JP6127592B2

JP6127592B2 - コンバータの制御装置

Info

Publication number: JP6127592B2
Application number: JP2013046347A
Authority: JP
Inventors: 野村　昌克; 昌克野村; 崇伸吉田
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2013-03-08
Filing date: 2013-03-08
Publication date: 2017-05-17
Anticipated expiration: 2033-03-08
Also published as: JP2014176186A

Description

本発明は、負荷への電力供給および負荷からの電力を電源側へ回生する電力変換装置におけるコンバータの制御装置に関する。

図１に電力変換装置の一例を示す。図１において、三相の交流電源１１はリアクトルおよびコンデンサから成るフィルタ回路１２を介してコンバータ１３の三相入力側に接続されている。

コンバータ１３は、例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続して構成され、正、負極端間にはＤＣコンデンサ（平滑コンデンサ）１４が接続されている。

１５は、例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続して構成されたインバータであり、直流側は前記ＤＣコンデンサ１４の両端間に接続され、交流側は電動機などの負荷１６に接続されている。

尚上記のように構成された電力変換装置において、コンバータの直流出力電圧変動を抑制する方法は、従来、例えば特許文献１〜３に記載のものが提案されていた。

特開平８−２２３９５９号公報特開平１０−２５７７７３号公報特開平１１−１５０９５５号公報

図１のように構成された電力変換装置では、ＤＣコンデンサ１４の電圧Ｖ_DCを一定になるようにコンバータ電流Ｉ_Cの制御を行う。ここで電動機のようにエネルギーを電源側に回生を行う負荷（１６）が接続されている場合、エネルギーはインバータ１５の動作により、一旦ＤＣコンデンサ１４に蓄えられ、次にコンバータ１３の動作により交流電源１１に送られる。

このとき、回生電力の立ち上がりが急峻であり、コンバータ１３の直流電圧制御が遅いと、直流電圧Ｖ_DCが上昇し、過電圧となる。直流電圧Ｖ_DCの制御応答を良くすると直流電圧が過電圧レベルまで上昇することを避けることができるが、コンバータ電流（図１のＩ_Cの矢印と逆向きに流れる電流）が過大となり、過電圧故障となる可能性がある。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電力変換装置における電力回生時に、直流電圧と直流電流の上昇を抑制することができるコンバータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載のコンバータの制御装置は、交流側が交流電源に接続されたコンバータと、該コンバータの正、負出力端間に接続された平滑コンデンサと、直流側が前記平滑コンデンサに接続され、交流側が負荷に接続されたインバータとを備えた装置において、
前記コンバータの直流出力電圧を検出し、該直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値にほぼ等しくなるようにフィードバック制御するコンバータの制御装置であって、
前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差に基づいて電流指令値の積分項を演算する積分項演算部と、
前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差から、前記直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値以下である第１の状態か、又は直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値よりも大である第２の状態かを判定した判定出力と、前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差を微分した微分値とに基づいて、前記第１の状態であるときの第１のゲイン定数と、前記第２の状態であるときの、前記第１のゲイン定数よりも小さい第２のゲイン定数とを作成し、
前記インバータからコンバータへの電力回生時に、前記第１のゲイン定数、第２のゲイン定数を用いて、前記インバータの電流がコンバータの電流以下となったときから、前記インバータの電流がコンバータの電流以下である期間における前記積分項演算部の積分ゲインを、前記インバータの電流がコンバータの電流よりも大である期間における前記積分項演算部の積分ゲインよりも小さくする積分ゲイン変更部と、
を備えたことを特徴とする。

上記構成によれば、電力回生時に、回生電流の立ち上がりが急峻であり、インバータの回生電流がコンバータの電流よりも大である期間は、コンバータ制御の制御応答が高くなるため、回生電力を速やかに交流電源側に回生することができるので、この期間における直流電圧の上昇を抑制することができる。

また、インバータの電流がコンバータの電流以下となった場合、コンバータ制御の制御応答が低くなるため、コンバータから交流電源側へ流れる電流が過大になることが避けられる。

（１）請求項１に記載の発明によれば、電力回生時に、直流電圧と直流電流の上昇を抑制し、過電圧、過電流による故障発生を防止することができる。また、回生状態を確実に認識し、制御応答の高低を切り換えることができる。

