JP7158212B2 - コンバータ回路を複数搭載した電源回路及びその制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、コンバータ回路を複数搭載した電源回路及びその制御回路に関する。

効率の良いスイッチング電源とするために、複数の回路を搭載する方法は、従来様々な提案が提案されている。軽負荷での効率向上のために、特許文献１には、負荷サイズが所定の閾値より大きいときには臨界導通モードで動作させ、負荷サイズが所定の閾値より小さいときには電流不連続モードで動作させるＰＦＣ（力率改善回路）が開示されている。

複数の回路を搭載するインターリーブ制御はノイズの低減を目的としており、特許文献２には、ＰＦＣシステムを小型・高効率で実現するインターリーブ制御方式が開示されている。インターリーブ制御は、電源回路を複数系統（２相）に分けて各相に位相差を持たせ、リップルなどを互いに打ち消しあう制御方式である。トータルの部品点数は増えるが、個々のインダクタや出力コンデンサなどを軽減でき、また複数系統になることで発熱も分散されるメリットがある。

フライバックコンバータは、昇圧と降圧が可能で部品点数が少ない、入力電圧範囲が広い等の特徴を持っているが、特許文献３には、軽負荷及び高入力電圧に対応するために、複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段を有し、制御手段により、複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する選択手段を動作させることで、複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させている。

特許文献４には、広い入力電圧範囲に対して部品の耐圧を抑えて変換効率を維持するために、単数のフライバックコンバータと、このフライバックコンバータの入力端子と出力端子をそれぞれ共通接続した単数又は複数のフォワードコンバータと、入力端子の電圧を常時監視して所定の設定電圧の範囲において単数又は複数のフォワードコンバータに動作信号を与える電圧監視回路とを備えている。フライバックコンバータは、本質的に、スイッチング素子のオン時にエネルギ蓄積し、オフ時にエネルギ供給するものであり、広い入力電圧範囲に対応する可能性を有しているが、変換効率については、エネルギ伝達の非同時性に起因して、常に高くすることには制限がある。フォワードコンバータは、スイッチング素子のオン時にほぼ同時にエネルギ供給するものであり、変換効率については、エネルギ伝達の同時性に起因して、高くすることは比較的容易である。これらの両方式の特性を生かして、広い入力電圧範囲に対応させることを実現したものである。

特開２０１４－２３３１１０号公報 特開２０１３－１３２１２５号公報 特開２０１２－１４３１１２号公報 特開平１１－２５２９１８号公報

フライバックコンバータには、制御方法により、他励型のＰＷＭ方式、自励型のＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式、ＲＣＣに共振技術を利用した疑似共振ＲＣＣ方式の３種類がある。従来のＲＣＣ方式と疑似共振ＲＣＣ方式は、入力電圧が高い場合や軽負荷のときにはスイッチング周波数が高くなり、スイッチング素子が追従できずに、不連続モードである間欠発振となっていた。また、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式は、入力電圧が高い場合や軽負荷のときにはスイッチ素子の導通期間（ｔ_ｏｎ）が短くなり、スイッチング素子が追従できずに、間欠発振となっていた。間欠発振では、出力のリップル電圧が大きくなるなどの問題があった。

従来スイッチング素子としてはＭＯＳＦＥＴが多く使用されてきたが、高周波化には限界がある。また、炭化ケイ素結晶はダイヤモンドと同様に強固な四面体構造であり、シリコンよりも緻密で安定した結晶であることから絶縁破壊強度が高くて活性層を非常に薄くすることが可能であるが、電子移動度が高くないので高周波領域での使用には不向きである。

複数の回路システムを利用するＰＦＣのインターリーブ制御方式は、個々のインダクタや出力コンデンサなどを軽減できるが、軽負荷時や低電圧のときに高くなるスイッチング周波数に対応したものではなかった。

さらに、近年電源回路の小型化の要求も高まってきており、部品の小型化には、スイッチング周波数の高周波化によるインダクタ容量の低減が不可欠であり、高周波化も大きな課題となっている。

絶縁型コンバータは、スイッチング素子を高周波化に対応させ、コイルのインダクタンスを小さくして小型化が可能である。しかしながら、重負荷時や低電圧の入力電圧に対応させるためには、最低スイッチング周波数を低くしなければならず、コイルのインダクタンスを大きな値に設定することになるが、これにより高周波領域での追従性が低下し、高周波化に対しての課題となっていた。

本発明は、入力電圧範囲が広く、軽負荷から重負荷まで対応可能な電源回路及びスイッチング電源モジュールを提供することを目的としている。

（１）本発明の電源回路は、入力電圧と、一次側コイルと二次側コイルを備えたトランスとスイッチング素子とダイオードを備えた複数のコンバータと、前記コンバータを流れる電流の検出を行う電流監視部と、切替制御部と、を備え、複数の前記コンバータは並列に接続され、前記切替制御部は、前記コンバータの周波数領域に応じて複数の前記コンバータのいずれかの前記コンバータを駆動すること、を特徴とする。

（２）本発明の電源回路においては、前記コンバータは、フライバックコンバータであること、が好ましい。

（３）本発明の電源回路においては、前記フライバックコンバータは、スイッチング周波数を制御するＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式、又は、疑似共振ＲＣＣ方式であること、が好ましい。

（４）本発明の電源回路においては、前記フライバックコンバータは、パルス幅を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式であること、が好ましい。

（５）本発明の電源回路においては、複数の前記コンバータは、それぞれが使用可能なスイッチング周波数領域が異なること、が好ましい。

（６）本発明の電源回路においては、複数の前記コンバータは、それぞれが使用可能なパルス幅領域が異なること、が好ましい。

（７）本発明の電源回路においては、複数の前記コンバータとして、少なくともスイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータと、スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータを備えていること、が好ましい。

（８）本発明の電源回路においては、高周波領域に対応した前記コンバータの最低スイッチング周波数は、低周波領域に対応した前記コンバータの最高スイッチング周波数よりも低いこと、が好ましい。

（９）本発明の電源回路においては、複数の前記コンバータとして、少なくともパルス幅の広い低周波領域に対応した前記コンバータと、パルス幅の狭い高周波領域に対応した前記コンバータを備えていること、が好ましい。

（１０）本発明の電源回路においては、高周波領域に対応した前記コンバータの最小パルス幅は、低周波領域に対応した前記コンバータの最大パルス幅よりも狭いこと、が好ましい。

（１１）本発明の電源回路においては、低周波領域に対応した前記コンバータと高周波領域に対応した前記コンバータを切り替える一次側電流は、高周波領域に対応した前記コンバータと低周波領域に対応した前記コンバータの前記一次側電流が共通する共通一次側電流領域であること、が好ましい。

（１２）本発明の電源回路においては、前記電流監視部に電流検出抵抗を設け、電流の検出を行うこと、が好ましい。

（１３）本発明の電源回路においては、前記電流監視部にロゴスキーコイルを設け、電流の検出を行うこと、が好ましい。

（１４）本発明の電源回路においては、前記ロゴスキーコイルは、進みコイルと戻しコイルとから構成され、前記戻しコイルは、１又は複数の直線状コイルとして、又は、巻回されたコイルとして前記進みコイルの内部に設けられていること、が好ましい。

（１５）本発明の電源回路においては、前記ロゴスキーコイルは、中心部に導体を備えていること、が好ましい。

（１６）本発明の電源回路においては、前記スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子と、ＧａＮ－ＨＥＭＴから成るスイッチング素子を備えること、が好ましい。

