JP7244508B2 - 光チャネル密度増加のためのクロック回復回路、システムおよび実装 - Google Patents

光チャネル密度増加のためのクロック回復回路、システムおよび実装 Download PDF

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Description

本発明は、光通信ネットワークにおける受信機に関し、特に、グリッドレス光波長分割多重化における光チャネル間隔のためのクロック回復回路、システムおよび実装に関する。
図１Ａは、光通信における、データチャネル間のガードバンドを含む固定グリッド光スペクトル内の隣接データチャネルを示す概略図である。固定グリッド光システムにおいて、個々のチャネルは図示するように等しいスペクトル幅を有する一方、（フレックスグリッドとしても知られている）グリッドレス光システムにおいて、個々のデータチャネルは図１Ｂに示すように、異なるスペクトル幅を有する。複数のデータチャネルが共に、１つの送信元から同じ宛先へ同じ光学経路を共有しつつ伝搬する場合、チャネルは、ＩＴＵ－Ｔ Ｇ．８７０において規定されているように、１つのネットワークメディアチャネル（ＮＭＣ）に「収納（pack）」される。
実際には、データチャネル幅に関する考慮は、電磁信号の伝搬特性のためである。信号は、光リンクに送信される前に、シンボル間の干渉を最小限とするように整形される。使用される典型的なパルス整形の例は、使用される超過帯域幅の量を規定するパラメータβを用いた「レイズドコサイン」と呼ばれるものである。周波数ドメインの式は、
Figure 0007244508000001
として表される。
図１Ｃは、異なるβに対して対応するチャネルスペクトルを示す。なお、パルス整形は、レイズドコサインに限られない。
βにより規定されるような超過帯域幅は、送信機によりチャネル内のデータと共にクロック情報を提供するために使用される。受信機は、超過帯域幅内の情報を用いて、データクロック信号を抽出し、クロックジッタを推定する。
固定グリッド配置またはグリッドレス配置でのチャネルの使用に関係なく、ファイバにおける帯域幅使用の増加が望まれている。グリッドレスシステムでは、帯域幅使用の増加により、チャネル密度の増加が見込まれる。固定グリッドシステムでは、チャネル幅を増加することにより、帯域幅使用の増加が可能である。
チャネル幅／密度が増加すると、チャネル内のデータ送信は、同一のファイバ上に配置された隣接チャネルからのチャネル間干渉に晒される。図１Ｄは、本明細書における説明のために基準として使用されるデータチャネルの典型的な受信信号のパワー分布を示す。図１Ｃに示す送信機での信号整形と形状は明らかに類似しているが、受信機で受信されるデータチャネルから離れたところでは、信号エネルギーが隣接チャネルに漏洩している。エネルギーの漏洩は主に、特定の隣接チャネルの超過帯域幅の領域に影響する。基準チャネル分布から離れた付随信号パワーは、基準チャネルに隣接するチャネルのバックグラウンドノイズの増加に寄与する。
図１Ａからよく分かるように、チャネル幅をガードバンドへ広げると、漏洩したチャネルパワーの分布がガードバンドで重なることになる。ガードバンドにおける超過帯域幅は受信機においてクロック回復に使用されるため、隣接チャネルから漏洩したスペクトルエネルギーは、抽出されたデータクロックの整合性に影響を与え、クロックジッタの増加として現れる。
通常、図１Ｂに示すように、ガードバンドは、チャネル間の干渉を制限するために、チャネルを分離すべく確保される。ガードバンドの確保は、相互運用性を得るための事業者間の合意に基づく場合がある。
データ転送の観点からは、図１Ｂに示すガードバンドは、各ＮＭＣの両端のデッドバンドである。ガードバンドは最大６．２５ＧＨｚのロールオフをとることがあるため、貴重なスペクトルを占める。
光通信システムの現在の実装では、パフォーマンス・メトリック（ＯＳＮＲなど）は、ネットワークでセットアップされたデータチャネルから収集される。新しいデータチャネルがネットワークに追加されるに際し、ネットワーク管理プロセスにより、パフォーマンス・メトリックを利用してデータ転送容量の追加を最適化することが望まれる。特に、グリッドレス配置において、その主な目的は、チャネル密度を増加して、より多くのチャネルを同じＣＣバンドまたはＣ＋Ｌバンドに収めることである。リンク条件に基づいてコヒーレント受信機設定を制御することによりチャネル密度を適応的に増加させることで、様々なスペクトル幅のＮＭＣ信号にトラフィックを割り当てる際の敏捷性の向上をもたらす。
