JP7110411B2 - 自動車のための、電気システム - Google Patents

Description

本発明は、特に自動車のための、電気システムに関する。

本発明は、特に、統合電子システムを備えた電気機械を回転させることに関係する。具体的には、特に自動車において、高電圧、例えば、４８ボルトの、電子デバイス、と呼ばれるものはますます増えている。このタイプの高電圧デバイスは、一般には、低電圧、典型的には１２ボルト、を供給される１つ以上のセンサに接続される。

したがって、自動車内の電子デバイスにおいてはますます、典型的には車両から１２ボルトの電圧を供給される回路に接続される低電圧部分と、典型的には４８ボルト以上の電圧を供給される回路に接続される高電圧部分とが共存している。

この場合、“ＬＶ１４８”規格と呼ばれるものは、低電圧回路、典型的には１２Ｖ、および高電圧回路、典型的には４８Ｖの２つの接地の間の１μＡ未満の漏洩電流では７０ボルトの電圧を維持することを規定する。

この要件に準拠するために、アナログおよびデジタル信号のためのガルバニック絶縁を使用することが知られている。

しかしながら、このタイプの絶縁は、比較的高価である。

したがって、本発明は、この問題を是正するための電気システムを提供することを提案する。

この目的のため、本発明の１つの主題は、特に自動車のための、電気システムであって、
第１の供給端子における、第１の接地を有し、第１の電圧を供給される、第１の電気回路と、
第２の供給端子における、第１の接地とは別の第２の接地を有し、第１の電圧とは異なる第２の電圧を供給される、第２の電気回路と、
第１の電気回路の第１の電位点を第２の電気回路の第２の電位点に接続する容量素子と、を含む、電気システムである。

言い換えると、容量素子は、電位、即ち電圧、が異なる２つの地点の間に設置される。

有利には、そのような電気システムは、一般的に使用されるガルバニック絶縁を省くこと、それを容量性絶縁と置き換えること、またこうして、電気システム内の温度測定の文脈において特に、生産費を低減することを可能にする。

本発明による電気システムはまた、以下の特徴のうちの１つ以上を、個々に考慮して、または任意の技術的に実現可能な組み合わせで、含み得る：
第１の回路と第２の回路との間で測定される漏洩電流が、第１の回路１２の第１の供給端子に接続される第１の接地と第２の回路１４の第２の供給端子に接続される第２の接地との間に７０Ｖに実質的に等しい、もしくは等しい電圧を印加するとき、１μＡ未満である、および／または、
第２の電圧が、第１の電圧より大きいか、それに等しい、および／または
第１の電圧が、３Ｖ～４０Ｖであり、第２の電圧が、２０Ｖ～７０Ｖである、および／または
容量素子が、１～４．７μＦの容量を有する、および／または
電気システムが、温度の関数として変化する抵抗を有する可変抵抗器をさらに含み、上記可変抵抗器が、容量素子と第２の接地との間に設置される、および／または
電気システムが、温度測定デバイスをさらに含み、温度測定デバイスが、電圧発生器、取得デバイス、演算器、ならびに、電圧発生器の端子に接続される第１の電気端子および第１の電気回路の第１の電位点に接続される第２の電気端子を有する第１の抵抗器を含み、
電圧発生器が、第１の抵抗器の第１の端子において周期信号を発するように構成される、
取得デバイスが、入力端子に存在する電位を周期的にサンプリングするように構成され、上記入力端子が、第１の電気回路の第１の電位点に接続される、
演算器が、取得デバイスによって取得されるサンプルから温度を推定するように構成される、
および／または
第１の抵抗器の第１の端子において発せられる周期信号が、周期電圧である、および／または
取得デバイスの入力端子に存在する電位が電圧である、および／または
電気システムにおいて、電気システムが動作しているとき、第１の電気回路の第１の接地が、第２の電気回路の第２の接地に、好ましくは、電気ケーブルによってのみ、電気的に接続される、および／または
電圧発生器が、方形波信号を発するように構成される、および／または
電圧発生器が、４０％以上および６０％以下のデューティサイクルを有する信号を発するように構成される、および／または
温度測定デバイスが、第１の電気回路の第１の電位点に存在する電位を、それが取得デバイスによってサンプリングされる前に、フィルタリングするように配置および構成されるフィルタリングデバイスをさらに含み、上記フィルタリングデバイスが、
第１の電気回路の第１の電位点と取得デバイスの入力端子との間に接続される第２の抵抗器と、
直列で接続される第１のフィルタリングコンデンサおよび第１のスイッチであって、第１のフィルタリングコンデンサおよび第１のスイッチの直列接続が、取得デバイスの入力端子と第１の接地との間に並列で設置される、第１のフィルタリングコンデンサおよび第１のスイッチと、
直列で接続される第２のフィルタリングコンデンサおよび第２のスイッチであって、第２のフィルタリングコンデンサおよび第２のスイッチの直列接続が、取得デバイスの入力端子と第１の接地との間に並列で設置される、第２のフィルタリングコンデンサおよび第２のスイッチと、を含み、
第１および第２のスイッチの開状態または閉状態が、電圧発生器によって発せられる方形波信号によって制御され、第１のスイッチは、第２のスイッチが閉であるときに開である、その逆も然りである。