（１７）本発明のスイッチング電源モジュールは、上記（１）に記載の電源回路を備えたこと、
を特徴とする。

（１）本発明の電源回路は、入力電圧と、一次側コイルと二次側コイルを備えたトランスとスイッチング素子とダイオードを備えた複数のコンバータと、前記コンバータを流れる電流の検出を行う電流監視部と、切替制御部とを備え、複数のコンバータは並列に接続され、切替制御部は、コンバータの周波数領域に応じて複数のコンバータのいずれかのコンバータを駆動する。これにより、広範囲の入力電圧と軽負荷から重負荷に対応可能としているため、高効率で高性能な電源回路となる。

（２）本発明の電源回路において、コンバータは、フライバックコンバータであるから、周波数領域に応じてコンバータを切り替えることができるので、広範囲の入力電圧と軽負荷から重負荷に対応可能となり、高効率で高性能な電源回路となる。

（３）本発明の電源回路において、フライバックコンバータは、スイッチング周波数を制御するＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式、又は、疑似共振ＲＣＣ方式であることから、周波数領域に応じてコンバータを切り替えることができるので、広範囲の入力電圧と軽負荷から重負荷に対応可能となり、高効率で高性能な電源回路となる。

（４）本発明の電源回路において、フライバックコンバータは、パルス幅を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式であることから、パルス幅に対応して切り替えることができる。

（５）本発明の電源回路において、複数のコンバータは、それぞれが使用可能なスイッチング周波数領域が異なるため、広範囲のスイッチング周波数に対応して切り替えることができる。

（６）本発明の電源回路において、複数のコンバータは、それぞれが使用可能なパルス幅領域が異なる。このため、パルス幅に対応したコンバータに切り替えることができる。

（７）本発明の電源回路は、複数のコンバータとして、少なくともスイッチング周波数の低周波領域に対応したコンバータと、スイッチング周波数の高周波領域に対応したコンバータを備えている。このため、周波数領域に応じてコンバータを切り替えることができるので、広範囲の入力電圧と軽負荷から重負荷に対応可能となり、高効率で高性能な電源回路となる。

（８）本発明の電源回路において、高周波領域に対応したコンバータの最低スイッチング周波数は、低周波領域に対応したコンバータの最高スイッチング周波数よりも低い。低周波領域に対応したコンバータは、高周波領域を考慮することなく、低コストのスイッチング素子が使用可能で、インダクタンスを大きくしてより低周波数まで対応可能となる。高周波領域に対応したコンバータは、最低スイッチング周波数を高く設定でき、小さなインダクタンスでよいため、小型の絶縁トランスが使用可能となる。

（９）本発明の電源回路は、複数のコンバータとして、少なくともパルス幅の広い低周波領域に対応したコンバータと、パルス幅の狭い高周波領域に対応したコンバータを備えている。このため、パルス幅に応じて対応した周波数領域にコンバータを切り替えることができるので、広範囲の入力電圧と軽負荷から重負荷に対応可能となり、高効率で高性能な電源回路となる。

（１０）本発明の電源回路において、高周波領域に対応したコンバータの最小パルス幅は、低周波領域に対応したコンバータの最大パルス幅よりも狭い。低周波領域に対応したコンバータは、最小パルス幅に制限されることなく、低コストのスイッチング素子が使用可能で、インダクタンスを大きくしてより低周波数まで対応可能となる。高周波領域に対応したコンバータは、最大パルス幅に制限されることなく、小さなインダクタンスでよいため、小型の絶縁トランスが使用可能となる。

（１１）本発明の電源回路において、低周波領域に対応したコンバータと高周波領域に対応したコンバータを切り替える一次側電流は、高周波領域に対応したコンバータと低周波領域に対応したコンバータの一次側電流が共通する共通一次側電流領域である。このため、コンバータ切り替えによる一次側電流の不連続性をなくすことができる。

（１２）本発明の電源回路において、コンバータの電流監視部に電流検出抵抗を設け、電流の検出を行うことができる。この場合、電流を電圧として検出することができる。

（１３）本発明の電源回路において、電流監視部にロゴスキーコイルを設け、電流の検出を行うこともできる。ロゴスキーコイルは、電流が流れる結果として周囲に発生する磁界による誘起電圧を検出しているので、電流検知による損失がない。

（１４）本発明の電源回路において、ロゴスキーコイルは、進みコイルと戻しコイルとから構成され、戻しコイルは、１又は複数の、直線状コイルとして、又は、巻回されたコイルとして進みコイルの内部に設けられているため、外部磁界の影響を抑えることができる。

（１５）本発明の電源回路において、ロゴスキーコイルは、中心部に導体を備えているため、電流が流れる導線を貫通させること無く、電流検出素子として配線パターンに組み込むことができる。電源回路への実装が容易となる。

（１６）本発明の電源回路において、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子と、ＧａＮ－ＨＥＭＴから成るスイッチング素子を備える。ＭＯＳＦＥＴは低周波領域に対応させ、低コストのコンバータとし、ＧａＮ－ＨＥＭＴは高周波領域に対応させ、絶縁トランスのインダクタンスを小さくして小型化したコンバータとすることができる。

（１７）本発明のスイッチング電源モジュールは、上記（１）に記載の電源回路を備えているため、小型で高性能なスイッチング電源モジュールとして提供される。

本発明による電源回路１０を示す図である。 図１のフライバックコンバータの電源回路に、ＰＷＭ制御を行う場合のＰＷＭ電源回路１０－１を示す図である。 入力電圧監視部３０及び出力電圧監視部３２の無い簡易タイプの電源回路１０－２を示す図である。 第１フライバックコンバータ２２を示した図である。 第１フライバックコンバータ２２の各部における電圧波形と電流波形を示した図である。 第１フライバックコンバータ２２の一次側電流Ｉ_１１とスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。 第１フライバックコンバータ２２の負荷Ｐと一次側電流Ｉ_１１の関係を示す図である。 第１フライバックコンバータ２２の負荷Ｐとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。 第１フライバックコンバータ２２の入力電圧Ｖ_ｉｎとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。 第１フライバックコンバータ２２の一次側電流Ｉ_１１と周波数範囲を説明する図である。 第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４との切り替え動作を説明する図である。 ＰＷＭ信号を発生させるためのＰＷＭ発生回路の一例を示す図である。 電圧モードでのＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生回路の動作とＰＷＭ制御を説明する図である。第１フライバックコンバータ２２を対象としている。 ＰＷＭ制御による第１フラバックコンバータ２２と第２フラバックコンバータ２４の切り替え動作を説明する図である。 ＰＷＭ制御における第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４との切り替え動作を説明する図である。 ロゴスキーコイルの原理を説明する図である。 ロゴスキーコイル５０の実施形態である矩形ロゴスキーコイル６０を示す図である。 進みコイル５２の１つの巻回ユニットを説明する図である。 中心部に導体５６を設けたロゴスキーコイル型電流検出素子７４を説明する図である。 ＲＣＣ方式のフライバックコンバータによる本発明の電源回路の実施例１（８０）を示す図である。 ＰＷＭ方式のフライバックコンバータによる本発明の電源回路の実施例２（８２）を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せをする様々なバリエーションが可能である。従って、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

本発明の電源回路は、入力電圧と、一次側コイルと二次側コイルを備えたトランスとスイッチング素子とダイオードを備えた複数のコンバータと、電流監視部と、切替制御部とを備え、複数のコンバータは並列に接続され、切替制御部は、コンバータの周波数領域に応じて複数のコンバータのいずれかのコンバータを駆動することを特徴とする。複数のコンバータは、それぞれが使用可能なスイッチング周波数領域やパルス幅領域が異なる。