受信機におけるクロック回復の主な目的は、クロック信号のタイミングオフセットを推定し、該オフセットを補償することである。受信機のデータコンバータは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下に敏感である。良好なパフォーマンスを得るには、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）のクロックタイミングを高周波で最適化する必要がある。信号処理は、光チャネル干渉を補償するために使用される。
既知の受信機アーキテクチャは、通常、デジタルコンポーネントとアナログコンポーネントの組み合わせを使用する。典型的な設計は、フィードフォワードベース、フィードバックベース、または両方の組み合わせであってよい。図３を参照すると、光受信機でのクロック回復は、受信機で受信した送信機クロック信号に追従するように設定された比例／積分コントローラを介して受信機の電圧制御発振器（ＶＣＯ）を直接制御することで実現される。
図３Ｂを参照すると、クロック回復ループは、デジタル処理ドメインに実装された位相検出器（ＰＤ）と、ＶＣＯゲインと、フィルタ要素とを中心に構築され、連携してノイズの発生源を削減する。例えば、送信機クロックは、超過帯域幅の信号エネルギーを使用して総位相ノイズを推定するゴダール（Ｇｏｄａｒｄ）またはガードナー（Ｇａｒｄｎｅｒ）の早期－遅延エラーインジケータ抽出方法を使用して受信機で抽出され得る。その例は、Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒの「サンプル受信機用のＢＰＳＫ／ＱＰＳＫタイミングエラー検出器（A BPSK/QPSK timing-error detector for sampled receivers）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第３４巻、第４２３～４２９頁、１９８６年５月に記載されている。信号エラーは、受信機のサンプリングクロックを調整する制御ループによって抑制される。
クロックジッタは、受信機での高速ＡＤＣのサンプリングモーメントの不確実性の尺度である。クロックジッタは、抽出されたクロック信号の位相誤差の標準偏差に比例する。コヒーレント受信機は、光信号伝搬ジッタと受信機ＰＬＬ実装固有ジッタの２つのジッタ発生源を許容しなければならない。
ジッタ（合計）＝ジッタ（受信信号）＋ジッタ（受信機） （２）
光信号伝搬ジッタは、自然放射増幅光（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）、波長分散、カー（Ｋｅｒｒ）の非線形性によるものである。自然放射増幅光は、光回線増幅器によって引き起こされる。タイミング情報をデジタル的に回復する前に、波長分散の大部分を受信機で補填する必要がある。特定の残留波長分散許容値が予想され、ペナルティが伴う。自己位相変調や相互位相変調などのカーの非線形性は、タイミングジッタに影響を与える。カーの非線形性に関する詳細は、Ｍ．Ｅｉｓｅｌｔらの「ＷＤＭシステムにおけるＸＰＭシステムペナルティへのタイミングジッタと振幅歪みの寄与（Contribution of timing jitter and to XPM system penalty in WDM systems）」、ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、第１１巻第６号、第７４８～７５０頁、１９９９年６月、およびＶ．Ｓ．Ｇｒｉｇｏｒｙａｎらの「線形化を使用した分散管理光ファイバ通信におけるタイミングと振幅ジッタの計算（Calculation of Timing and Amplitude Jitter in Dispersion-Managed Optical Fiber Communications Using Linearization）」、Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．第１７巻、第１３４７頁～（１９９９）において記載されている。
送信機クロックと受信機クロックの双方における電子部品のうちジッタの主な発生源は、ＶＣＯとチャージポンプである。図３Ｃに示すように、ＶＣＯは、キャリア周波数に対して低い周波数オフセットで高い位相ノイズとして現れるジッタの累積の影響を受ける。
