JP7195159B2 - モータ駆動システムおよびモータ駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動システムおよびモータ駆動方法に関する。

モータを駆動源とする車両システムでは、モータを回生運転させることで運動エネルギを電気エネルギに変換することができる。代表例は回生ブレーキであり、機械ブレーキに比べて、システム効率を上げることができる。一方、回生エネルギによってフィルタコンデンサ電圧が増加し、これを放置するとフィルタコンデンサが過電圧で破壊されるため、これを防止するための制御技術が必要となる。

例えば特許文献１では、フィルタコンデンサ電圧とその目標値との偏差を入力とする比例制御手段を用いて、トルク指令を調整する。これによって、フィルタコンデンサ電圧がその目標値を超えると、トルク指令は減少し、回生電力およびフィルタコンデンサ電圧も減少する。また、フィルタリアクトル電流、架線電圧、モータ回転速度に基づいて、トルク指令を制御することで、フィルタコンデンサ電圧がその最終値に収束するまでの時間を短縮している。

特開３４３８７９６号公報

しかしながら、上述の特許文献１に開示の技術では、フィルタリアクトルあるいはフィルタコンデンサなどの電気的特性が制御に反映されておらず、フィルタコンデンサ電圧が脈動するという問題がある。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、モータの回生運転中におけるフィルタコンデンサ電圧の脈動を抑制することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明においては、例えば、モータ駆動システムは、モータと、直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有する。前記インバータ制御手段は、前記インバータに接続される電気回路のコンデンサ成分、インダクタンス成分、および抵抗成分に基づいて、前記インバータへの入力電流を制御する。

本発明によれば、モータの回生運転中におけるフィルタコンデンサ電圧の脈動を抑制することができる。

実施例１におけるモータ駆動システムの構成図。 モータ駆動システムの模式図。 ダンピング制御のブロック図。 軽負荷回生制御のブロック図。 ダンピング制御を併用する場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図。 ダンピング制御を併用しない場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図。 フィルタコンデンサ電圧に関するブロック図。 実施例１においてダンピング制御を併用する場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図。 実施例１においてダンピング制御を併用しない場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図。 プラントモデルの等価変換図。 フィードバックモデルの等価変換図。 実施例２におけるモータ駆動システムの構成図。 実施例２におけるシミュレーション結果を示す図。 実施例２の基本構成におけるシミュレーション結果を示す図。 実施例３におけるモータ駆動システムの構成図。 軽負荷回生制御・ダンピング制御の切り替えスイッチを備えた変形例のモータ駆動システムの構成図。 実施例４におけるモータ駆動システムの構成図。

以下、図面に基づき、本発明の実施例を詳述する。以下の各図面において、同一参照番号で同一あるいは類似の機能を備えた構成または処理を示し、後出の説明を省略する。また、以下に示す各実施例および各変形例は、本発明の技術思想の範囲内かつ整合する範囲内でその一部または全部を組合せることができる。

＜実施例１のモータ駆動システムの構成＞
図１は、実施例１におけるモータ駆動システムの構成図である。実施例１のモータ駆動システム６は、例えば電気車に搭載される駆動システムである。図１において、直流電圧源１ａは、電圧Ｅ_ｓ０を出力し、ダイオード１ｂを経由して、抵抗成分Ｒ_Ｌの負荷抵抗２と、インダクタンス成分Ｌ_ｓの架線３とへ電流を流す。ここで、ダイオード１ｂと架線３の接点の電圧すなわち架線電圧をＥ_ｓで表す。

架線３の先には、インダクタンス成分Ｌ_ｆ、抵抗成分Ｒ_ｆのフィルタリアクトル４と、容量Ｃ_ｆのフィルタコンデンサ５とが接続されている。ここで、フィルタコンデンサ５への印加電圧（以下、フィルタコンデンサ電圧）をＥ_ｃｆで表す。Ｅ_ｃｆは、後述のインバータ６ａの受電電圧でもある。

フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆは、モータ駆動システム６への印加電圧となり、モータ駆動システム６にインバータ電流Ｉ_ｉｎｖを流す。ここで、図１に示すインバータ電流Ｉ_ｉｎｖの方向を力行方向、逆向きを回生方向と定義する。また、力行方向を正とし、回生方向を負とする。このため、以下の説明では、Ｉ_ｉｎｖの数値としての増減と絶対値としての増減とは必ずしも一致しない。例えば、Ｉ_ｉｎｖが－１０Ａから－１Ａに変化する場合を９Ａの増加として扱う。

モータ駆動システム６は、インバータ６ａと、インバータ制御手段６ｂと、モータ６ｃとを備える。インバータ制御手段６ｂは、ゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６を出力することでインバータ６ａのスイッチング素子を制御し、モータ６ｃに三相交流電流ｉｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを流す。

ここで、モータ６ｃの回生時における課題について説明する。回生時では、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖが図１とは逆向きに流れ、フィルタコンデンサ５を充電し、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが増加する。さらに、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖが（－ｋ/Ｒ_Ｌ）以下となる場合には架線電圧Ｅ_ｓも増加し、「Ｅｓ＞Ｅ_ｓ０」となる。これが継続すると、フィルタコンデンサ５および架線３が破壊されるため、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖを増加させるための軽負荷回生制御を行う必要がある。

図２は、モータ駆動システムの模式図である。モータ駆動システム６は、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}を出力する軽負荷回生制御の模式電流源６ｄと、ダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}を出力するダンピング制御の模式電流源６ｅとで表される。軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}とダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}の和は、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖと等しい。

ここで、ダンピング制御とは、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの脈動を抑制するための制御技術であり、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの上昇を防止する軽負荷回生制御とは独立であるから、本発明の必須要件ではない。ただし、ダンピング制御の有無によって軽負荷回生制御の構成を変えることが望ましく、先ずはダンピング制御について説明する。

図３は、ダンピング制御のブロック図である。図３に示すように、ダンピング制御の模式電流源６ｅは、ハイパスフィルタ６ｅ１で構成される。図３において、“Ｋｄｍｐ”はダンピング制御ゲイン、“ω_ｄ”はダンピング制御の応答角周波数、“ｓ”はラプラス演算子を表す。脈動するフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆをハイパスフィルタで抽出し、ダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}として出力する。この結果、図２のダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}およびインバータ電流Ｉ_ｉｎｖが脈動し、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの脈動を打ち消す。これがダンピング制御の効果である。

図４は、軽負荷回生制御のブロック図である。本実施例の軽負荷回生制御では、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆを、軽負荷回生制御のフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊以下に抑制することを目的とする。図４に示すように、軽負荷回生制御の模式電流源６ｄは、最大値選択関数６ｄ１と、比例ゲイン“ω_ｃＣ_ｆ”の比例制御手段６ｄ２と、積分ゲイン“ω_ｃ／Ｒ_ｆＬ”の積分制御手段６ｄ３と、スイッチ６ｄ４と、ローパスフィルタ６ｄ５と、ローパスフィルタ６ｄ６とで構成される。図４において、“ω_ｃ”は軽負荷回生制御の応答角周波数、“Ｌ_ｆｓ”はフィルタリアクトル４のインダクタンス成分Ｌ_ｆと架線３のインダクタンス成分Ｌ_ｓとの和、“Ｒ_ｆＬ”はフィルタリアクトル４の抵抗成分Ｒ_ｆと負荷抵抗２の抵抗成分Ｒ_Ｌとの和を表す。

図４のブロック図の構成要素は、軽負荷回生制御のＯＮ／ＯＦＦ切替構成（最大値選択関数６ｄ１およびスイッチ６ｄ４）と、軽負荷回生制御の基本構成（比例制御手段６ｄ２および積分制御手段６ｄ３）と、本実施例による新規構成（時定数“Ｌ_ｆｓ／Ｒ_ｆＬ”のローパスフィルタ６ｄ５および時定数“１／ω_ｄ”のローパスフィルタ６ｄ６）とに分類できる。