図１は、本発明による電源回路１０を示す図である。コンバータはフライバックコンバータであり、スイッチング周波数を制御するＲＣＣ方式によるフライバックコンバータの電源回路である。スイッチング周波数の低周波領域に対応したコンバータと、スイッチング周波数の高周波領域に対応したコンバータを備えている。入力電圧Ｖ_ｉｎは、入力コンデンサ１２によりノイズが除去され、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４に入力される。第１フライバックコンバータ２２は低周波領域に対応し、第１トランスＴＳ１と第１スイッチング素子ＳＷ１と第１ダイオードＤ１で構成されている。第１トランスＴＳ１の一次側と二次側は、逆極性である。第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１トランスＴＳ１の一次側巻線と直列接続され、第１ダイオードは、第１トランスＴＳ１の二次側巻線と直列接続され、平滑コンデンサ１４に接続されている。

第２フライバックコンバータ２４は高周波領域に対応し、第２トランスＴＳ２と第２スイッチング素子ＳＷ２と第２ダイオードＤ２で構成されている。第２トランスＴＳ２の一次側と二次側は、逆極性である。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第２トランスＴＳ２の一次巻線と直列接続され、第２ダイオードは、第２トランスＴＳ２の二次巻線と直列接続され、平滑コンデンサ１４に接続されている。平滑コンデンサ１４は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４並列に接続されており、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４からの出力を平滑化して、負荷１６に出力電圧Ｖ_ｏｕｔを供給している。

第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４は、切替制御部１８－１からの制御信号がスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２の各ゲートへ入力されることにより、切り替えて駆動される。切替制御部１８－１における周波数監視部２６で、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４のスイッチング周波数が監視され、スイッチング周波数に応じて切り替えが行われる。

入力電圧Ｖ_ｉｎが大きい場合には、トランスＴＳ１及びトランスＴＳ２の一次に蓄積されるエネルギも短時間で行われるため、入力電圧監視部３０は、ＲＣＣ方式や疑似共振ＲＣＣ方式でのスイッチング周波数を高くしたり、ＰＷＭ方式の場合は、パルス波形のデューティを短くしたりする。このため、入力電圧Ｖ_ｉｎの監視用に入力電圧監視部３０が設けられている。また、入力電圧監視部３０は、入力電圧Ｖ_ｉｎの過電圧保護回路としての機能を持たせてもよい。

フライバックコンバータのスイッチング制御方式は、周波数可変型としてのＲＣＣ方式の他、疑似共振ＲＣＣ方式がある。スイッチング素子のオン期間にトランスに蓄えられたエネルギを、オフ期間に二次側にフライバック電圧として伝送し、放出後にトランスのリアクタンスと、スイッチング素子と並列に設けられた容量との間で共振を起こし、電圧を振動させる。疑似共振ＲＣＣ方式は、この共振電圧を利用して、共振電圧が極小となったタイミングでスイッチング素子をオンさせる。

疑似共振ＲＣＣ方式は、負荷が軽いときや入力電圧が高いときは、スイッチング周波数が高くなる。このため、ＲＣＣ方式と同様に、低周波領域と高周波領域に対応したフライバックコンバータを切り替えて、効率の良いフライバックコンバータとすることができる。

一方、スイッチング周波数を固定して、パルス幅を可変させるＰＷＭ方式がある。このＰＷＭ方式は、スイッチング周波数を固定し、一次側電流をパルス幅で制御する方式である。

図２は、図１のフライバックコンバータの電源回路に、ＰＷＭ制御を行う場合のＰＷＭ電源回路１０－１を示す図である。フライバックコンバータは、パルス幅を制御するＰＷＭ方式である。ＰＷＭ方式を制御するＰＷＭ制御は、スイッチング周波数は固定されており、デューティ即ちパルス幅が可変となる。ＰＷＭ方式のフライバックコンバータは、パルス幅の広い低周波領域に対応したコンバータとパルス幅の狭い高周波領域に対応したコンバータを備えている。第１フライバックコンバータ２２は低周波領域に対応し、第２フライバックコンバータ２４は高周波領域に対応している。

このため、第２フライバックコンバータ２４の固定スイッチング周波数は、第１フライバックコンバータ２２の固定スイッチング周波数ｆ_ｓ１よりも高く設定している。低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４とを、出力電圧監視部３２で検知する出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、或は、電流監視部２０で検知する一次側電流により、ＰＷＭ制御部３４でパルス幅を制御し、パルス幅に応じて切替制御部１８－２で第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４を切り替える。

図３は、入力電圧監視部３０及び出力電圧監視部３２の無い簡易タイプの電源回路１０－２を示す図である。電流監視部２０で検知する一次側電流でスイッチング周波数やパルス幅を制御するため、高精度の電源を必要としない場合には、回路が簡略化でき、低コストの電源となる。

フライバック方式の電源では、負荷が重負荷状態の下で動作するとき、または電源がより高い電圧を提供しなければならないとき、安定した出力電力を提供することは、容易に達成される。これに反して、負荷が軽負荷状態の下で動作するとき、または電源がより低い電圧を提供しなければならないとき、安定した出力電力を提供することが困難である。軽負荷・低電圧の場合は、スイッチング周波数を高くしたり、ＰＷＭ制御信号のデューティを低減したりして、低い出力電圧を提供することができる。しかしながら、スイッチング周波数が高くなったり、パルス幅が狭くなったりしたとき、フライバックコンバータが追従できず、出力電圧を安定化させるのが困難である。

このため、スイッチング周波数の高周波化又は狭いパルス幅に対して、高周波領域まで追従可能な第２フライバックコンバータを設けている。第２フライバックコンバータは、高速で動作するスイッチング素子ＳＷ２と第２ダイオードＤ２を使用し第２トランスのインダクタンスを小さくしている。

第１トランスＴＳ１と第２トランスＴＳ２の一次側に流れる電流は、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２のオン時間にアース線に流れる。このため、図１に示した様に、アース線に電流監視部２０を設けて、合算電流を検知している。第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の一次側を流れる合算電流値を電流監視部２０で検出し、検出された合算電流値は、切替制御部１８で、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の切り替えに利用されている。

第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４は、使用可能な周波数領域が異なり、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と、高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４を備え、並列に接続されている。低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ１には、ＭＯＳＦＥＴが使用されている。高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４のスイッチング素子ＳＷ２には、ＧａＮ－ＨＥＭＴが使用されている。ＧａＮ－ＨＥＭＴは大電力で高周波化が可能であり、第２トランスＴＳ２の小型化も可能である。

高周波領域は第２フライバックコンバータ２４を動作させるので、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２は、最低スイッチング周波数を低くしたり、パルス幅を広くしたりすることができ、例えば、周波数は、可聴周波数に近い周波数に設定できる。第１フライバックコンバータ２２の使用可能な最高スイッチング周波数は、ＭＯＳＦＥＴの周波数特性と第１トランスＴＳ１のインダクタンスに依存して決まる。

低周波領域は第１フライバックコンバータ２２を動作させるので、高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、第２フライバックコンバータ２４の使用可能な最高スイッチング周波数を高くしたり、パルス幅を狭くしたりするため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの周波数特性を考慮して、第２トランスＴＳ２のインダクタンスを小さな値に設定する。これにより第２トランスＴＳ２の小型化も図れる。

高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、第２トランスＴＳ２のインダクタンスを小さな値に設定しているため、第２フライバックコンバータ２４の最低スイッチング周波数も高くなる。この高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の最低スイッチング周波数は、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２の最高スイッチング周波数よりも低くければよい。

ＰＷＭ方式では、コンバータとして、少なくともパルス幅の広い低周波領域に対応したコンバータと、パルス幅の狭い高周波領域に対応したコンバータを備えている。高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、第２トランスＴＳ２のインダクタンスを小さな値に設定しているため、第２フライバックコンバータ２４の最小パルス幅を狭くすることができる。この高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の最大パルス幅は、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２の最小パルス幅より広ければよい。