完璧な送信機を想定すると、受信機でのジッタの他の発生源は、クロックバッファの熱ノイズとフリッカノイズ、ＡＤＣの内部アパーチャ、電源変動および電磁結合である。後者は、複数の回路が同じ基板上で集積される場合に電子チャネル長が減少することによるものである。一部のジッタ、またはリップル効果は、受信機ＰＬＬの閉ループ制御によって引き起こされる。ループフィルタの次数と帯域幅の設計は、受信機で誘発される累積ジッタの制御において重要な役割を果たす。
図２は、Ｔｘ信号位相ノイズ、ＲｘＶＣＯクロック位相ノイズおよびチャネル間隔に依存する隣接チャネル干渉に集約された、受信機で見られる様々な受信信号成分の位相ドメイン（ΦｄＢｃ）スペクトル密度（位相ノイズ）の変動を示す。有効なクロック回復帯域幅も、プログラム可能なクロック回復帯域幅として破線で示す。
従来のクロック回復システムに関して、受信機のジッタは、受信機でのＶＣＯ位相ノイズ抑制と密接に結び付いている。これは、固有位相ノイズが大きい受信機ＶＣＯを使用した場合、（受信機で検知される）送信されたクロックのジッタを低下させることはほとんど意味がないことを意味する。これは、「Ｒｘ位相ノイズ」曲線の内側に「Ｔｘ位相ノイズ」曲線を示す図２において例示されている。逆に、Ｒｘ位相ノイズは、（破線の曲線で示されている受信機のクロック回復ループによって整形される）Ｔｘ位相ノイズと受信機の内部位相ノイズの合計である。クロック回復帯域幅を最適化して隣接チャネルからのエネルギー漏洩を抑制するには、受信機で適切な受信機ＶＣＯ位相ノイズ抑制が必要である。図２では、これは、「Ｒｘ位相ノイズ」曲線がノイズ抑制を示す破線の曲線よりも下の部分を持つことによって示される。Ｒｘ位相ノイズ曲線の破線の曲線の外側の部分は、未追跡ジッタを強調するものである。
最終的に、データクロック信号の位相情報を識別できないと、受信機はクロック同期を取得できない結果となる。クロック同期の取得に失敗すると、データチャネルにおけるデータが回復不能となる。
光グリッドレスネットワークのコンテキストでは、隣接チャネルからのクロストークは、線形ノイズ（障害）の追加的な発生源である。図２から、ガードバンドを減らすと、送信されたクロックの位相情報が隣接チャネル干渉の下に埋もれてしまう可能性があることが分かる。隣接するチャネルからのクロストークは、クロック回復が超過帯域幅に依存している場合、克服すべき大きな課題である。
光チャネル密度を増加しつつ、同期取得を改善する必要がある。
本明細書で提案される解決策は、データチャネル間のガード間隔を減らすことにより、より高いスペクトル効率を提供するシステム、回路および方法を提供する。これは、受信機のＰＬＬ帯域幅に影響を与えることなく、有効なクロック回復帯域幅を下げることで実現可能であることが見出された。
クロック回復に超過帯域幅を使用する受信機が、チャネル重複の量に基づいてクロック回復帯域での平均化を向上する技術と回路が提案される。これにより、隣接アクティブチャネルから対象アクティブチャネルに漏洩するスペクトルエネルギーの影響を緩和し、受信した送信クロックの位相推定の精度を向上させる。
提案される解決策の一態様によれば、位相ロックループ回路とクロック回復ループ回路を備える光受信機が提供され、前記位相ロックループ回路は、受信機ローカル基準クロックによって生成された基準信号に基づいて、Ａ／Ｄコンバータを介して受信信号のサンプリングのタイミングをとるためのサンプリング信号を提供する電圧制御発振器と、前記基準信号の信号変化を平滑化して、前記サンプリング信号の位相ノイズを低減するように構成されたローパスフィルタを備える。前記クロック回復ループ回路は、前記受信信号と前記サンプリング信号との間の位相差を示す第１の出力位相差信号を提供するデジタル位相検出器と、前記位相差信号をフィルタリングして、前記サンプリング信号のクロック回復帯域幅を設定するために使用される制御信号を提供するように構成されたデジタルコントローラを備える。
提案される解決策の別の態様によれば、光受信機において受信信号をサンプリングする方法が提供される。この方法は、データチャネル用の所要光信号対ノイズ比を取得することと、同じリンク上の複数のトランスポンダからクロック情報を取得して、前記所要光信号対ノイズ比に基づいてチャネルジッタを見いだすことと、クロック回復帯域幅パラメータとチャネルデータ帯域幅パラメータを決定することと、前記受信機の位相ロックループ回路内に、前記チャネルデータ帯域幅パラメータに基づいてローパスフィルタを構成することと、前記受信機の前記クロック回復ループ回路内に、前記クロック回復帯域幅パラメータに基づいてデジタルコントローラを構成することを含み、受信機電圧制御発振器におけるノイズを排除するための高帯域幅の要件は、クロック回復帯域幅要件から切り離されている。