以下では、ローパスフィルタ６ｄ５を“１”、ローパスフィルタ６ｄ６を“０”に置き換え、軽負荷回生制御の基本構成における動作原理について説明する。

フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆがフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊を超えると、最大値選択関数６ｄ１の出力はゼロから（Ｅ_ｃｆ－Ｅ_ｃｆ ^＊）となる。これが比例制御手段６ｄ２を経由して、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}を増加させる。この結果、図２のインバータ電流Ｉ_ｉｎｖが増加し、フィルタコンデンサ５が放電されるため、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの増加が抑制される。

また、積分制御手段６ｄ３には初期値ゼロが設定され、スイッチ６ｄ４との組み合わせによって以下のように動作する。

（１）積分制御手段６ｄ３の出力がゼロ以下の場合
・最大値選択関数６ｄ１の出力が積分制御手段６ｄ３に入力される。このため、「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」が成り立つまではゼロが積分制御手段６ｄ３に入力され、積分制御手段６ｄ３も出力ゼロを保持する。
・「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」が成り立つと、（Ｅ_ｃｆ－Ｅ_ｃｆ ^＊）が積分制御手段６ｄ３に入力され、積分制御手段６ｄ３の出力は増加する。この結果、スイッチ６ｄ４が切り替わり、下記（２）に移行する。

（２）積分制御手段６ｄ３の出力がゼロより大きい場合
・（Ｅ_ｃｆ－Ｅ_ｃｆ ^＊）が積分制御手段６ｄ３に入力され、「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」である限り、積分制御手段６ｄ３の出力は増加し、比例制御手段６ｄ２との組み合わせ効果によって、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆを定常偏差なくフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊に収束させる。
・負荷抵抗２の抵抗成分Ｒ_Ｌが低下するなどの外的要因によってフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが低下し、「Ｅ_ｃｆ＜Ｅ_ｃｆ ^＊」となった場合には、積分制御手段６ｄ３の出力も減少する。この状態が続く場合、やがて積分制御手段６ｄ３の出力はゼロになり、上記（１）に戻る。

以上が軽負荷回生制御の基本構成における動作原理であり、図２においてダンピング制御を併用する場合のシミュレーション結果を図５に示す。また、ダンピング制御を併用しない場合のシミュレーション結果を図６に示す。図５は、ダンピング制御を併用する場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図である。図６は、ダンピング制御を併用しない場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図である。

図５に示す期間Ａでは、「Ｅ_ｃｆ ^＊＞Ｅ_ｃｆ」であるため、軽負荷回生制御は動作しない。図５に示すタイミングＢにおいて、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊はステップ変化し、「Ｅ_ｃｆ ^＊＜Ｅ_ｃｆ」となるため、軽負荷回生制御が動作し、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖは増加する。その結果、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆは減少し、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊に収束する様子が分かる。図６はダンピング制御がない場合のシミュレーション結果であり、ダンピング制御なしで安定動作させるために、架線３のインダクタンス成分Ｌ_ｓの設定値を変更しているが、図５と同様にフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆはフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊に収束している。

軽負荷回生制御の基本構成における課題は、図５および図６に示される通り、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが脈動し、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅ_ｃｆ ^＊をオーバーシュートする点である。この原因について図７に示すフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆに関するブロック図を用いて説明する。図７は、フィルタコンデンサ電圧に関するブロック図である。

図７（１）のブロック図に示す理想特性モデル７ａの“ω_ｃ／ｓ”は、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの理想的な周波数応答を表す。図７（１）のブロック図が実現されれば、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートは発生しない。

図７（２）～（４）のブロック図は、図７（１）のブロック図を等価変換したものである。図７（２）～（４）において、プラントモデル７ｂの特性はＰ（ｓ）、プラント逆モデル７ｃの特性はＰ^－１（ｓ）、コントローラモデル７ｄの特性はＣ（ｓ）で表している。図７（１）～（４）のブロック図は等価であるから、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートを防止するには、下記式（１）の成立が必要と言える。