低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の切り替えは一次側電流の所定の電流値で行い、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の一次側電流が共通する共通一次側電流領域である。

次に、ＲＣＣ方式におけるフライバックコンバータの動作とスイッチング周波数について説明する。

図４は、第１フライバックコンバータ２２を示した図である。第１トランスＴＳ１のコアに巻回された一次巻線Ｎ１１は、第１スイッチング素子ＳＷ１のドレインに接続されている。第１トランスＴＳ１の二次側は、二次巻線Ｎ１２と第１ダイオードＤ１のアノードが接続されている。第１トランスＴＳ１の一次側と二次側は、ドットで示したように逆極性としている。第１スイッチング素子ＳＷ１のゲートにゲート電圧Ｖ_ｇ１が印加され、第１スイッチング素子ＳＷ１がオン状態になると、入力電圧Ｖ_ｉｎにより一次巻線Ｎ１１に一次側電流Ｉ_１１が流れる。一次側電流Ｉ_１１が流れると、第１トランスＴＳ１のコアに磁束が発生し、コアが磁化されてエネルギＷが蓄積される。この時、二次側は、第１ダイオードＤ１の向きが逆なので二次側の二次側電流Ｉ_１２は流れない。

次に、第１スイッチング素子ＳＷ１が、ゲート電圧Ｖ_ｇ１の遮断によりオフ状態になると、一次側電流Ｉ_１１は流れず、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング素子電圧Ｖ_ＳＷ１は、入力電圧Ｖ_ｉｎが直接印加された状態となる。第１トランスＴＳ１のコアに蓄積されたエネルギＷは開放されて、二次巻線Ｎ１２から第１ダイオードＤ１に向かって流れる。エネルギＷが全て放出されたとき、即ち、二次側電流Ｉ_１２がゼロになったときに、再び第１スイッチング素子ＳＷ１のゲートにゲート電圧Ｖ_ｇ１の印加によりオン状態になる。第１トランスＴＳ１の一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２は、チョークコイルの機能を備えているため、直流を含めた低周波数の電流は流しやすく、高周波数の電流は流しにくい。

図５は、第１フライバックコンバータ２２の各部における電圧波形と電流波形を示した図である。図５（Ａ）は、スイッチング素子ＳＷ１のゲートに印加されるゲート電圧Ｖ_ｇ１である。図５（Ｂ）は、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング素子電圧Ｖ_ＳＷ１である。図５（Ｃ）は、一次側に流れる一次側電流Ｉ_１１を、図５（Ｄ）は、二次側に流れる二次側電流Ｉ_１２を示している。

時間ｔ_１でゲート電圧Ｖ_ｇ１が印加されると、スイッチング素子ＳＷ１はオン状態となり、スイッチング素子ＳＷ１に印加されたスイッチング電圧Ｖ_ＳＷ１がゼロとなって導通する。これにより第１トランスＴＳ１の一次巻線Ｎ_１１に一次側電流Ｉ_１１が流れ、第１トランスＴＳ１のコアにエネルギＷを蓄積する。一次側電流Ｉ_１１は直線的に増加する。オン時間ｔ_ｏｎの間に蓄えられたエネルギＷは、ゲート電圧Ｖ_ｇ１の印加が停止されると、スイッチング素子ＳＷ１はオフ状態となり、サージ電圧を伴った入力電圧Ｖ_ｉｎが印加された状態となる。一次側電流Ｉ_１１は流れず、第１トランスＴＳ１のコアに蓄積されたエネルギＷは、二次側の二次巻線Ｎ１２を介して放出され、ダイオードＤ１に二次側電流Ｉ_１２が流れる。二次側電流Ｉ２は、直線状に減少する。オフ時間ｔ_ｏｆｆは、第１トランスＴＳ１に蓄えられたエネルギＷが全て放出される時間である。第１トランスＴＳ１に蓄えられたエネルギＷが全て放出されると、再びゲート電圧が印加され、同様の現象が繰り返される。繰り返される周期Ｔ_ＳＷ１は、Ｔ_ＳＷ１＝ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆであり繰り返しのスイッチング周波数ｆ_ｓ１は、ｆ_ｓ１＝１／Ｔ_ｓｗ１となる。

スイッチング素子ＳＷ１がオフのときに第１トランスＴＳ１のコアに蓄積さるエネルギＷは、一次巻線Ｎ_１１のインダクタンスＬ_１１と一次側電流Ｉ_１１で表現すれば次式となる。
Ｗ＝（１／２）Ｌ_１１Ｉ_１１ ^２ｆ_ｓ１ ・・・・・・・・（１）

エネルギＷは、一次巻線Ｎ_１１のインダクタンスＬ_１１と入力電圧Ｖ_ｉｎで表現すれば次式となる。
Ｗ＝（１／２）Ｖ_ｉｎ ^２／（Ｌ_１１ｆ_ｓ１） ・・・・・・（２）

エネルギＷは、軽負荷では小さく、重負荷では大きくなる。従って、（１）式と（２）式から、負荷とスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係、一次側電流Ｉ_１１とスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係、更には、入力電圧Ｖ_ｉｎとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係が理解される。

これらのスイッチング周波数ｆ_ｓ１は、第１トランスＴＳ１のコアに蓄積されたエネルギＷが完全に放出されたときに、再度エネルギＷの蓄積を開始する臨界モードの動作である。フライバックコンバーの動作モードは、臨界モードの動作の他に、連続モードと不連続モードの動作がある。連続モードは、第１トランスＴＳ１のコアに蓄積されたエネルギＷが完全に放出される以前に、再度エネルギＷの蓄積を開始する動作である。不連続モードは、第１トランスＴＳ１のコアに蓄積されたエネルギＷが完全に放出された後、一定の遅延時間を伴って、再度エネルギＷの蓄積を開始する動作である。

（１）式と（２）式から、一次側電流Ｉ_１１、入力電圧Ｖ_ｉｎ、負荷Ｐとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を概念的に捉えることができる。次に、ＲＣＣ方式のフライバックコンバータについて、図６～９を用いてこれらの関係を説明する。

図６は、第１フライバックコンバータ２２の一次側電流Ｉ_１１とスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。一次側電流Ｉ_１１に対して、臨界モードをグラフ化して示し、臨界モードのスイッチング周波数ｆ_ｓ１以下では連続モードとなり、臨界モードのスイッチング周波数ｆ_ｓ１以上では不連続モードとなる。一次側電流Ｉ_１１が小さいほど、スイッチング周波数ｆ_ｓ１は高くなっている。

図７は、第１フライバックコンバータ２２の負荷Ｐと一次側電流Ｉ_１１の関係を示す図である。負荷Ｐは、コアに蓄積さるエネルギＷと考えることができる。負荷Ｐが小さいほど、臨界モードの一次側電流Ｉ_１１小さくなっている。負荷Ｐに対して、臨界モード以下の一次側電流Ｉ_１１では不連続モードとなり、臨界モード以上の一次側電流Ｉ_１１では連続モードとなる。

図８は、第１フライバックコンバータ２２の負荷Ｐとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。負荷Ｐは、コアに蓄積さるエネルギＷと考えることができる。負荷Ｐが小さいほど、臨界モードのスイッチング周波数ｆ_ｓ１は高くなっている。負荷Ｐに対して、臨界モード以下のスイッチング周波数ｆ_ｓ１では不連続モードとなり、臨界モード以上のスイッチング周波数ｆ_ｓ１では連続モードとなる。