本発明が適用される電力変換装置の一例を示す回路図。本発明の実施形態例における直流電圧制御系を表す制御ブロック図。従来の制御方法による回生電力とコンバータの電圧、電流の関係を示す特性図。本発明の実施形態例における直流電圧制御系の要部構成図。本発明の実施形態例の制御方法による回生電力とコンバータの電圧、電流の関係を示す特性図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図２は本発明を図１に示す電力変換装置に適用した実施形態における、コンバータによる直流電圧制御系の制御ブロック図である。

本実施形態では、図１のコンバータ１３の直流電圧（ＤＣコンデンサ１４の電圧）Ｖ_DCを検出し、該直流電圧Ｖ_DCが直流電圧指令値Ｖ_DC＊にほぼ等しくなるように、本発明の制御部としてのＰＩコントローラ２０によってフィードバック制御を行うものである。

ＰＩコントローラ２０は、前記Ｖ_DCとＶ_DC＊の偏差に基づいて電流指令値の比例項および積分項を演算し、コンバータの電流指令値Ｉ_c＊を求める。

コンバータ電流Ｉ_Cとインバータ電流Ｉ_INVの偏差がコンデンサ電流Ｉ_DCとなり、このＩ_DCによってＤＣコンデンサ１４（Ｃ_DC）に直流電圧Ｖ_DCが生じることを表している。

ＤＣコンデンサ１４から負荷１６側に流れる電流Ｉ_INVとコンバータ１３からＤＣコンデンサ１４に流れる電流Ｉ_Cの差により直流電圧Ｖ_DCは式（１）となる。

ただし、回生開始時をｔ＝０とする。

ここで、コンバータ１３によりＶ_DCを図２に示すように制御する。図２ではＰＩコントローラ２０により、コンバータ電流Ｉ_Cの指令値Ｉ_C＊を演算し、直流電圧Ｖ_DCが指令値Ｖ_DC＊となるようにＩ_Cを流す。ここでコンバータの電流Ｉ_Cは指令値Ｉ_C＊と等しいとする。

前記Ｖ_DC＊を一定として、Ｉ_INVに対するＶ_DC＊−Ｖ_DCのラプラス変換は、

コンバータの電流Ｉ_Cとインバータ電流Ｉ_INVの関係は、

となる。

インバータ電流Ｉ_INVとコンバータ電流Ｉ_Cの関係から、以下の過程を経て直流電圧Ｖ_DCが設定した値Ｖ_DC＊となる。

図３にその様子を示す。ただし、図３においては、電流の向きは図１の矢印とは逆にしている。

（１）Ｉ_INV＞Ｉ_Cの期間直流電圧Ｖ_DCが上昇
（２）Ｉ_INV＝Ｉ_Cで直流電圧Ｖ_DCが最大
（３）Ｉ_INV＜Ｉ_Cの期間直流電圧Ｖ_DCが減少
ここで、期間（１）においてＩ_INVとＩ_Cの差が小であれば、Ｖ_DCの最大値が小となり、過電圧を避けることができる。従って、コンバータ１３を高応答にすることで、過電圧を避けることができる。

一方、コンバータ１３から電源側に流れる電流は期間（３）で最大となるので、過電圧を避けるためにコンバータ１３を高応答に調整すると前記式（３）は、期間（３）において、オーバーシュート気味になる。これにより、コンバータ電流Ｉ_Cが過大となって半導体スイッチング素子の破損に至る可能性が増大する。

そこで本実施形態例では、負荷からの回生電流の立ち上がり期間（前記期間（１））に直流電圧が過電圧になることを防ぐため、直流電圧制御系の応答を上げ、また、コンバータ電流が過大になることを避けるために、Ｉ_INVとＩ_Cが等しくなった時点（前記期間（２））でＰＩコントローラ２０のゲインを切り換え、応答を遅くする。

図４は、本実施形態の図２の直流電圧制御系におけるＰＩコントローラ２０の詳細を示しており、図２と同一部分は同一符号をもって示している。図４において、２１は電流指令値の積分項を演算する積分項演算部であり、２２は電流指令値の比例項を演算する比例項演算部である。