提案される解決策の別の態様によれば、データチャネルをセットアップする構成された帯域幅使用コントローラが提供される。前記コントローラは、データチャネルのための所要光信号対ノイズ比を取得し、同じリンク上の複数のトランスポンダからクロック情報を取得して、前記所要光率に基づいてチャネルジッタを特定し、クロック回復帯域幅パラメータとチャネルデータ帯域幅パラメータとを決定し、受信機の位相ロックループ回路内に、前記チャネルデータ帯域パラメータに基づいてローパスフィルタを設定し、前記受信機のクロック回復ループ回路内に、前記クロック回復帯域幅パラメータに基づいてローパスフィルタを設定するように構成され、前記受信機の受信機電圧制御発振器におけるノイズを排除するための高帯域幅の要件は、クロック回復帯域幅要件から切り離されている。
提案される解決策は、以下の添付の図面を参照した以下の本発明の実施形態の詳細な説明により、よりよく理解され得る。
なお、図面全体を通して、類似の特徴には類似の参照符号が付される。
固定グリッドスペクトル光システムにおける一般的な隣接チャネルを示す概略図である。 グリッドレススペクトル光システムにおける隣接チャネルの例を示す概略図である。 データチャネルにおける信号送信のためのパルス整形を示す概略図である。 アクティブなデータチャネルの受信信号のパワー分布を示す概略図である。 受信機における異なる要因による位相ドメイン（ΦｄＢｃ）スペクトル密度変動を示す概略図である。 フィードバックループにおけるクロック回復のデジタルプログラミングのための回路図である。 ＶＣＯジッタ抑制がクロック回復帯域幅に依存するレガシークロック回復を示す回路図である。 位相ロックループにおける周波数別の位相ノイズ変動を示す概略図である。 提案される解決策の一実施形態に係る位相回転子を使用するクロック回復を示す回路概略図である。 提案される解決策の別の実施形態に係る調整可能な基準クロックを使用するクロック回復を示す回路概略図である。 提案される解決策の一実施形態に係る受信機クロック回復帯域幅およびゲインを選択するためのプロセスを示す概略フロー図である。 異なる変調フォーマットに対しそれぞれシミュレートされたペナルティを示すグラフである。 ジッタ推定で誘発された高帯域幅位相ノイズ（グラフの左側）に起因するＡＳＥノイズレベルの変化と比較して急勾配である、チャネル間隔に対する変動（グラフの右側）を示すグラフである。 提案される解決策に係る実験設定を示す概略図である。 提案される解決策に係る、図６Ａに示されている実験設定においてテストされたチャネルの測定パワー分布を示す概略プロットである。 提案される解決策に係る実験結果を示す概略図である。 提案される解決策に係る実験結果を示す概略図である。
提案される解決策の動作原理は、プログラム可能なクロック回復帯域幅の選択を提供して、受信機ＶＣＯの位相ノイズ抑制パラメータの調整とは無関係に隣接チャネルの漏れを抑制する等するクロック回復回路の採用に基づく。その目的は、クロック回復帯域幅を最適化し、隣接チャネルの干渉を取り除くことである。
提案される解決策の一の実施形態によれば、受信機に備わるそのようなクロック回復回路４００は、図４Ａに示されるように、アナログＰＬＬのフィードバック経路に位相回転子４０２を使用する。位相回転子４０２は、固有のＶＣＯジッタ位相ノイズ抑制をクロック回復から切り離す。
アナログＰＬＬ４０４は、チャージポンプ４１２にトリガ信号４１０を提供するアナログ位相検出器４０８を使用してローカル基準クロック４０６にロックする。チャージポンプ４１２は、電圧設定信号４１４をローパスフィルタ４１６に提供する。ローパスフィルタ４１６は高帯域幅に設定され、電圧信号４１４の変動を平滑化し、ＶＣＯ４１８の出力４２０におけるＶＣＯ位相ノイズを低減する。位相回転子ベースのクロック回復ループ４２４（デジタルＰＬＬ）は、アナログＰＬＬ４０４にネストされ、デジタル位相検出器４２８を用いて受信データ信号４２６にロックする。受信データ信号４２６は、送信クロック信号情報を含む。デジタル位相検出器４２８の出力４３０は、受信データ信号とＶＣＯ出力４２０との間の位相差を示しており、デジタルアキュムレータ４３２に提供される。デジタルアキュムレータ４３２によって出力されるデジタルコード４３４は、位相回転子４０２を、アナログＰＬＬループ４０４におけるフィードバック信号を遅くしたり早めたりするように構成する。