図９は、第１フライバックコンバータ２２の入力電圧Ｖ_ｉｎとスイッチング周波数ｆ_ｓ１の関係を示す図である。入力電圧Ｖ_ｉｎが高いほど、臨界モードのスイッチング周波数ｆ_ｓ１は高くなっている。入力電圧Ｖ_ｉｎに対して、臨界モード以下のスイッチング周波数ｆ_ｓ１では連続モードとなり、臨界モード以上のスイッチング周波数ｆ_ｓ１では不連続モードとなる。入力電圧Ｖ_ｉｎと一次側電流Ｉ_１１は、比例関係にあるから、入力電圧Ｖ_ｉｎを一次側電流Ｉ_１１として考えることもできる。

図１０は、第１フライバックコンバータ２２の一次側電流Ｉ_１１と周波数範囲を説明する図である。第１フライバックコンバータ２２の最低スイッチング周波数ｆ_１ｍｉｎは設計的に設定され、最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘは、スイッチング素子ＳＷ１の周波数特性から決まる。一次側電流Ｉ_１１が小さくなり、最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘを超えると、スイッチング素子ＳＷ１のオンオフが追従できなくなり、不連続モードとなる。第１フライバックコンバータ２２は、低周波領域を対象として設計されているため、最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘは低く抑えられている。

図１１は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４との切り替え動作を説明する図である。第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の切り替える場合について、ここでは、例として、スイッチング周波数ｆ_ｓと一次側電流Ｉ_１の関係を示している。

なお、スイッチング周波数の符号ｆ_ｓは、第１フライバックコンバータ２２のスイッチング周波数をｆ_ｓ１，とし、第２フライバックコンバータ２４のスイッチング周波数をｆ_ｓ２とした総称を示している。一次側電流の符号Ｉ_１は、第１フライバックコンバータ２２の一次側電流をＩ_１１とし、第２フライバックコンバータ２４の一次側電流をＩ_１２とした一次側電流の総称を示している。

第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の切り替えは、切替制御部１８－１において、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４のスイッチング周波数ｆ_ｓを監視して、スイッチング周波数ｆ_ｓに応じて行われる。１１（Ａ）は、スイッチング周波数ｆ_ｓに対して、第１フライバックコンバータ２２の臨界モードと第２フライバックコンバータの臨界モードの関係を説明する図である。第２フライバックコンバータ２４は、高周波領域を対象として設計されており、第２トランスＴＳ２の一次側インダクタンスＬ_１２は、第１トランスＴＳ１の一次側インダクタンスＬ_１１よりも小さな値である。

このため、一次側電流Ｉ_１１に対する第２フライバックコンバータ２４のスイッチング周波数ｆ_ｓ２は、第１フライバックコンバータ２２のスイッチング周波数ｆ_ｓ１よりも高くなる。高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の最低スイッチング周波数ｆ_２ｍｉｎは、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２の最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘよりも低い値に設定されている。第１フライバックコンバータ２２の周波数領域は、最低スイッチング周波数ｆ_１ｍｉｎから最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘの範囲であり、第２フライバックコンバータ２４の周波数領域は、最低スイッチング周波数ｆ_２ｍｉｎから最高スイッチング周波数ｆ_２ｍａｘの範囲である

図１１（Ｂ）は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４を切り替えて使用する状態を示す図である。低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４を切り替える一次側電流Ｉ_ｓｗは、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の一次側電流Ｉ_１１が共通する共通一次側電流領域の電流値である。共通一次側電流領域は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４のいずれも使用可能であり、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４を切り替える一次側電流Ｉ_ｓｗを共通一次側電流領域に設定することで、一次側電流Ｉ_１がギャップを生ずることなく連続する。

例えば、第１フライバックコンバータ２２から第２フライバックコンバータ２４へ、一次側電流Ｉ_ｓｗで切り替えるとすると、この時、第１フライバックコンバータ２２の切替スイッチング周波数ｆ_１ｓｗで行われることになり、第２フライバックコンバータ２４の切替スイッチング周波数ｆ_２ｓｗとなって、第２フライバックコンバータ２４が駆動される。図１１（Ｂ）から明らかなように、スイッチング周波数ｆ_ｓにギャップがあるが、一次側電流Ｉ_１は連続している。

低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の切り替えは、第１フライバックコンバータ２２を駆動中に最高スイッチング周波数ｆ_１ｍａｘを検出した時に、第２フライバックコンバータ２４に切り替え、第２フライバックコンバータ２４を駆動中に最低スイッチング周波数ｆ_２ｍｉｎを検出した時に、第１フライバックコンバータ２４に切り替えてもよい。

低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４とを備え、第１トランスＴＳ１又は第２トランスＴＳ２の一次側電流を、スイッチング周波数に対応して切り替えているので、広いスイッチング周波数範囲が使用可能となり、高効率のフライバックコンバータとすることができる。

フライバックコンバータのスイッチング制御方式は、上記に説明した周波数可変型としてのＲＣＣ方式の他、擬似共振ＲＣＣ方式がある。スイッチング素子のオン期間にトランスに蓄えられたエネルギを、オフ期間に二次側にフライバック電圧として伝送し、放出後にトランスのリアクタンスと、スイッチング素子と並列に設けられた容量との間で共振を起こし、電圧を振動させる。擬似共振型制御方式は、この共振電圧を利用して、共振電圧が極小となったタイミングでスイッチング素子をオンさせる。

擬似共振ＲＣＣ方式は、負荷が軽いときや入力電圧が高いときは、スイッチング周波数が高くなる。このため、ＲＣＣ方式と同様に、低周波領域と高周波領域に対応したフライバックコンバータを切り替えて、効率の良いフライバックコンバータとすることができる。

一方、パルス幅を可変させるＰＷＭ方式は、スイッチング周波数を固定し、一次側電流をパルス幅で制御する方式である。

図１２は、ＰＷＭ信号を発生させるためのＰＷＭ発生回路の一例を示す図である。ＰＷＭ発生回路は、誤差増幅器３６とＰＷＭ発生器３８から構成されている。図１２（Ａ）は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴをフィードバックループで帰還して、ＰＷＭ信号を発生させる電圧モード制御のＰＷＭ発生回路である。誤差増幅器３６では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較し、差分を誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}として出力し、ＰＷＭ発生器３８に入力する。ＰＷＭ発生器３８には、三角波発生器から三角波が入力されており、三角波と誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}を比較して、ＰＷＭ信号を発生させる。

図１２（Ｂ）は、電流モード制御でＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生回路である。フィードバックループは、電圧ループと電流ループの両方がある。誤差増幅器３６では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較し、差分を誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}として出力し、ＰＷＭ発生器３８に入力する。ＰＷＭ発生器３８には、例えば、固定の三角波に一次側電流又は二次側電流を利用したカレントセンスゲインを加算した波形が入力されており、この波形のスロープを利用して、電圧モードと同じく誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}との比較により、ＰＷＭ信号を発生させる。

図１３は、電圧モードでのＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生回路の動作とＰＷＭ制御を説明する図である。第１フライバックコンバータ２２を対象としている。図１３（Ａ）は、ＰＷＭ発生器３８入力される誤差増幅器３６からの誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}と三角波を示す図である。図１３（Ｂ）は、ＰＷＭ発生器３８の出力を示す図であり、これがスイッチング素子ＳＷ１のゲート信号となる。誤差増幅器３６には、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと基準電圧Ｖ_ｒｅｆが入力されている。ＰＷＭ発生器３８には、誤差増幅器３６からの誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}と三角波が入力される。三角波の周期は、固定されたスイッチング周波数ｆ_ｓ１に対するスイッチング周期Ｔ_ｓｗ１である。ＰＷＭ発生器３８はコンパレータとして動作し、誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}よりも三角波の電圧が高いときに、ＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、第１フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ１のゲートに入力され、スイッチング素子ＳＷ１をオンオフさせる。