一方、軽負荷回生制御の基本構成において、Ｃ（ｓ）は比例制御手段６ｄ２および積分制御手段６ｄ３の和、すなわちＰＩ制御手段であり、後述するように上記式（１）を満たさない。ゆえに、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートが発生する。

本実施例では、上述の軽負荷回生制御の基本構成に対してローパスフィルタ６ｄ５およびローパスフィルタ６ｄ６を追加することで、上記式（１）を満たしフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートを防止する。図５および図６のそれぞれと同じ条件におけるシミュレーション結果を図８および図９に示す。図８は、実施例１においてダンピング制御を併用する場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図である。図９は、実施例１においてダンピング制御を併用しない場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図である。どちらの条件においても、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートを防止できていることが分かる。

本実施では、上記式（１）が満たされことを説明する。本実施例において、Ｐ（ｓ）は図１においてフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆからインバータ電流Ｉ_ｉｎｖまでの伝達関数であり、Ｐ（ｓ）の等価変換図を図１０に示す。図１０は、プラントモデルの等価変換図である。

図１０（１）は、図１を直接モデル化したプラントモデルを示す。また、図１０（２）は、図１０（１）を等価変換したプラントモデルを示す。また、図１０（３）は、図１０（２）を逆モデルに変換したプラントモデルを示す。ここで、図１０（２）から図１０（３）のプラントモデルの変換においては、図１１（１）に示すフィードバックモデルから図１０（２）に示すフィードバック逆モデルへの等価変換図を参考にしている。

図１０（３）に示すＰ^－１（ｓ）を用いて上記式（１）のＣ（ｓ）を計算すると、Ｃ（ｓ）と、図４の比例制御手段６ｄ２、積分制御手段６ｄ３、ローパスフィルタ６ｄ５、ローパスフィルタ６ｄ６で表される制御構成とが一致することが分かる。上記式（１）のＣ（ｓ）と図４の制御構成とでは、最大値選択関数６ｄ１およびスイッチ６ｄ４の有無が異なるが、これらは軽負荷回生制御のＯＮ／ＯＦＦを管理するものであり、制御特性の点ではＣ（ｓ）と図４の制御構成とは一致している。このため、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆのオーバーシュートを防止できる。以上が本発明の動作根拠原理である。

なお、オーバーシュートを許容する代わりに応答性の向上を求める場合には、上記式（１）の理想特性“ω_ｃ／ｓ”を所望の伝達関数に置き換えればよい。その場合でも、Ｐ^－１（ｓ）は図１０（３）と同じであるため、Ｃ（ｓ）はフィルタコンデンサ５の容量Ｃ_ｆ、抵抗成分Ｒ_ｆＬ、インダクタンス成分Ｌ_ｆｓに依存し、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖが容量Ｃ_ｆ、抵抗成分Ｒ_ｆＬ、およびインダクタンス成分Ｌ_ｆｓに基づいて制御される点は同じである。

本実施例によれば、フィルタコンデンサ５の過電圧を防止できるため、その寿命を延ばすことができる。

＜実施例２のモータ駆動システムの構成＞
図１２は、実施例２におけるモータ駆動システムの構成図である。ただし、実施例１と同じ構成については図示を省略している。実施例１では、図２に示す通り、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}を直接制御できるとして説明したが、実用上、直接制御できるのは図１に示すゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６である。そこで、実施例２では、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}からゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６への換算方法を説明する。

図１２の構成要素について説明する。インバータ電流／トルク換算手段８は、スイッチ８ａおよび可変ゲイン８ｂを備え、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}の和である電流Ｉ_ｉｎｖ２を第一トルク操作量Δτ_ｐ１に変換する。スイッチ８ａは、架線電圧Ｅ_ｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅ_ｓ０について「Ｅ_ｓ＞Ｅ_ｓ０」である場合には出力を“２”に切り替え、それ以外の場合には“１”に切り替える。可変ゲイン８ｂは、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆ、モータ６ｃの極対数Ｐ_ｍ、インバータ６ａのインバータ出力周波数ω_１に基づく換算ゲインである。