本発明の他の特徴および利点は、以下の図面を伴って、非限定的な例として提供され、また例証される実施形態の詳細な説明を読むことにより明らかになるものとする。

本発明に従う第１の実施形態の回路図である。 図１の電気システムの動作を例証するタイミング図である。 本発明に従う第２の実施形態の回路図である。 第１の接地と第２の接地との間のノイズの存在を例証し、また図１の電気システムの動作に対するこのノイズの影響を例証するタイミング図である。 図３の電気システムのフィルタリングデバイスの動作を例証するタイミング図である。

図において、同様の要素は、同一の参照番号によって表される。さらに、様々な要素は、本発明を理解し易くする視点を提示するために、必ずしも縮尺通りに示されない。

図１および図２は、特に自動車のための、本発明による電気システムの第１の実施形態を例証する。

電気システム１０は、第１の接地ＧＮＤ１を有し、第１の供給端子Ｂ１に第１の電圧Ｖ１を供給される、第１の電気回路１２を含む。

電気システム１０は、第２の接地ＧＮＤ２を有し、第２の供給端子Ｂ２に第２の電圧Ｖ２を供給される、第２の電気回路１４をさらに含む。

第１の回路１２の第１の接地ＧＮＤ１は、第２の回路１４の第２の接地ＧＮＤ２とは別である。

さらには、第２の電圧は、第１の電圧とは異なる。例えば、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１より大きいか、それに等しい。

好ましくは、第１の電圧Ｖ１は、３Ｖ～４０Ｖであり、第２の電圧Ｖ２は、２０Ｖ～７０Ｖである。図に例証される例では、第１の電圧Ｖ１は、１２Ｖのオーダーであり、第２の電圧Ｖ２は、４８Ｖのオーダーである。

本発明によると、電気システムは、有利には、第１の電気回路１２の、Ａで表される第１の電位点を、第２の電気回路１４の、Ｂで表される第２の電位点に接続する容量素子２０を含む。

容量素子２０は、好ましくは、１～４．７μＦ、および好ましくは１～２．２μＦの容量を有する。容量素子２０のこの特有の寸法は、第１の回路１２の第１の接地と第２の回路１４の第２の接地との間で測定される漏洩電流が、第１の回路１２の第１の端子に接続される第１の接地と第２の回路１４の第２の端子に接続される第２の接地との間に７０Ｖに実質的に等しい電圧を印加するとき、１μＡ未満であることを可能にする。したがって、電気システム１０は、ＬＶ１４８規格からのＥ４８－２０テストに準拠する。

そのような電気システムの漏洩電流はさらに、７０Ｖに実質的に等しい電圧が、第１の回路１２の第１の端子に接続される第１の接地と第２の回路１４の第２の端子に接続される第２の接地との間に印加された後に、漏洩電流が第１の電気回路１２と第２の電気回路１４との間で測定される、測定方法を通じて容易に測定され得る。電気システムはさらに、有利には、可変抵抗器３０を含み、可変抵抗器３０の抵抗は、温度の関数として変化する。この可変抵抗器３０は、その端子のうちの一方により、第２の電気回路１４の第２の電位点に、その端子のうちの他方により、第２の回路１４の第２の接地ＧＮＤ２に電気的に接続される。言い換えると、可変抵抗器３０は、容量素子２０と第２の回路１４の第２の接地ＧＮＤ２との間に接続される。