図１３（Ｃ）は、第１フライバックコンバータ２２の一次側電流Ｉ_１１の波形を示す図であり、図１３（Ｄ）は、第１フライバックコンバータ２２の二次側電流Ｉ_１２の波形を示す図である。連続モードの波形を示しており、ＰＷＭ信号によるスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフにより制御される。ＰＷＭ信号のパルス幅が狭くなると、第１フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ１が追従できず、スイッチング素子ＳＷ１が動作しなくなり、不連続モードとなる。

図１４は、ＰＷＭ制御による第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の切り替えによる動作を説明する図である。図１４（Ａ）は、ＰＷＭ発生器３８入力される誤差増幅器３６からの誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}と三角波を示す図である。図１４（Ｂ）は、ＰＷＭ発生器３８の出力を示す図であり、これがスイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２のゲート信号となる。

まず第１フライバックコンバータ２２が固定周波数ｆ_ｓ１で動作している。ＰＷＭ制御部３４で第１フライバックコンバータ２２のパルス幅Ｔ_ｐ１が監視されており、所定のパルス幅以下のときに第２フライバックコンバータ２４に切り替えられる。第２フライバックコンバータ２４に切り替えられると、固定周波数ｆ_ｓ２の周期Ｔ_ｓｗ２で三角波が発生し、誤差出力Ｖ_{ＥＲＯＵＴ}との比較でＰＷＭ信号を出力する。第２フライバックコンバータ２４は高周波領域に対応しているから、第１フライバックコンバータ２２では追従できなかった短い時間のパルス幅にも応答し、不連続となること無く動作する。ＰＷＭ制御部３４で第２フライバックコンバータ２４のパルス幅Ｔ_ｐ２も監視されており、所定のパルス幅以上のときに第１フライバックコンバータ２２に切り替えられる。

図１５は、ＰＷＭ制御における第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４との切り替え動作を説明する図である。切り替えはパルス幅Ｔ_ｐを基準にして、ＰＷＭ制御部３４により行われる。図１５（Ａ）は、一次側電流Ｉ_１に対して、第１フライバックコンバータ２２におけるスイッチング素子ＳＷ１のゲートに入力されるパルス幅Ｔ_ｐ１と第２フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ２のゲートに入力されるパルス幅Ｔ_ｐ２を示す図である。第１フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ１を駆動するスイッチング周波数ｆ_ｓ１と第２フライバックコンバータ２４のスイッチング素子ＳＷ２を駆動するスイッチング周波数ｆ_ｓ２は固定されている。

パルス幅の符号Ｔ_ｐは、第１フライバックコンバータ２２におけるスイッチング素子ＳＷ１のゲートに入力されるパルス幅をＴ_ｐ１とし、第２フライバックコンバータ２２のスイッチング素子ＳＷ２のゲートに入力されるパルス幅をＴ_ｐ２とした総称を示す。

第２フライバックコンバータ２４は、パルス幅の狭い高周波領域を対象として設計されており、第２トランスＴＳ２の一次側インダクタンスＬ１２は、第１トランスＴＳ１の一次側インダクタンスＬ_１１よりも小さな値である。また、固定周波数は、第１フライバックコンバータ２４より第２フライバックコンバータ２４の方が高い。高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の最大パルス幅Ｔ_{ｐ２ｍａｘ}は、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２の最小パルス幅Ｔ_{ｐ１ｍｉｎ}よりも大きい値に設定されている。

図１５（Ｂ）は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４を切り替えて使用する状態を説明する図である。低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４を切り替える一次側電流Ｉ_ｓｗは、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の一次側電流Ｉ_１が共通する共通一次側電流領域である。共通一次側電流領域は、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４のいずれも使用可能であり、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４を切り替える一次側電流Ｉ_ｓｗを共通一次側電流領域に設定することで、一次側電流Ｉ_１がギャップを生ずることなく連続する。

例えば、第１フライバックコンバータ２２から第２フライバックコンバータ２４へ、一次側電流Ｉ_ｓｗで切り替えるとすると、この時、第１フライバックコンバータ２２の切替パルス幅Ｔ_ｐ１ｓｗで行われることになり、第２フライバックコンバータ２４の切替パルス幅Ｔ_ｐ２ｓｗとなって、第２フライバックコンバータ２４が駆動される。図１５（Ｂ）から明らかなように、パルス幅にギャップがあるが、一次側電流Ｉ_１は連続している。

次に、第２フライバックコンバータ２２から第１フライバックコンバータ２４への切り替えは、同じ一次側電流Ｉ_ｓｗで切り替えるとすると、第２フライバックコンバータ２２の切替パルス幅Ｔ_ｐ２ｓｗで行われることになり、第１フライバックコンバータ２２の切替パルス幅Ｔ_ｐ１ｓｗとなって、第１フライバックコンバータ２４が駆動される。図１５（Ｂ）から明らかなように、パルス幅Ｔ_ｐにギャップがあるが、一次側電流Ｉ_１１は連続している。

低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の切り替えは、ＰＷＭ制御部３４において、第１フライバックコンバータ２２を駆動中に最小パルス幅Ｔ_{ｐ１ｍｉｎ}が検出された時に、第２フライバックコンバータ２４に切り替えてもよい。また、第２フライバックコンバータ２４を駆動中に最大パルス幅Ｔ_{ｐ２ｍａｘ}を検出した時に、第１フライバックコンバータ２４に切り替えてもよい。

ＰＷＭ制御によるフライバックコンバータにおいて、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４とを備え、ＰＷＭ信号のパルス幅に対応して切り替えているので、軽負荷・低入力電圧に対しても広い範囲で使用可能となり、高効率のフライバックコンバータとすることができる。

次に、電流監視部２０における電流検出方法について説明する。

一次側電流Ｉ_１の検出には、電流検出抵抗を用いる方法がある。電流を検出する導線に、直列に電流検出抵抗を接続して、電圧を測定して電流値に変換する。このため、一次側電流Ｉ_１の検出に電流検出抵抗を使用すると、電流検出抵抗での損失を伴う。

損失のない電流検出方法としては、ロゴスキーコイルを用いた方法がある。電流検出抵抗を挿入する方法は、電流検出抵抗での損失が避けられないが、ロゴスキーコイルは損失のない電流検出が可能である。

図１６は、ロゴスキーコイルの原理を説明する図である。ロゴスキーコイル５０は、円環状の進みコイル５２と、その終端の線を進みコイル５２の中心を通して折り返した戻しコイル５４とを有し、進みコイル５２の巻き始めと、折り返した戻しコイル５４の終端を近接した位置に端子を設けて、端子から引き出す構造になっている。進みコイル５２の内部に戻しコイル５４が入る構造である。被測定物である導体５６は、進みコイル５２が巻かれている円環の中心部を貫通している。この導体５６に電流Ｉが流れることにより磁界が発生し、円環状の進みコイル５２を貫通する磁界の変化により、進みコイル５２に電圧が誘起され、この誘起されたロゴスキーコイル誘起電圧Ｖ_ＲＣを積分器５８に供給することにより、ロゴスキーコイル電流Ｉ_Ｒを求める。