２３は、直流電圧指令値Ｖ_DC＊と直流電圧Ｖ_DCの差ｅを微分する微分器であり、２４は前記電圧の差ｅから回生又は駆動状態における符号を判定する符号判定器である。

２５は、微分器２３の出力と符号判定器２４の出力Ｐを乗算する乗算器であり、２６は、乗算器２５の出力ａが０以上のときは１のゲイン定数（第１のゲイン定数）を、０未満のときは０〜１の値のゲイン定数Ｇ（第２のゲイン定数）を各々作成するゲイン定数作成部である。

このゲイン定数作成部２６の出力ｈは乗算器２７において前記Ｖ_DC＊とＶ_DCの偏差ｅと掛け合わせ、乗算器２７の出力ｘを前記積分項演算部２１の入力としている。

積分項演算部２１と比例項演算部２２の出力は加算器２８にて加算されて、コンバータ１３の電流指令値Ｉ_C＊を出力している。

尚、前記微分器２３、符号判定器２４、乗算器２５，２７およびゲイン定数作成部２６によって積分ゲイン変更部を構成している。

前記期間（２）でインバータ電流Ｉ_INVとコンバータ電流Ｉ_Cが等しくなると、Ｖ_DC＊とＶ_DCの偏差ｅの微分は０となる。この時点でＰＩコントローラ２０のパラメータを変更し、制御応答を遅くする。図４では、状態を偏差ｅの符号から判断し、ｅ＜０のとき、偏差の微分に符号判定器２４の出力Ｐを乗算した、乗算器２５の出力ａが０未満になるときに、ＰＩコントローラ２０の積分ゲインが小さくなるように、積分項の入力に、ゲイン定数作成部２６で作成したゲイン定数Ｇ（０以上、１以下）を乗じる。

図５は図４の制御回路を適用した場合の回生時のコンバータ電圧、電流の様子を示している。期間（１）は図３の場合と同様の電圧、電流であるが、期間（２）の時点ではＰＩコントローラ２０のパラメータを変更し、制御応答が遅くなった結果、期間（３）において、コンバータ電流Ｉ_Cの最大値は抑えられている。ただし、制御応答が遅くなった結果、直流電圧が指令値に収束する時間は長くなる。

上記のように本実施形態例によれば、直流電圧制御系の応答を振動的になるまで上げることにより、負荷からの回生電流の立ち上がり期間に、回生電力を速やかに電源側に出力できるので、直流電圧の上昇を抑制できる。また、回生電力とコンバータの電源への出力電力が等しくなった時点で制御器（ＰＩコントローラ２０）の応答を遅くしているため、直流電圧制御系の応答を振動的になるまで上げても、コンバータ電流の最大値を抑えることができる。

１１…交流電源
１２…フィルタ回路
１３…コンバータ
１４…ＤＣコンデンサ
１５…インバータ
１６…負荷
２０…ＰＩコントローラ
２１…積分項演算部
２２…比例項演算部
２３…微分器
２４…符号判定器
２５，２７…乗算器
２６…ゲイン定数作成部
２８…加算器

Claims

交流側が交流電源に接続されたコンバータと、該コンバータの正、負出力端間に接続された平滑コンデンサと、直流側が前記平滑コンデンサに接続され、交流側が負荷に接続されたインバータとを備えた装置において、
前記コンバータの直流出力電圧を検出し、該直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値にほぼ等しくなるようにフィードバック制御するコンバータの制御装置であって、
前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差に基づいて電流指令値の積分項を演算する積分項演算部と、
前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差から、前記直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値以下である第１の状態か、又は直流出力電圧を検出した電圧が直流電圧指令値よりも大である第２の状態かを判定した判定出力と、前記コンバータの直流電圧指令値とコンバータの直流出力電圧を検出した電圧の偏差を微分した微分値とに基づいて、前記第１の状態であるときの第１のゲイン定数と、前記第２の状態であるときの、前記第１のゲイン定数よりも小さい第２のゲイン定数とを作成し、
前記インバータからコンバータへの電力回生時に、前記第１のゲイン定数、第２のゲイン定数を用いて、前記インバータの電流がコンバータの電流以下となったときから、前記インバータの電流がコンバータの電流以下である期間における前記積分項演算部の積分ゲインを、前記インバータの電流がコンバータの電流よりも大である期間における前記積分項演算部の積分ゲインよりも小さくする積分ゲイン変更部と、
を備えたことを特徴とするコンバータの制御装置。