位相回転子４０２は、未追跡のＲＭＳジッタの合計と比較すると、より細かい分解能を持ちうる。デジタルコードは、例えば関数依存性またはルックアップテーブルを介して、例えばアークタンジェントとＩ－Ｑの不一致による非線形エラーを補正するために使用される。回路４００は、ＶＣＯ４１８の位相ノイズを排除するアナログＰＬＬ４０４の高帯域幅の要件を、クロック回復帯域幅の要件から切り離すように構成される。位相回転子ベースのデジタルクロック回復帯域幅は、ＶＣＯジッタ生成に対する受信データ信号のジッタ除去を改善し、（デジタルアキュムレータ４３２を用いる）フィルタリング／平均化を通じてデジタル位相検出器エラーを最小限に抑える。回復されたデータクロック４２０を用いて、受信データ信号４２６をサンプリングするＡＤＣをトリガする。図４Ａに示す構成により、高帯域幅のアナログＰＬＬ４０４を使用したＶＣＯ位相ノイズ抑制の最適化と、クロック回復帯域幅を最小限とすることによりクロック回復帯域への隣接チャネル漏洩の最適化が提供される。
提案される解決策の別の実施形態によれば、図４Ｂに示されるように、クロック回復帯域幅を低減して隣接チャネル干渉を除去する別の技法は、例えば、受信機の基準クロックを調整することができる。回路５００では、ＶＣＯ４１８の出力５２０から導出されたアナログＰＬＬフィードバック信号が、５１０において、調整可能な基準クロック５０６の出力と組み合わされる。組み合わせ信号５１２は、駆動信号５１２の変動を平滑化して、ＶＣＯ４１８の出力５２０におけるＶＣＯ位相ノイズを低減する高帯域幅に設定されたローパスフィルタ４１６によってフィルタリングされる。分周器５１４は、アナログＰＬＬループ５０４のフィードバック信号を提供する。第２のデジタルＰＬＬループ５２４は、デジタル位相検出器４２８を使用して、送信クロック情報４２６を含む受信データ信号をＶＣＯ出力５２０と比較する。デジタル位相検出器４２８の出力４３０は、データ信号とＶＣＯ出力４２０との間の位相差を示し、デジタルコントローラ５３２に提供される。デジタルコントローラ５３２の出力５３６を用いて、調整可能な基準クロック５０６のデジタルＰＬＬ周波数制御が行われる。デジタルコントローラ５３２のデジタルコードは、調整可能な基準クロック５０２を、より低いまたは高い周波数が出力されて、アナログＰＬＬループ５０４を駆動するように構成する。デジタルコードは、例えば関数依存性またはルックアップテーブルを通じて、例えばアークタンジェントとＩ－Ｑの不一致による非線形エラーを補正するために使用される。このように、調整可能な基準クロックは、周波数制御ワード５３６が制御ブロック５３２によって提供される数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と見なすことができる。ここでも、この構成により、高帯域幅のアナログＰＬＬ４０４を使用したＶＣＯ位相ノイズ抑制の最適化と、クロック回復ループ５２４の帯域幅を最小限とすることによりクロック回復帯域への隣接チャネル漏洩の最適化が提供される。
図４Ａおよび図４Ｂには別個の回路が示されているが、ハイブリッド回路も機能することを理解されたい。
なお、ＳＮＲを測定する際にノイズがゼロ平均と無相関であると仮定すると、Ｎ個の観測値を平均すると、その結果は平滑化される。
Figure 0007244508000002
図２を参照すると、クロック回復帯域幅を低くすると、隣接チャネル干渉の影響の排除に効果的に寄与し、受信機での送信機クロックの抽出に対する信号の整合性の向上をもたらす。また、このようなシステムは、クロック回復帯域幅を低くすると受信機の送信クロック追跡（トラッキング）能力が制限されるため、送信機ジッタを確実に低くする信号送信技術を必要とする。
更に、クロック回復帯域幅を低くすると、受信機による他のジッタ源の効果的な追跡が低下する。Ｊｒｘ（受信機により引き起こされるジッタ）が受信機ＰＬＬによって追跡されると仮定すると、Ｊｃｈａｎｎｅｌは同じＮＭＣ内の隣接チャネルから推定できる。全位相エラー（Ｊｔｘ）における送信機クロックの標準偏差が低い場合、最適化されたパラメータ（帯域幅とゲイン）は、最適なチャネル間隔を抽出するフィッティングを実行するための仕様に基づくことができる。これは、以下のようにまとめることができる。
Ｊｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ（間隔）＜Ｊｓｐｅｃ-Ｊｃｈａｎｎｅｌ-Ｊｔｘ-Ｊｒｘ