ロゴスキーコイル誘起電圧Ｖ_ＲＣは、次式で求められる。
Ｖ_ＲＣ＝μＮＳ（ｄＩ_Ｒ／ｄｔ） ・・・（４）

Ｖ_ＲＣ：ロゴスキーコイル誘起電圧
μ：透磁率
Ｎ：単位巻数
Ｓ：コイル断面積（進みコイル）
Ｉ_Ｒ：ロゴスキーコイル電流
ｔ：時間

ロゴスキーコイル誘起電圧Ｖ_ＲＣは、ロゴスキーコイル５０に流れるロゴスキーコイル電流Ｉ_Ｒの時間微分となるため、積分器５８を通すことで、ロゴスキーコイル電流Ｉ_Ｒに比例した信号が得られる。ロゴスキーコイル誘起電圧Ｖ_ＲＣは、単位巻数Ｎとコイルの断面積Ｓの積に比例するから、巻数を多くして断面積を広くするほどロゴスキーコイル誘起電圧Ｖ_ＲＣは高くなる。

ロゴスキーコイル５０の外側に配置される導電線等により外部磁界が発生した場合に、進みコイル５２の出力と戻しコイル５４の出力が打ち消し合うようにする必要がある。

図１７は、ロゴスキーコイル５０の実施形態である矩形ロゴスキーコイル６０を示す図である。図１７（Ａ）は平面図、図１７（Ｂ）は、平面図のＸ－Ｙ断面図である。進みコイル５２の断面は矩形状であり、戻しコイル５４は、矩形状の進みコイル５２の終端部から折り返され、進みコイル５２の中心部を迂回している。進みコイル５２及び戻しコイル５４は、導電性の材料で作製される。進みコイル５２の端部には進みコイル電極６２があり、戻しコイル５４の端部には戻しコイル電極６４がある。進みコイル５２は、平板状の上面パターン６６を平行に並べ、一方の端部を側面パターン７０－１で下方に延し、隣接する上面パターン６６の他方の端部は、側面パターン７０－２で底面パターン６８に接続されている。底面パターン６８は、側面パターン７０－１と側面パターン７０－２を接続している。図１７（Ａ）に示した矩形ロゴスキーコイル６０は、進みコイル５２が中心部を矩形状に囲んだ形状となっているが、中心部を円形に囲んだ形状、又は、多角形に囲んだ形状でもよい。

図１８は、進みコイル５２の１つの巻回ユニットを説明する図である。図１８（Ａ）は、平行に配置された２つの上面パターン６６－１と上面パターン６６－２を示す図である。図１８（Ｂ）は、側面パターン７０－１と側面パターン７０－２を示す図である。側面パターン７０－１は、上面パターン６６－１の一方の端部と接続される位置にあり、側面パターン７０－２は、上面パターン６６－１に隣接する上面パターン６６－２の他方の端部と接続される位置にある。側面パターン７０－１と側面パターン７０－２は、複数の層を積層した構造であってもよい。図１８（Ｃ）は、底面パターン６８を示す図である。底面パターン６８は、側面パターン７０－１と側面パターン７０－２を接続している。

図１８（Ｄ）は、図１８（Ａ）～（Ｃ）の各パターンを積層して巻回ユニットを構成した図である。巻回ユニットは、上面パターン６６－１、側面パターン７０－１、底面パターン６８、側面パターン７０－２、及び、上面パターン６６－２により導通ループを形成し、矩形状のコイルとなっている。この巻回ユニットを複数並べて矩形ロゴスキーコイル６０の進みコイル５２を構成している。

ロゴスキーコイルは、導体を流れる電流を検出するため、中心部に導体を貫通させる中空の領域が備えられているのが基本的な構造である。このため、例えばリード線を貫通させる構造とする必要があり、パワーモジュールやスイッチング電源に搭載するには難しかった。これに対して、パワーモジュールやスイッチング電源に搭載し易くするために、中心部に導体を設けた構造を以下に説明する。

図１９は、中心部に導体５６を設けたロゴスキーコイル型電流検出素子７４を説明する図である。図１９（Ａ）はロゴスキーコイル型電流検出素子７４の平面図、図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）のＸ－Ｙ断面図である。ロゴスキーコイルは図１７に示した矩形ロゴスキーコイル６０を使用している。ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、多層配線のプリント板技術を用いて作製することができる。

導体５６に電流を流すと、導体５６の周囲に磁界が発生して矩形ロゴスキーコイル５０に誘起電圧が発生する。この誘起電圧を、進みコイル電極６２と戻しコイル電極６４から取り出し、積分器５８への入力とする。

ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、中心部に導体５６を備えているので、リード線等を貫通させることなく、パワーモジュール等に容易に搭載できる。
＜実施例１＞

図２０は、ＲＣＣ方式のフライバックコンバータによる本発明の電源回路の実施例１である。低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４が並列に接続された、フライバックコンバータである。第１フライバックコンバータ２２は、最低スイッチング周波数を小さい値にして低周波側での周波数領域を広げるために、第１トランスＴＳ１のインダクタンスを大きな値に設定している。スイッチング素子ＳＷ１には、ＭＯＳＦＥＴを使用している。第１ダイオードＤ１もＭＯＳダイオードである。

高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、使用可能な最高スイッチング周波数を高くするために高周波数に対応した素子を使用する。スイッチング素子ＳＷ２には、ＧａＮ－ＨＥＭＴを使用し、第２ダイオードＤ２には、ＧａＮダイオードを使用している。ＧａＮからなる素子は、ＭＨｚオーダーのスイッチングが可能である。

電流検出には、ロゴスキーコイル型電流検出素子７４を使用した。図１９に示したロゴスキーコイル型電流検出素子７４を、一次側回路のアース線に直列接続した。ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、中心部に導体５６が埋め込まれており、アース線の一部としている。ロゴスキーコイル型電流検出素子７４の導体５６の下部をアースパターンにハンダ付けし、上部はワイヤボンディングでアースパターンに接続した。このように、ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、従来の製造技術で容易に電源回路に搭載できる。積分器４０は、切替制御部１８に設けている。

入力電圧Ｖ_ｉｎは、入力コンデンサ１２によりノイズが除去され、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４に入力される。第１トランスＴＳ１及び第２トランスＴＳ２の一次側と二次側は、逆極性である。第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の出力はコンデンサ１４で平滑化され、負荷１６に電力を供給する。負荷１６に供給される電力は、負荷の状態によって高負荷から低負荷まで変動する。これにともない、電流値も変動しスイッチング周波数も低周波数から高周波数まで変動する。

切替制御部１８により、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４を切り替えて使用する。切り替えは、ノイズの影響を抑えるために、ヒステリシスを持たせて、遅延させてもよい。これにより、電流検出による損失が無く、負荷に応じて効率のよい電力変換が可能なフライバックコンバータを実現することができる。
＜実施例２＞

図２１は、ＰＷＭ方式のフライバックコンバータによる本発明の電源回路の実施例２である。実施例１と同じく、低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４が並列に接続された、フライバックコンバータである。

ＰＷＭ信号を電流モードで制御するため電流検出は、一次側回路のアース線に直列接続しロゴスキーコイル型電流検出素子７４で行う。これにより、第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４の一次側電流が、合算電流として検出できる。

第１フライバックコンバータ２２は、最大パルス幅を広くして低周波側での周波数領域を広げるために、第１トランスＴＳ１のインダクタンスを大きな値に設定している。スイッチング素子ＳＷ１には、ＭＯＳＦＥＴを使用している。第１ダイオードＤ１もＭＯＳダイオードである。高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、使用可能な最小パルス幅を小さくするために高周波数に対応した素子を使用する。スイッチング素子ＳＷ２には、ＧａＮ－ＨＥＭＴを使用し、第２ダイオードＤ２には、ＧａＮダイオードを使用している。ＧａＮからなる素子は、ＭＨｚオーダーのスイッチングが可能である。

