のコントローラが、デジタル入力を有する、請求項２７に記載の装置。
  37. 前記１又は２以上のコントローラが、アナログ入力を有する、請求項２７に記載の装置。
  38. 前記１又は２以上のコントローラが、タイミング信号を受信する、請求項２７に記載の装置。
  39. タイミング信号を生成するためのクロックをさらに備え、前記タイミング信号は、前記複数のスイッチが同じ周波数で動作するように、前記１又は２以上のコントローラに接続される、請求項３８に記載の装置。
  40. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記第２のインダクタ端子における電圧に基づいて前記インダクタの動作を制御する、請求項２７に記載の装置。
  41. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記第１のインダクタ端子における電圧に、少なくとも部分的に基づいて前記インダクタを制御する、請求項２７に記載の装置。
  42. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記チャージポンプの入力における電圧に、少なくとも部分的に基づいて前記インダクタの動作を制御する、請求項２７に記載の装置。
  43. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記第２のインダクタ端子における電圧に基づいて前記調整されたチャージポンプの動作を制御する、請求項２７に記載の装置。
  44. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記第１のインダクタ端子における電圧に、少なくとも部分的に基づいて前記調整されたチャージポンプの動作を制御する、請求項２７に記載の装置。
  45. 前記１又は２以上のコントローラのうちの少なくとも１つのコントローラが、前記チャージポンプの入力における電圧に、少なくとも部分的に基づいて前記調整されたチャージポンプの動作を制御する、請求項２７に記載の装置。
  46. 電力変換のための装置であって、
    チャージポンプであって、複数の状態間を切り換えるためのスイッチトキャパシタネットワークを備え、前記スイッチトキャパシタネットワークが複数のコンデンサ及び複数のスイッチを有する、前記チャージポンプ；
    前記チャージポンプの端子に接続された磁気フィルタであって、前記チャージポンプ内のコンデンサ間電荷輸送を容易にするように前記チャージポンプの前記複数のコンデンサのサブセットが前記磁気フィルタに接続されるように、前記チャージポンプの端子に接続される、前記磁気フィルタ；
    前記チャージポンプに接続された少なくとも１つのレギュレータであって、前記チャージポンプから提供される電力を調整する、前記少なくとも１つのレギュレータ；及び
    前記チャージポンプ、前記少なくとも１つのレギュレータ、又は磁気フィルタのうちの少なくとも１つを制御するための１又は２以上のコントローラ；
    を備える、前記装置。
  47. 前記チャージポンプが、調整されたチャージポンプである、請求項４６に記載の装置。
  48. 前記調整されたチャージポンプが、単相チャージポンプである、請求項４７に記載の装置。
  49. 前記調整されたチャージポンプが、２相チャージポンプである、請求項４７に記載の装置。
  50. 前記調整されたチャージポンプが、３つの端子をさらに備える、請求項４７に記載の装置。
  51. 前記調整されたチャージポンプが、４つの端子をさらに備える、請求項４７に記載の装置。
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