ここに説明される例では、可変抵抗器３０は、温度が上昇すると抵抗Ｒ３０が減少し、その逆も然りである、ＮＴＣ（負温度係数）サーミスタである。

変異形として、可変抵抗器３０は、温度が上昇すると抵抗が増加し、その逆も然りである、ＰＴＣ（正温度係数）サーミスタであってもよい。

有利には、本発明による電気システム１０は、温度測定デバイス４０をさらに含む。温度測定デバイス４０は、電圧発生器４２、取得デバイス４４、および値Ｒ４６を有する抵抗器４６を含む。抵抗器４６は、電圧発生器４２の端子に接続される第１の電気端子Ｃ、および第１の電気回路１２の第１の電位点Ａに接続される第２の電気端子Ｄを有する。

電圧発生器４２は、好ましくは、抵抗器４６の第１の端子Ｃにおいて周期信号を発するように構成される。

ここに説明される例では、抵抗器４６の第１の端子Ｃにおいて発せられる周期信号は、周期電圧である。

電圧発生器４２は、好ましくは、図２に例証されるように、期間Ｔ０を有する方形波信号を発するように構成され、こうして、処理されるべき信号の形状を簡素化することを可能にする。

取得デバイス４４は、好ましくは、第１の電気回路１２の第１の電位点Ａに接続される抵抗器４６の第２の端子Ｄにおいてアナログ信号をサンプリングするように構成される。例えば、第２の端子Ｄにおけるアナログ信号は、この地点Ｄに存在する、電位、即ち電圧、に対応する。

取得デバイス４４は、好ましくは、電圧発生器４２によって発せられる信号が周期的であるとき、この発せられた信号の期間Ｔ０の半分に等しいサンプリング周波数Ｔ１で、抵抗器４６の第２の端子Ｄにおいてアナログ信号をサンプリングするように構成される。

電圧発生器４２は、好ましくは、マイクロコントローラμＣの汎用入力／出力ＧＰＩＯポートおよびバッファステージ増幅器４８を直列で設置することによって形成され、ＧＰＩＯポートは、バッファステージ増幅器４８によって増幅されるバイナリデジタル信号が発せられる出力ポートとして構成される。言い換えると、バッファステージ増幅器４８の出力に存在する電圧は、期間Ｔ０を有する方形波周期信号内で展開する。バッファステージ増幅器４８はさらに、マイクロコントローラμＣのＧＰＩＯポートによって発せられる信号の周波数との干渉からの第１の電気端子Ｃにおけるいかなる負荷変動も回避することを可能にする。

取得デバイス４４は、好ましくは、アナログ・デジタル変換器によって形成される。ここに説明される例では、アナログ・デジタル変換器は、マイクロプロセッサμＣに統合され、Ａ／ＤまたはＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）入力と呼ばれるものを介してアクセス可能である。

図に説明される例では、また限定することなく、ＧＰＩＯポートによって発せられるデジタルバイナリ信号は、高レベルでは３．３Ｖの振幅、および低レベルでは０Ｖの振幅を有する一方、バッファステージ増幅器４８の出力における方形波周期信号は、０～５Ｖの間で変化する振幅を有する。

電気システム１０が動作しているとき、第１の電気回路１２の第１の接地は、第２の電気回路１４の第２の接地に、好ましくは、電気ケーブルによってのみ、電気的に接続される。

電圧発生器４２が抵抗器４６の第１の端子Ｃにおいて周期信号を発するときの第１の接地と第２の接地との間の接続インピーダンスＺは、好ましくは、可変抵抗器３０のインピーダンスＲ３０および抵抗器４６のインピーダンスＲ４６に対して、取るに足りないものである。