以下、インバータ電流／トルク換算手段８による、軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}からゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６への換算について説明する。

図１２に示す電流Ｉ_ｉｎｖ２から、第一トルク操作量Δτ_ｐ１の換算について、電力と動力のつり合いから下記式（２）が成り立つ。

ただし、τ_avr：モータトルク平均値 [Nm]
ΔE_cf：E_cfの微小変動量 [V]
ΔI_inv2：I_inv2の微小変動量 [A]

回生電力が大きく、架線電圧Ｅ_ｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅ_ｓ０について「Ｅ_ｓ＞Ｅ_ｓ０」が成り立つとき、ダイオード１ｂはオフになる。このとき、「ΔＥ_ｃｆ＝Ｒ_Ｌ・ΔＩ_ｉｎｖ２」の関係が成り立つから、これを上記式（２）の右辺に代入すると、下記式（３）が成り立つ。

上記式（３）に「Ｒ_Ｌ・Ｉ_ｉｎｖ２＝Ｅ_ｃｆ」、「ΔＩ_ｉｎｖ２ ^２＝０」を代入すると、下記（４）式が成り立つ。

上記式（２）および式（４）より下記式（５）が成り立つ。

上記式（５）の変動量だけを抜き出すと、下記（６）式が成り立つ。

一方、回生電力が小さく、「Ｅ_ｓ≦Ｅ_ｓ０」であるとき、ダイオード１ｂはオンになる。このとき、「ΔＥ_ｃｆ＝０」であるから、これを上記式（２）の右辺に代入し、同様に計算すると、下記式（７）が成り立つ。

上記式（５）および式（７）は、スイッチ８ａで選択された係数および可変ゲイン８ｂの乗算結果と一致するため、電流Ｉ_ｉｎｖ２とΔτ_ｐ１との間での換算が可能となる。

なお、架線電圧Ｅ_ｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅ_ｓ０は直接検出できるとは限らないため、スイッチ８ａはどちらかに固定してもよいが、固定すると軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}の誤差が発生する。そこで、以下の手段を用いてもよい。

・インバータ電流／トルク換算手段８をその第一代替箇所９ａおよび第二代替箇所９ｂに配置する。
・第一代替箇所９ａは軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}の換算箇所であり、軽負荷回生制御はフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの上昇時、すなわち架線電圧Ｅ_ｓの上昇時に動作することから、第一代替箇所９ａではスイッチ８ａを「出力：２」に固定する。
・第二代替箇所９ｂはダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}の換算箇所であり、上記と逆の理由によって第二代替箇所９ｂでのスイッチ８ａは「出力：１」に固定する。

位相進み補償手段１０は、第一トルク操作量Δτ_ｐ１の位相を進ませ、第二トルク操作量Δτ_ｐ２を出力する。位相進み補償手段１０は、後述する電流制御手段１２の制御時定数をＴ_ａｃｒ、調整パラメータをｎとするとき、下記式（８）で表される。

位相進み補償手段１０を用いることで、後述する電流制御手段１２の制御応答遅延を予め補償することができる。

トルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段１１は、第二トルク操作量Δτ_ｐ２と第一トルク指令τ_ｐ１との和である第二トルク指令τ_ｐ２をｄ軸電流指令ｉ_ｄｐおよびｑ軸電流指令ｉ_ｑｐに換算する。ここで、第一トルク指令τ_ｐ１は軽負荷回生制御およびダンピング制御以外の制御手法に基づくトルク指令であり、例えば、速度制御に基づくトルク指令がある。