対象のチャネルの有効なクロック回復帯域幅とゲインをプログラミングするために、隣接チャネルによって引き起こされる位相ノイズを考慮するプロセスが提案される。このようなプロセスを図５Ａに示す。このプロセスでは、光ネットワークのタイプに基づいて、帯域幅使用の増加に対するシステムペナルティの評価が可能である。この方法論を使用して、例えばチャネル間隔を推定することにより、所与のチャネル容量に必要とされる所要光信号対ノイズ比（ＲＯＳＮＲ）を求めることができる。プロセス６００は新しいチャネルの要求に伴い開始され（６０２）、光ネットワークタイプの決定を伴う（６０４）。固定グリッド光システムの場合、所定の受信機設定を使用して、チャネル幅の増加を可能にするように、クロック回復帯域幅、ゲイン、ビットエラーレート（ＢＥＲ）、および、隣接チャネル減衰の低減が選択される（６０６）。ただし、６０４でネットワーク配置にグリッドレス光システムが含まれる場合、総当たり（ブルートフォース）検索方法を使用して、事前定義された公称間隔のチャネルまたは（１＋β）＊ボーレートのチャネルを追加することにより、パラメータを最適する。典型的なグリッドレス配置には、ＲＯＡＤＭの粒度、例えば、１２．５ＧＨｚの整数倍に基づくチャネル間隔が含まれる。
市販のコヒーレントモデムで通常使用される様々な変調形式のためのＲＯＳＮＲに対するチャネル密度の影響が測定され、間隔とＯＳＮＲの利用可能性によりジッタがどのように影響を受けるかに関するガイドラインが提供される。隣接チャネルからの漏洩エネルギーは、対象のチャネルに付加されたノイズの形として現れる。そのため、前方誤り訂正（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）しきい値を満たすＲＯＳＮＲは増加する。図５Ｂは、チャネル密度の増加に必要とされる最小の利用可能ＲＯＳＮＲを求めるための、様々な変調形式のシミュレートされたペナルティを示す。海底リンク、長距離、メトロ、およびデータセンターの相互接続をカバーする配置が調査され、リンクバジェットにおけるＲＯＳＮＲがチャネル間隔によってどのように影響を受けるかを予測可能となった。
測定のグラフから、ペナルティは採用されたコンスタレーションの密度に伴い増加する。図５Ａに示すプロセスに戻ると、利用可能なＯＳＮＲマージンがない場合（６１０）、プロセスは、ＩＴＵ－Ｔ Ｇ．８７０に準拠する所定のパラメータを使用してステップ６０６から再開する。しかしながら、ＯＳＮＲマージンが利用可能である場合、クロック情報は、グリッドレス光システムにおいて、通常、同じリンク上のトランスポンダから取得され得る（６１２）。
受信機ＰＬＬ内のＶＣＯの発生した位相ノイズのパワースペクトル分布（ＰＳＤ）は、チャネル密度とＯＳＮＲとをジッタマージンに関連付けるローレンツ（Ｌｏｒｅｎｔｚｉａｎ）分布としてモデル化することができる。上記のノイズ源成分の線形効果は、シミュレーションにおいて組み合わせることができ、その結果を図５Ｃに示す。マージン０％は、受信機が送信機クロックに同期できず、受信機が定常状態に到達できないポイントである。図５Ｃは、ジッタ推定において誘発された高帯域幅位相ノイズに起因するＡＳＥノイズレベルの変化（グラフの左側）と比較して急勾配な、チャネル間隔に対する変動（グラフの右側）を示す。これを念頭に置いて、図５Ａに戻り、受信機のファームウェア（または制御プロセッサ）を使用して２Ｄスイープを実行して（６１２）、利用可能なマージンに基づいて図５Ｃに示す変動にフィッティングすることにより最適化されたジッタを求める。最適化プロセスにより、（未追跡ジッタと光非線形効果をカバーするための）既存のチャネル情報と（線形クロストークペナルティに対処するための）ＯＳＮＲマージンに関して、最適なクロック回復パラメータ（クロック回復帯域幅）で受信機を操作するためのスイート・スポットを特定する（６１４）。離散ルックアップテーブルまたは連続フィッティングの両方を使用して、（送受信機に関連する仕様に基づいて定義された）ジッタマージンを既知のＯＳＮＲ用のチャネル間隔へと変換する。別の言い方をすると、ジッタマージンを隣接チャネルから推定する際に、図５Ｃの変動を用いてチャネル間隔が規定される。推定ジッタマージンには、非線形の影響が含まれる。フィッティングを用いて、マージン付きチャネル間隔が予測される。
グリッドレス配置では、所与のＯＳＮＲ目標のためにチャネル間隔を最適化してチャネル間隔を絞るように、受信機でクロック回復帯域幅を設定することができる（６１６）。図４Ａおよび図４Ｂを参照して、クロック回復帯域幅は、ローパスフィルタ４１６のパラメータを調整することにより設定される。チャネル間隔は、デジタルアキュムレータ４３２またはコントローラ５３２のパラメータを指定することで設定できる。