したがって、電気システム１０が動作しているとき、本発明は、変圧器を使用することと比較して、可変抵抗器３０と取得デバイス４４との間に電気接続を形成するために１つのみのワイヤを使用するという利点を有し、接地ループが、第１の電気回路１２の第１の接地と第２の電気回路１４の第２の接地との間の上述の接続によって形成される。

有利には、電圧発生器４２は、４０％以上および６０％以下の、好ましくは、５０％に実質的に等しいデューティサイクルを有する信号を発するように構成される。温度測定値は、したがって、図２に関しては取得デバイス４４によって取得される、アナログ信号の高い状態と低い状態との間の測定値、即ち、地点Ｄに存在する電位または電圧、から割り出され得る。

好ましくは、容量素子２０、可変抵抗器３０、および抵抗器４６によって形成されるＲＣ回路は、電圧発生器４２によって発せられる、即ち、説明される例においてはバッファステージ増幅器４８の出力において発せられる、方形波信号の半期よりもはるかに大きい時定数（コンデンサ２０の値と抵抗器３０および４６の合計との積）を有する。

これらの条件下で、ＲＣ回路は、ＲＣ積分回路として挙動する。定常状態では、容量素子２０は、その端子にわって、電圧発生器４２によって発せられる信号の平均値Ｖ_ａｖに等しい定電圧を有する。

例として、図２は、温度測定デバイス４０が、図１に説明されるようなものであり、電圧発生器４２が、ＲＣ回路を形成する素子の以下の値の場合に期間Ｔ_０＝０．２ｍｓを有する方形波周期信号を発するときを考慮した信号の形状を示す。
温度２５℃の場合、Ｒ_３０＝１０ｋΩ
Ｒ_４６＝１０ｋΩ、および
Ｃ_２０＝１μＦ

図２に例証される例では、電圧発生器４２の出力における方形波周期信号は、０～５Ｖの間で変化する振幅を有する。

図２はまた、第１の電気回路１２の第１の電位点に存在する対応する電圧を示す。

ＲＣ回路の時定数タウは、０．０２ｓであり、このＲＣ回路を励起する信号の０．２ｍｓの期間Ｔ_０よりもはるかに大きい。さらには、地点Ｃに存在する電圧の平均値は、Ｖ_ａｖ＝２．５Ｖである。

定常状態では、抵抗器３０および４６は、分圧器ブリッジである。

さらに、図２に説明される例では、取得デバイス４４は、電圧発生器４２によって発せられる信号の期間Ｔ_０の半分に等しいサンプリング期間Ｔ_１で地点Ａにおいてアナログ信号をサンプリングするように構成される。サンプリングデバイス４４は、したがって、値Ｖ_ｍａｘおよびＶ_ｍｉｎをそれぞれ有するサンプルＥ_ｍａｘおよびＥ_ｍｉｎを取得する。

さらには、電位差Ｖ_ｍａｘ－Ｖ_ｍｉｎは、可変抵抗器３０の値Ｒ３０に依存し、この値自体は、可変抵抗器３０の周囲の温度に依存する。

したがって、電位差Ｖ_ｍａｘ－Ｖ_ｍｉｎは、可変抵抗器３０の周囲の温度に依存し、この関係は、２つの列を含む対応表において説明することができる。第１の列は、Ｖ_ｍａｘ－Ｖ_ｍｉｎの可能性のある値を列挙し、第２の列は、第１の列に列挙されるＶ_ｍａｘ－Ｖ_ｍｉｎの値に対応する、可変抵抗器３０の周囲の温度を列挙する。

したがって、この例では、温度測定デバイス４０のマイクロコントローラμＣは、その入力Ａ／Ｄにおいて、サンプルＥ_ｍａｘおよびＥ_ｍｉｎを連続して受信し、それらの差を計算し、対応表を使用することによって抵抗器３０の周囲の温度を計算する。

上に説明される例では、マイクロコントローラμＣは、差Ｅ_ｍａｘ－Ｅ_ｍｉｎを使用して、抵抗器３０の周囲の温度を決定する。変異形として、マイクロコントローラμＣは、サンプルＥ_ｍａｘのみ、またはサンプルＥ_ｍｉｎのみを使用して、抵抗器３０の周囲の温度を決定し得る。