電流検出には、ロゴスキーコイル型電流検出素子７４を使用した。図１９に示したロゴスキーコイル型電流検出素子７４を、一次側回路のアース線に直列接続した。ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、中心部に導体５６が埋め込まれており、アース線の一部としている。ロゴスキーコイル型電流検出素子７４の導体５６の下部をアースパターンにハンダ付けし、上部はワイヤボンディングでアースパターンに接続した。このように、ロゴスキーコイル型電流検出素子７４は、従来の製造技術で容易に電源回路に搭載できる。積分器４０は、切替制御部１８に設けている。

入力電圧Ｖ_ｉｎは、入力コンデンサ１２によりノイズが除去され、第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４に入力される。第１トランスＴＳ１及び第２トランスＴＳ２の一次側と二次側は、逆極性である。第１フライバックコンバータ２２と第２フライバックコンバータ２４の出力はコンデンサ１４で平滑化され、負荷１６に電力を供給する。負荷１６に供給される電力は、負荷の状態によって高負荷から低負荷まで変動する。これにともない、電流値も変動し、ＰＷＭ制御によるパルス幅も変動する。

低周波領域に対応した第１フライバックコンバータ２２と高周波領域に対応した第２フライバックコンバータ２４は、切替制御部１８により切り替えて使用される。切り替えは、ノイズの影響を抑えるために、ヒステリシスを持たせて、遅延させてもよい。これにより、電流検出による損失が無く、負荷に応じて効率のよい電力変換が可能なフライバックコンバータを実現することができる。

本発明のフライバックコンバータに保護回路を含めた制御部を備えたスイッチング電源モジュールは、小型で高性能なスイッチング電源モジュールとして提供される。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

Ｖ_ｉｎ 入力電圧
Ｖ_ｏｕｔ 出力電圧
ＴＳ１ 第１トランス
ＴＳ２ 第２トランス
Ｎ１１、Ｎ２１ 一次巻線
Ｎ１２、Ｎ２２ 二次巻線
ＳＷ１ 第１スイッチング素子
ＳＷ２ 第２スイッチング素子
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｌ_１１、Ｌ_２１ 一次側インダクタンス
Ｌ_１２、Ｌ_２２ 二次側インダクタンス
Ｉ_１、Ｉ_１１，Ｉ_２１ 一次側電流
Ｉ_２、Ｉ_１２，Ｉ_２２ 二次側電流
Ｖ_ｇ１、Ｖ_ｇ２ ゲート電圧
ｆ_ｓ、ｆ_ｓ１、ｆ_ｓ２ スイッチング周波数
ｆ_１ｍｉｎ、ｆ_２ｍｉｎ 最低スイッチング周波数
ｆ_１ｍａｘ、ｆ_２ｍａｘ 最高スイッチング周波数
Ｖ_ＳＷ１ スイッチング素子電圧
Ｗ エネルギ
Ｐ 負荷
Ｉ_ｓｗ 切替一次側電流
ｆ_１ｓｗ、ｆ_２ｓｗ 切替スイッチング周波数
Ｉ_１ｍｉｎ、Ｉ_２ｍｉｎ 最小一次側電流
Ｉ 電流
Ｖ_ｒｅｆ 基準電圧
Ｖ_{ｅｒｏｕｔ} 誤差増幅器出力
Ｔ_ｓｗ１ スイッチング周期
Ｖ_{ＥＲＯＵＴ} 誤差出力
Ｔ_ｐ、Ｔ_ｐ１、Ｔ_ｐ２ パルス幅
Ｔ_{ｐ１ｍｉｎ}、Ｔ_{ｐ２ｍｉｎ} 最小パルス幅
Ｔ_{ｐ１ｍａｘ}、Ｔ_{ｐ２ｍａｘ} 最大パルス幅
Ｔ_ｐ１ｓｗ、Ｔ_ｐ２ｓｗ 切替パルス幅
Ｖ_ＲＣ ロゴスキーコイル誘起電圧
Ｉ_Ｒ ロゴスキーコイル電流
１０，１０－２ 電源回路
１０－１ ＰＷＭ電源回路
１２ 入力コンデンサ
１４ 平滑コンデンサ
１６ 負荷
１８－１，１８－２ 切替制御部
２０ 電流監視部
２２ 第１フライバックコンバータ
２４ 第２フライバックコンバータ
２６ 周波数監視部
３０ 入力電圧監視部
３２ 出力電圧監視部
３４ ＰＷＭ制御部
３６ 誤差増幅器
３８ ＰＷＭ発生器
５０ ロゴスキーコイル
５２ 進みコイル
５４ 戻しコイル
５６ 導体
５８ 積分器
６０ 矩形ロゴスキーコイル
６２ 進みコイル電極
６４ 戻しコイル電極
６６、６６－１、６６－２ 上面パターン
６８ 底面パターン
７０－１、７０－２ 側面パターン
７４ ロゴスキーコイル型電流検出素子
８０ 実施例１
８２ 実施例２

Claims (17)

1. 入力電圧と、
   一次側コイルと二次側コイルを備えたトランスとスイッチング素子とダイオードを備えた複数のコンバータと、
   前記コンバータを流れる電流の検出を行う電流監視部と、
   切替制御部と、
   を備え、
   複数の前記コンバータは並列に接続され、
   前記切替制御部は、前記コンバータの負荷又は入力電圧に応じて変化するスイッチング周波数のスイッチング周波数領域に応じて複数の前記コンバータのいずれかの前記コンバータを駆動すること、
   を特徴とする電源回路。
2. 前記コンバータは、フライバックコンバータであること、
   を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 前記フライバックコンバータは、前記スイッチング周波数を制御するＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式、又は、疑似共振ＲＣＣ方式であること、
   を特徴とする請求項２に記載の電源回路。
4. 前記フライバックコンバータは、パルス幅を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式であること、
   を特徴とする請求項２に記載の電源回路。
5. 複数の前記コンバータは、それぞれが使用可能な前記スイッチング周波数領域が異なること、
   を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
6. 複数の前記コンバータは、それぞれが使用可能なパルス幅領域が異なること、
   を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
7. 複数の前記コンバータとして、少なくとも前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータと、前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータを備えていること、
   を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
8. 前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータの最低スイッチング周波数は、前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータの最高スイッチング周波数よりも低いこと、
   を特徴とする請求項７に記載の電源回路。
9. 複数の前記コンバータとして、少なくともパルス幅の広い前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータと、パルス幅の狭い前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータを備えていること、
   を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
10. 前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータの最大パルス幅は、前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータの最小パルス幅よりも大きいこと、
    を特徴とする請求項９に記載の電源回路。
11. 前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータと前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータを切り替える一次側電流は、前記スイッチング周波数の高周波領域に対応した前記コンバータと前記スイッチング周波数の低周波領域に対応した前記コンバータの前記一次側電流が共通する共通一次側電流領域であること、
    を特徴とする請求項９に記載の電源回路。
12. 前記電流監視部に電流検出抵抗を設け、電流の検出を行うこと、
    を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
13. 前記電流監視部にロゴスキーコイルを設け、電流の検出を行うこと、
    を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
14. 前記ロゴスキーコイルは、進みコイルと戻しコイルとから構成され、
    前記戻しコイルは、１又は複数の、直線状コイルとして、又は、巻回されたコイルとして前記進みコイルの内部に設けられていること、
    を特徴とする請求項１３に記載の電源回路。
15. 前記ロゴスキーコイルは、中心部に導体を備えていること、
    を特徴とする請求項１３に記載の電源回路。
16. 前記スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子と、ＧａＮ－ＨＥＭＴから成るスイッチング素子を備えたこと、
    を特徴とする請求項１に記載の電源回路。
17. 請求項１に記載の電源回路を備えたこと、
    を特徴とするスイッチング電源モジュール。

Images