図５Ａに示すプロセスは、これらに限定されないが、受信機コントローラ、ラインカードコントローラ、ネットワークノードコントローラ、リンクコントローラ、コントロールプレーンコントローラ、光システムコントローラ、集中型ネットワークコントローラなどの帯域幅使用コントローラにより、これらに限定されないが、ファームウェア、ソフトウェア、ステートマシンロジックなどのコード化ロジックを介して実装される。
図５Ａに示す方法の有効性を実証するために、グリッドレス実験設定を採用した。実験設定では、ファイバの伝搬効果を考慮し、図６Ａに示すように制御された障害を導入して、効果を定量的に評価した。実験では、提案された最適化が現実のシナリオで安定することを確認するために、受信機（Ｗａｖｅｌｏｇｉｃモデム）に対し意図的にストレスを与えた。Ｃｉｅｎａ６５００のＲＯＡＤＭを使用した配置で通常採用されているグリッドレス設定を使用して、複数のチャネルを１つの光ファイバ上で併用した。対象のプローブ波長を選択し、プログラム可能な波長（調整可能なレーザー）を有するコヒーレント送受信機を使用してチャネル間隔を変更した。３つのチャネルをアクティブとし、中央の１つのチャネルをプローブとして用い、他の２つのチャネルを干渉源として用いた。３つのＷａｖｅＬｏｇｉｃ３トランスポンダ（１００Ｇ／１５０Ｇ／２００Ｇ）を使用して、３５ＧＢａｕｄでの動作が提供された。実際のファイバ伝搬の模倣に役立てるために、偏波依存損失エミュレーター（ＰＤＬ）と微分群遅延エミュレーター（ＤＧＤ）を使用した。可変光減衰器（ＶＯＡ）を使用して、ＡＳＥアンプにより提供されるノイズ障害の量を制御した。ファイバスプールは数キロメートルとした（ただし、リンクバジェットが順守される限り、どのような長さでもよい）。送信された偏波を混合するために、偏波スクランブラＰＣ１、ＰＣ２を採用した。測定スイープは、偏波依存損失（ＰＤＬ）、微分群遅延（ＤＧＤ）、偏波状態率（ＰＣ１／ＰＣ２）およびＯＳＮＲの複数の値にわたって実行した。
図６Ｂは、テストしたチャネルの測定パワー分布を示す。通常の使用中には、隣接チャネルは同様のパワーを有する。パワーのより高い隣接チャネルの採用を、受信機にストレスを与えるために用いた。テスト方法は、あらゆるタイプの隣接チャネルに対しても一般化が可能である。
複数のチャネルを超ナイキストモードの動作に絞ろうとすると、ホワイトノイズのように見える線形クロストークからのペナルティが明らかである。提案された方法は、受信機がトラフィックを運ぶことができる境界を押し上げることを可能にした。図６Ｃおよび図６Ｄに示すように、この設定により、非最適な方法と同じ２ｄＢのＯＳＮＲペナルティで１ＧＨｚ少ない間隔でエラーなしで動作可能とした。この実験は、各ＮＭＣの光スペクトルにおいて、約１０～２０ＧＨｚを節約できることを示す。
このようなクロック回復方式は、例えば海底での適用などの狭間隔の適用において必要とされた場合にアナログ・フロント・エンドの厳密なフィルタリング要件を緩和するのに役立つことが分かった。
提案された解法をグリッドレス配置でのチャネル密度の増加に関して詳細に説明したが、図４Ａおよび図４Ｂに示す同じ回路を使用して、固定グリッド配置においてチャネル幅を拡大することも可能である。固定グリッド配置では、より高いボーレートでビットエラーレート（ＢＥＲ）の増加が許容され、その際には、受信機において波長選択スイッチ（ＷＳＳ）（図示しない）などの光フィルタリング装置によって対応するプログラム可能な隣接チャネル減衰がより低い状態で実施される（６０６）。
本発明をその好ましい実施形態を参照して図示し説明したが、当業者には、添付の請求項に規定される本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態および詳細に様々な変更を加えることができることが理解されよう。

Claims (12)

  1. 位相ロックループ回路であって、基準クロックを受信し、位相ノイズの低減後に前記位相ロックループ回路の出力を、受信した前記基準クロックと結合することによって発生されるサンプリング信号を出力するように構成された位相ロックループ回路と、
    受信信号と前記サンプリング信号との間の位相差を決定し、その位相差に基づいて制御信号を決定し、その制御信号を利用して前記位相ロックループ回路のクロック回復帯域幅を設定するように構成されたクロック回復回路とを有し、