図３に例証される第２の実施形態によると、電気システム１０は、地点Ａに存在するアナログ信号を、それが取得デバイス４４によってサンプリングされる前に、フィルタリングするように配置および構成されるフィルタリングデバイス５０をさらに含む。

ここに説明される例では、地点Ａに存在するアナログ信号は、第１の接地ＧＮＤ１に対する、電位、即ち電圧である。

取得デバイス４４のサンプリング時間は、一般的には、数マイクロ秒のオーダーであるため、方形波パターンにおける測定の時間は、高周波ノイズの存在下では測定の精度に大きな影響を及ぼす。このノイズは、例えば、電気システムの電力スイッチング動作によって発生し得る。

図４ａに例証されるように、このノイズは、第１の接地ＧＮＤ１と第２の接地ＧＮＤ２との間に存在する変動電圧ＶＦとして表現され、また第１の接地ＧＮＤ１と第２の接地ＧＮＤ２との間に存在する電圧源ＳＢとしてモデル化され得る。このノイズは、時には同時の周期的な発生を伴って、高振幅ピークを方形波信号に追加する（図４ｂを参照）。ノイズは平均してゼロであるが、スイッチングノイズの時間パターンが、サンプルＥｍａｘおよび／またはＥｍｉｎの取得の時間と同期される場合、温度測定デバイス４０は、バイアスを伴って抵抗器３０の周辺の温度を決定する。

さらに、ノイズの時間パターンは、対称的ではないため、サンプルＥｍａｘおよびＥｍｉｎにもたらされるバイアスは同一ではない。

ノイズのこれらの特徴は、サンプルＥｍａｘおよびＥｍｉｎの単純な連続フィルタリングを通じてノイズのゼロ平均値を獲得することが困難であることを意味する。

図３に示されるフィルタリングデバイス５０は、
第１の電気回路１２の第１の電位点Ａと取得デバイス４４の入力端子Ａ／Ｄとの間に接続される抵抗器Ｒ２と、
直列で接続される第１のフィルタリングコンデンサＣ２１および第１のスイッチＩ１であって、第１のフィルタリングコンデンサＣ２１および第１のスイッチＩ１の直列接続が、取得デバイス４４の、Ａ／Ｄと呼ばれる入力端子と第１の接地ＧＮＤ１との間に並列で設置される、第１のフィルタリングコンデンサＣ２１および第１のスイッチＩ１と、
直列で接続される第２のフィルタリングコンデンサＣ２２および第２のスイッチＩ２であって、第２のフィルタリングコンデンサＣ２２および第２のスイッチＩ２の直列接続が、取得デバイス４４の、Ａ／Ｄと呼ばれる入力端子と第１の接地ＧＮＤ１との間に並列で設置される、第２のフィルタリングコンデンサＣ２２および第２のスイッチＩ２とを含む。

さらに、第１および第２のスイッチの開状態または閉状態は、電圧発生器４２によって発せられる方形波信号によって制御され、第１のスイッチＩ１は、第２のスイッチＩ２が閉であるときに開であり、その逆も然りである。

電圧発生器４２によって発せられる方形波信号に対するスイッチＩ１およびＩ２の開閉のこのような同期は、スイッチＩ１およびＩ２を制御するための２つの論理ゲートによってそれぞれ達成される。

第１の論理ゲートＬＯ１は、電圧発生器によって発せられる信号を反転させる反転論理ゲートである。第２の論理ゲートＬＯ２は、入力および出力を有する論理ゲートであり、この論理ゲートＬＯ２は、その入力において利用可能な信号をその出力にコピーする。したがって、ここに説明される例では、電圧発生器４２によって発せられる方形波信号がその最大値をとるとき、第１のスイッチは開である一方、第２のスイッチは閉である。

スイッチＩ１およびＩ２は、例えば、トランジスタ、例えば、論理ゲートＬＯ１およびＬＯ２を通じて電圧発生器４２によって発せられる信号を用いて制御されるＭＯＳＦＥＴトランジスタまたはバイポーラトランジスタである。