電流制御手段１２は、モータモデルを用いてｄ軸電流指令i_ｄｐおよびｑ軸電流指令i_ｑｐをｄ軸電圧指令ｖ_ｄｐおよびｑ軸電圧指令ｖ_ｑｐに換算する。また、二相・三相変換手段１３は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄｐおよびｑ軸電圧指令ｖ_ｑｐを三相交流電圧指令ｖ_ｕｐ，ｖ_ｖｐ，ｖ_ｗｐに換算する。ＰＷＭ制御手段１４は、三相交流電圧指令ｖ_ｕｐ，ｖ_ｖｐ，ｖ_ｗｐをゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６に換算する。

このゲート信号Ｇ_１～Ｇ_６を図１のインバータ６ａへ入力することで、モータ駆動システム６の外部から観測すると、図２に示すように軽負荷回生制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｒ}およびダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}が流れるように見える。

図１３は、実施例２におけるシミュレーション結果を示す図である。“Ｒ_Ｌ ^＊”は負荷抵抗２の抵抗成分Ｒ_Ｌの標準設定値、“τ_ｍ”はモータ６ｃのトルク、“ｆ_ｒ”はモータ６ｃの回転速度を表す。図１３に示す期間Ａでは、トルクτ_ｍが減少し（回生方向に増加）、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが増加している。タイミングＢでは、負荷抵抗２の抵抗成分Ｒ_Ｌがステップ的に増加したことで、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが急激に増加するが、軽負荷回生制御によってインバータ電流Ｉ_ｉｎｖが増加し、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの増加が抑制されている。

軽負荷回生制御は、期間Ｃの間、継続的に動作する。タイミングＤで負荷抵抗２の抵抗成分Ｒ_Ｌが期間Ａと同様の元の値に戻ると、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆが減少するために、軽負荷回生制御は停止し、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖも元の値に戻る。期間Ｅでは、トルクτ_ｍおよびインバータ電流Ｉ_ｉｎｖがゼロに収束し、モータ６ｃの回生運転が終了する。

このようにして、実施例２において、軽負荷回生制御が実現される。比較のため、ローパスフィルタ６ｄ５およびローパスフィルタ６ｄ６を用いずに実施例２を実施した場合のシミュレーション結果を図１４に示す。図１４は、実施例２の基本構成におけるシミュレーション結果を示す図である。図１４の破線丸囲みで示される“Ｐ”の付近を図１３と比べると、「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」となる期間が長いことが分かる。

＜実施例３のモータ駆動システムの構成＞
図１５は、実施例３におけるモータ駆動システムの構成図である。ただし、実施例１と同じ構成については図示を省略している。実施例１では、図４のローパスフィルタ６ｄ６を備えることで、ダンピング制御がある場合にもフィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの理想特性“ω_ｃ／ｓ”を実現した。このため、ダンピング制御がない場合に比べると、ローパスフィルタ６ｄ６に関する演算負荷が増加している。実施例３では、この問題を解決するための方法について提供する。

図１５に示す実施例３のモータ駆動システムの構成は、図４に示す実施例１のモータ駆動システムに比べて２点で異なる。１点目は、比例ゲイン“ω_ｃＣ_ｆ－Ｋ_ｄｍｐ”の比例制御手段６ｄ２ａを備えることである。２点目は、下記式（９－１）および式（９－２）に示すように、ローパスフィルタ６ｅ２、最小値選択関数６ｅ３、およびダンピング制御ゲイン６ｅ４を備えることである。

ただし、
E_cfLPF：ローパスフィルタ６ｅ２の出力
T_d：ω_ｄの逆数

以上の構成によって、実施例１と同等の制御特性を得られることを以下で説明する。

軽負荷回生制御の必要条件「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」が継続すると、上記式（９－２）より「Ｅ_{ｃｆＬＰＦ}＞Ｅ_ｃｆ ^*」となり、上記式（９－１）より、下記式（１０）が成り立つ。

このとき、ダンピング制御電流Ｉ_{ｉｎｖ－Ｄ}と、比例制御手段６ｄ２ａの出力である電流Ｉ_{ｉｎｖ-ＲＰ２}の和を計算すると、下記式（１１）に示すように、図４の比例制御手段６ｄ２の出力である電流Ｉ_{ｉｎｖ-ＲＰ１}と同じになることが分かる。