    前記クロック回復帯域幅は、隣接するチャネル干渉をフィルタリングにより除去するように最小化され、
    前記クロック回復帯域幅は、所定の光信号対ノイズ比に対して受信チャネルのチャネル間隔を最適化するように設定されている、
    フレキシブルグリッド光受信回路。
  2. 前記クロック回復回路は、隣接するチャネルからのジッタマージンを推定し、その推定されたジッタマージンを利用して、最適化されたチャネル間隔を設定するように構成されている、請求項１に記載のフレキシブルグリッド光受信回路。
  3. 前記受信信号が超ナイキスト動作モードである、請求項１又は２に記載のフレキシブルグリッド光受信回路。
  4. 前記クロック回復回路は、前記サンプリング信号のフィードバック信号のコピーが制御信号に基づいて遅延され、または進められて隣接チャネル干渉をフィルタリングするように、前記位相ロックループ回路とクロック回復回路とを結合するように構成された位相回転子を含む、請求項１から３までのいずれか一項に記載のフレキシブルグリッド光受信回路。
  5. 前記クロック回復回路は、前記受信信号に関連する基準クロックを調整するように構成されている、請求項１から３までのいずれか一項に記載のフレキシブルグリッド光受信回路。
  6. 前記基準クロックは調整可能な周波数を有し、前記制御信号は、隣接チャネル干渉をフィルタリングすべく前記基準クロックの周波数を制御するために採用され、調整された前記基準クロックは、前記サンプリング信号のフィードバック信号のコピーと組み合わされる、請求項５に記載のフレキシブルグリッド光受信回路。
  7. 請求項１から６までのいずれか一項に記載のフレキシブルグリッド光受信回路を含む１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデムと、
    前記１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデムに通信可能に結合され、以下のように構成された帯域幅使用コントローラとを有し、
    前記帯域幅使用コントローラは、
    前記１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデム上の新規チャネルに対する所定の光信号対ノイズ比目標に対して、前記新規チャネルに必要な光信号対ノイズ比を決定し、
    前記１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデムに関連する隣接チャネルから推定されたジッタマージンを取得し、
    前記推定されたジッタマージンを、前記所定の光信号対ノイズ比目標に基づいて、新規チャネルのチャネル間隔に変換するように構成されている、
    フレキシブルグリッド光学システム。
  8. 前記推定されたジッタマージンと、前記所定の光信号対ノイズ比目標に基づく前記新規チャネルのチャネル間隔との関係が予め定められている、請求項７に記載のフレキシブルグリッド光学システム。
  9. 前記推定されたジッタマージンは、既存のチャネル情報と前記所定の光信号対ノイズ比目標に関して、最適なクロック回復パラメータを提供するように変換される、請求項７に記載のフレキシブルグリッド光学システム。
  10. 請求項１から６までのいずれか一項に記載のフレキシブルグリッド光受信回路を含む１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデムを用いて、
    前記１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデム上の新規チャネルに対する所定の光信号対ノイズ比目標に対して、前記新規チャネルに必要な光信号対ノイズ比を決定し、
    前記１つまたは複数のフレキシブルグリッドモデムに関連する隣接チャネルから推定されたジッタマージンを取得し、
    前記推定されたジッタマージンを、前記所定の光信号対ノイズ比目標に基づいて、新規チャネルのチャネル間隔に変換する、
    方法。
  11. 前記推定されたジッタマージンと、前記所定の光信号対ノイズ比目標に基づく前記新規チャネルのチャネル間隔との関係が予め定められている、請求項１０に記載の方法。
  12. 前記推定されたジッタマージンは、既存のチャネル情報と前記所定の光信号対ノイズ比目標に関して、最適なクロック回復パラメータを提供するように変換される、請求項１０に記載の方法。
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