これらの条件下で、２つのＲＣ回路は、地点Ａに存在する電位を、それが取得デバイス４４によってサンプリングされる前に、電圧発生器４２によって発せられる信号に応じて、交互にフィルタリングする、２つのＲＣ積分回路と呼ばれるものとして挙動する。

したがって、定常状態では、コンデンサＣ２１は、電圧Ｖｍｉｎまで荷電する一方、コンデンサＣ２２は、電圧Ｖｍａｘまで荷電する。

言い換えると、マイクロコントローラμＣのＧＰＩＯ出力ポートにおいて発せられるバイナリデジタルバイナリ信号が高い値をとるとき、スイッチＩ２は閉である一方、スイッチＩ１は開であり、取得デバイス４４は、コンデンサＣ２２の端子にわたって存在する電位をサンプリングする。

同様に、マイクロコントローラμＣのＧＰＩＯ出力ポートにおいて発せられるバイナリデジタルバイナリ信号が低い値をとるとき、スイッチＩ２は開である一方、スイッチＩ１は閉であり、取得デバイス４４は、コンデンサＣ２１の端子にわたって存在する電位をサンプリングする。

例として、以下の値が、図３に示されるフィルタリングデバイス５０を形成するために使用され得る。
Ｃ２１＝Ｃ２２＝１μＦ、および
Ｒ２＝１０ｋΩ

容量素子Ｃ２１および抵抗器Ｒ２によって形成されるＲＣ回路は、１０ｍｓ以上の時定数（コンデンサ２１の値と抵抗器Ｒ２の値との積）、および１００Ｈｚ以下の遮断周波数を有する。

フィルタリング素子Ｃ２２および抵抗器Ｒ２によって形成されるＲＣ回路は、さらには、フィルタリング素子Ｃ２１および抵抗器Ｒ２によって形成されるＲＣ回路と同じ時定数および遮断周波数を有する。

フィルタリングデバイス５０は、したがって、ノイズの満足のいく積分を獲得するために、臨界フィルタリング周波数よりはるかに低い遮断周波数、および非常に高い時定数を有するように構成され、臨界フィルタリング周波数は１０ｋＨｚである。

したがって、非常に高いノイズ減衰レベルを有すると同時に、取得デバイス４４によって取得される信号の高い状態および低い状態に対応する非常に低い周波数において、フィルタリングされた値を獲得することが可能である。

図５は、ノイズフィルタリングデバイス５０を使用する利点を例証する。

曲線ＣＯ１は、第１の電気回路１２の第１の電位点に存在する電圧を例証する。この曲線は、第１の接地ＧＮＤ１と第２の接地ＧＮＤ２との間に存在するノイズに起因して、極めて高ノイズである。

曲線ＣＯ２は、取得デバイス４４から見た電圧を例証する。

これら２つの曲線は、第１の接地ＧＮＤ１と第２の接地ＧＮＤ２との間に存在するノイズに直面したフィルタリングデバイスの拒絶反応が、低周波数フィルタリングであることを例証し、各部分ＶｍａｘおよびＶｍｉｎが独立してフィルタリングされる。

有利には、サンプルＥｍａｘおよび／またはＥｍｉｎは、電圧発生器４２によって発せられる信号の高い状態および低い状態にそれぞれ対応する連続した半期Ｔ０／２における任意の時間に取得され得る。

本発明は、上に説明される実施形態に限定されない。具体的には、それらに対して修正がなされ得ることは当業者にとっては明らかである。

さらには、使用される用語は、上に説明される実施形態の要素に限定されるものと理解されるべきではなく、逆に、当業者が自らの一般的知識から推測し得るすべての等価の要素を網羅すると理解されるべきである。

Claims (9)