このため、実施例１と実施例３の軽負荷回生制御は、比例制御に関して同じ動作となる。

また、実施例３では、上記式（１１）から分かるように、ダンピング制御が軽負荷回生制御の比例項の一部として動作する。ゆえに、「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」ではダンピング制御は実質的に停止しており、その逆モデルすなわちローパスフィルタ６ｄ６は不要となる。このため、「Ｅ_ｃｆ＞Ｅ_ｃｆ ^＊」において、実施例１と実施例３は同じ制御特性となる。また、「Ｅ_ｃｆ≦Ｅ_ｃｆ ^＊」では、上記式（９－１）より、下記式（１２）が成り立つ。

上記式（１２）は、実施例１の図３と同じダンピング制御を示し、結局、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆによらず、実施例３は実施例１と同じ制御特性となる。

なお、ローパスフィルタ６ｄ６を省略する目的であれば、図１６に示すようにスイッチ１５を追加する構成も考えられる。図１６は、軽負荷回生制御・ダンピング制御の切り替えスイッチを備えた変形例のモータ駆動システムの構成図である。

変形例のモータ駆動システムは、軽負荷回生制御とダンピング制御の一方が動作するにようになっており、この形態であれば、ローパスフィルタ６ｄ６は不要となる。しかし、スイッチ１５の切り替えは電流Ｉ_ｉｎｖ２の不連続変化を引き起こす場合があるため、図１５の構成の方が好適である。

以上、実施例３ではローパスフィルタ６ｄ６を省略し、インバータ制御手段６ｂの演算負荷を低減するための方法について説明した。

図１７は、実施例４におけるモータ駆動システムの構成図である。実施例４では車両１６に本発明のモータ駆動システムを適用している。実施例４では、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの脈動を抑制できるため、モータ駆動システムとして、フィルタコンデンサ電圧Ｅ_ｃｆの過電圧による機械ブレーキの緊急動作を回避して機械ブレーキの摩耗を抑制でき、フィルタコンデンサ５を小型化して車両１６を軽量化することで省エネ化でき、モータ６ｃのトルク精度を高めて車両１６の乗り心地を向上させるなどの利点がある。

なお、図１７では、フィルタリアクトル４、フィルタコンデンサ５、インバータ制御手段６ｂは共用とし、インバータ６ａおよびモータ６ｃを独立としているが、必ずしもこの構成に限定されない。例えば、インバータ６ａは共用することも可能であり、一方、インバータ制御手段６ｂは独立に備えてもよい。

上記の実施例１～３のモータ駆動システムを自動車や建機などの車両や、エレベータ装置に適用した場合にも、同様の効果を得ることができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換、統合、分散をすることが可能である。また実施例で示した各処理は、処理効率または実装効率に基づいて適宜分散または統合してもよい。

１ａ：直流電圧源、１ｂ：ダイオード、２：負荷抵抗、３：架線、４：フィルタリアクトル、５：フィルタコンデンサ、６：モータ駆動システム、６ａ：インバータ、６ｂ：インバータ制御手段、６ｃ：モータ、６ｄ：模式電流源、６ｄ１：最大値選択関数、６ｄ１：最大値選択関数、６ｄ２：比例制御手段、６ｄ２ａ：比例制御手段、６ｄ３：積分制御手段、６ｄ４：スイッチ、６ｄ５：ローパスフィルタ、６ｄ６：ローパスフィルタ、６ｅ：模式電流源、６ｅ１：ハイパスフィルタ、６ｅ２：ローパスフィルタ、６ｅ３：最小値選択関数、６ｅ４：ダンピング制御ゲイン、７ａ：理想特性モデル、７ｂ：プラントモデル、
７ｃ：プラント逆モデル、７ｄ：コントローラモデル、８：インバータ電流／トルク換算手段、８ａ：スイッチ、８ｂ：可変ゲイン、９ａ：第一代替箇所、９ｂ：第二代替箇所、１０：位相進み補償手段、１１：トルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段、１２：電流制御手段、１３：二相・三相変換手段、１４：ＰＷＭ制御手段、１５：スイッチ