1. 自動車のための、電気システム（１０）であって、
   第１の接地（ＧＮＤ１）を有し、第１の供給端子（Ｂ１）に第１の電圧（Ｖ１）を供給される、第１の電気回路（１２）と、
   前記第１の接地（ＧＮＤ１）とは別の第２の接地（ＧＮＤ２）を有し、第２の供給端子（Ｂ２）に前記第１の電圧（Ｖ１）とは異なる第２の電圧（Ｖ２）を供給される、第２の電気回路（１４）と、
   前記第１の電気回路（１２）の第１の電位点（Ａ）を前記第２の電気回路（１４）の第２の電位点（Ｂ）に接続する容量素子（２０）と、を含む、電気システム（１０）。
2. 前記第２の電圧（Ｖ２）が、前記第１の電圧（Ｖ１）よりも大きいか、またはそれに等しい、請求項１に記載の電気システム。
3. 前記容量素子（２０）が、１～４．７μＦの容量を有する、請求項１または２に記載の電気システム。
4. 温度の関数として変化する抵抗を有する可変抵抗器（３０）をさらに含み、前記可変抵抗器（３０）が、前記容量素子（２０）と前記第２の接地（ＧＮＤ２）との間に設置される、請求項１～３のいずれか一項に記載の電気システム。
5. 温度測定デバイス（４０）をさらに含み、前記温度測定デバイス（４０）が、電圧発生器（４２）、取得デバイス（４４）、演算器（μＣ）、ならびに、前記電圧発生器（４２）の端子に接続される第１の電気端子（Ｃ）および前記第１の電気回路（１２）の前記第１の電位点（Ａ）に接続される第２の電気端子（Ｄ）を有する第１の抵抗器（４６）を含み、
   前記電圧発生器（４２）が、前記第１の抵抗器（４６）の前記第１の端子（Ｃ）において周期信号を発するように構成され、
   前記取得デバイス（４４）が、入力端子（Ａ／Ｄ）に存在する電位を周期的にサンプリングするように構成され、前記入力端子が、前記第１の電気回路（１２）の前記第１の電位点（Ａ）に接続され、
   前記演算器（μＣ）が、前記取得デバイス（４４）によって取得されるサンプルから前記温度を測定するように構成される、請求項４に記載の電気システム。
6. 前記電気システム（１０）が動作しているとき、前記第１の電気回路（１２）の前記第１の接地（ＧＮＤ１）が、前記第２の電気回路（１４）の前記第２の接地（ＧＮＤ２）に、電気的に接続される、請求項５に記載の電気システム。
7. 前記電圧発生器（４２）が、方形波信号を発するように構成される、請求項５または６に記載の電気システム
8. 前記電圧発生器（４２）が、４０％以上および６０％以下のデューティサイクルを有する信号を発するように構成される、請求項５～７のいずれか一項に記載の電気システム。
9. 前記温度測定デバイス（４０）が、前記第１の電気回路（１２）の前記第１の電位点（Ａ）に存在する電位を、それが前記取得デバイス（４４）によってサンプリングされる前に、フィルタリングするように配置および構成されるフィルタリングデバイス（５０）をさらに含み、前記フィルタリングデバイスが、
   前記第１の電気回路（１２）の前記第１の電位点（Ａ）と前記取得デバイス（４４）の前記入力端子（Ａ／Ｄ）との間に接続される第２の抵抗器（Ｒ２）と、
   直列で接続される第１のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２１）および第１のスイッチ（Ｉ１）であって、前記第１のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２１）および第１のスイッチ（Ｉ１）の直列接続が、前記取得デバイス（４４）の前記入力端子（Ａ／Ｄ）と前記第１の接地（ＧＮＤ１）との間に並列で設置される、第１のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２１）および第１のスイッチ（Ｉ１）と、
   直列で接続される第２のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２２）および第２のスイッチ（Ｉ２）であって、前記第２のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２２）および第２のスイッチ（Ｉ２）の直列接続が、前記取得デバイス（４４）の前記入力端子（Ａ／Ｄ）と前記第１の接地（ＧＮＤ１）との間に並列で設置される、第２のフィルタリングコンデンサ（Ｃ２２）および第２のスイッチ（Ｉ２）と、を含み、
   前記第１および第２のスイッチの開状態または閉状態が、前記電圧発生器（４２）によって発せられる前記方形波信号によって制御され、前記第１のスイッチは、第２のスイッチが閉であるときに開であり、その逆も然りである、請求項７と併せて請求項８に記載の、または請求項７に記載の電気システム。

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