Claims (10)

1. 直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、
   前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有し、
   前記インバータ制御手段は、
   前記インバータの受電電圧を比例制御する比例制御手段と、
   前記インバータに接続されるフィルタコンデンサを含んだ電気回路のインダクタンス成分を前記電気回路の抵抗成分で除算した商を時定数とする第１のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタの後段に設けられた、前記インバータの軽負荷回生制御の応答角周波数を前記抵抗成分で除算した商を積分ゲインとして前記インバータの受電電圧を積分制御する積分制御手段と、を含み、
   前記比例制御手段の出力と前記積分制御手段の出力とに基づいて前記インバータへの入力電流を制御する
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
2. 前記比例制御手段の比例ゲインは、前記応答角周波数と前記電気回路のコンデンサ成分との積である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動システム。
3. 前記比例制御手段の比例ゲインは、前記インバータの軽負荷回生制御の応答角周波数と前記電気回路のコンデンサ成分との積から、前記インバータのダンピング制御のゲインを減算した差分である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動システム。
4. 前記インバータ制御手段は、
   前記比例制御手段と並列に設けられた、前記インバータ制御手段のダンピング制御のカットオフ周波数の逆数を時定数とする第２のローパスフィルタをさらに含み、
   前記比例制御手段の出力と、前記積分制御手段の出力と、前記第２のローパスフィルタの出力と、に基づいて前記入力電流を制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動システム。
5. 前記インバータ制御手段は、
   前記インバータ制御手段のダンピング制御のカットオフ周波数の逆数を時定数とする第３のローパスフィルタをさらに含み、
   前記比例制御手段の出力と、前記積分制御手段の出力と、前記インバータの受電電圧から該受電電圧の指令値および前記第３のローパスフィルタを通過した該受電電圧のローパスフィルタ値のうちの値が小さい方を減算した差分と、に基づいて前記入力電流を制御する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動システム。
6. 前記入力電流の理想値を前記モータのトルク指令値に換算するためのインバータ電流／トルク換算手段をさらに有し、
   前記インバータ／トルク換算手段は、前記インバータの受電電圧、前記モータの極対数、および前記インバータの出力周波数に基づく換算ゲインを算出する
   ことを特徴とする請求項１～５の何れか１項に記載のモータ駆動システム。
7. 前記トルク指令値の位相を進ませる位相進み補償手段をさらに有する
   ことを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動システム。
8. 前記トルク指令値、または前記トルク指令値の位相進み補償値を、ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令に換算するトルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段と、
   前記ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令をｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に換算する電流制御手段と、
   前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を三相交流電圧に換算する二相・三相変換手段と、
   三相交流電圧指令を前記インバータ制御手段のゲート信号に換算するためのＰＷＭ制御手段と
   をさらに有することを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動システム。
9. 前記モータは、前記インバータを搭載する車両の駆動源である
   ことを特徴とする請求項１～８の何れか１項に記載のモータ駆動システム。
10. 直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、
    前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有するモータ駆動システムにおけるモータ駆動方法であって、
    前記インバータ制御手段が、
    前記インバータの受電電圧を比例制御し、
    前記インバータに接続されるフィルタコンデンサを含んだ電気回路のインダクタンス成分を前記電気回路の抵抗成分で除算した商を時定数とする第１のローパスフィルタ処理を行い、
    前記第１のローパスフィルタ処理の後段で、前記インバータの軽負荷回生制御の応答角周波数を前記抵抗成分で除算した商を積分ゲインとして前記インバータの受電電圧を積分制御し、
    前記インバータの受電電圧を比例制御した出力と該受電電圧を積分制御した出力とに基づいて、前記インバータへの入力電流を制御する
    ことを特徴とするモータ駆動方法。

Images