JP7039485B2 - ハイブリッドｈｄラジオ（商標）技術のための時間整合測定 - Google Patents

Description

説明する方法及び装置は、ハイブリッドデジタルラジオシステムにおけるアナログ経路とデジタル経路との時間整合に関する。

デジタルラジオ放送技術は、モバイル受信機、ポータブル受信機及び固定受信機にデジタルオーディオサービス及びデータサービスを提供するものである。インバンドオンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）と呼ばれる１つのタイプのデジタルラジオ放送は、既存の中波（ＭＦ）及び超短波（ＶＨＦ）無線帯域で地上波送信機を使用する。ｉＢｉｑｕｉｔｙ Ｄｉｇｉｔａｌ社によって開発されたＨＤ Ｒａｄｉｏ（ＨＤラジオ）（商標）技術は、デジタルラジオの放送及び受信のためのＩＢＯＣ実装の一例である。

ＡＭ及びＦＭインバンドオンチャンネル（ＩＢＯＣ）ハイブリッド放送システムは、いずれも１つのアナログ変調キャリアと複数のデジタル変調サブキャリアとを含むコンポジット信号を利用する。番組内容（例えば、オーディオ）は、アナログ変調キャリア上及びデジタル変調サブキャリア上で冗長的に送信することができる。送信機では、ダイバーシティ遅延によってアナログオーディオが遅延する。放送局は、ハイブリッドモードを使用して、アナログＡＭ及びＦＭをさらに高品質でロバストなデジタル信号と同時に送信し続け、これらの放送局自体及びそのリスナは、現在の周波数割り当てを維持しながらラジオをアナログからデジタルに変換することができる。

受信機では、時間ダイバーシティを用いて短期信号停止（short signal outages）の影響を緩和し、素早い同調のために瞬間的なアナログオーディオ信号を提供できるように、デジタル信号がその対応するアナログ部分に対して遅延する。ハイブリッド対応デジタルラジオは、最初の同調後に、或いはデジタルオーディオの品質が適切な閾値を上回っている時には常にアナログオーディオと出力とデジタルオーディオの出力との間のスムーズな遷移を試みる「混合（ｂｌｅｎｄ）」と呼ばれる機能を含む。

デジタルオーディオ信号の不在時（例えば、最初のチャンネル同調時）には、オーディオ出力にアナログＡＭ又はＦＭバックアップオーディオ信号が供給される。デジタルオーディオ信号が利用可能になると、混合機能がアナログバックアップ信号をスムーズに減衰させ、最終的にはオーディオ番組の連続性がある程度保たれるようにアナログバックアップ信号をデジタルオーディオ信号に溶け込ませながらデジタルオーディオ信号に置き換える。デジタル信号を損なうチャンネルの停止中にも同様の混合が行われる。この場合は、オーディオ出力にデジタル破損が現れた時にオーディオが完全にアナログに混合されるように、デジタル信号を減衰させることによってアナログ信号を出力オーディオ信号に徐々に溶け込ませる。

通常、混合は、デジタルカバレッジの周縁部、及びカバレッジ輪郭内のデジタル波形が破損している他の箇所で行われる。限界信号条件において橋の下を通過する際のように短期停止が発生する時には、デジタルオーディオがアナログ信号に置き換わる。

混合が行われる時には、リスナがほとんど遷移に気付かないことを確実にするように、アナログオーディオチャンネル上のコンテンツとデジタルオーディオチャンネル上のコンテンツとが時間整合することが重要である。これらの混合点では、考えられるアナログオーディオとデジタルオーディオとの元々の品質の違い以外にリスナがほとんど何も気付かないようにすべきである。放送局がアナログオーディオ信号とデジタルオーディオ信号とを整合させなければ、デジタルオーディオとアナログオーディオとの間の遷移が耳障りな音を引き起こす可能性がある。この不整合又は「オフセット」は、放送施設におけるアナログオーディオ経路とデジタルオーディオ経路との間のオーディオ処理の違いによって生じることがある。

通常、アナログ信号及びデジタル信号は、結合されて出力される前に２つの別個の信号生成経路を用いて生成される。異なるオーディオ処理技術及び異なる信号生成方法を使用する際には、これらの２つの信号の整合が重要になる。混合は、スムーズかつ連続的なものとすべきであり、このような混合は、アナログオーディオとデジタルオーディオとが適切に整合している場合にしか起きない。

あらゆるデジタル／アナログオーディオ整合技術の有効性は、測定時間及びオフセット測定誤差という２つの重要業績評価指標を用いて定量化することができる。有効なオフセットを推定するのに必要な時間の測定は容易に行うことができるが、多くの場合、アナログオーディオ信号源とデジタルオーディオ信号源との間の実際の不整合は認識も修正もされない。この理由は、通常、オーディオ処理によって、信号源素材の構成周波数帯域内で異なる群遅延が生じるからである。この群遅延は、オーディオコンテンツの変化によって１つの帯域が別の帯域よりも顕著になると、時間と共に変化する可能性がある。実際のラジオ放送局でよく見られる事例ではあるが、送信機においてアナログ信号源に適用するオーディオ処理とデジタル信号源に適用するオーディオ処理とが同じでないと、対応する周波数帯域内のオーディオセグメントに異なる群遅延が生じる。時間と共にオーディオコンテンツが変化すると、不整合も動的になる。これにより、特定の時間整合アルゴリズムが正確な結果をもたらすかどうかの確認が困難になる。

既存の時間整合アルゴリズムは、アナログ及びデジタルオーディオサンプルベクトルから生成される正規化相互相関ピーク（normalized cross-correlation peak）の位置を特定することに依拠する。通常、アナログオーディオ処理とデジタルのオーディオ処理とが同じである時には、相関ピークがはっきりと目に見える。

しかしながら、デジタルオーディオベクトルとアナログオーディオベクトルとの正規化相互相関のみに依拠する技術では、しばしば上述した群遅延差に起因して誤った結果が生じてしまう。アナログオーディオ処理とデジタルオーディオ処理とが異なる時には、正規化相互相関が比較的低く、明確なピークを欠いていることが多い。

複数の測定値を長期にわたって平均化すれば、動的なオフセット測定誤差を減少させることはできるが、これによって測定時間が過剰になり、持続的な群遅延差に起因してオフセット誤差が残ってしまう可能性がある。ＨＤラジオ受信機は、この測定値を使用してリアルタイムハイブリッドオーディオ混合を改善することができるので、過剰な測定時間及びオフセット誤差は、この解決策の魅力を低下させてしまう。従って、改善された時間オフセット測定技術が望まれている。

第１の態様では、ラジオ受信機においてデジタルオーディオ放送信号を処理する方法が、ハイブリッド放送信号を受信するステップと、ハイブリッド放送信号を復調してアナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを生成するステップと、アナログオーディオストリームのエンベロープとデジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定するステップとを含む。

別の態様では、ラジオ受信機が、ハイブリッド放送信号を受信し、ハイブリッド放送信号を復調してアナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを生成し、アナログオーディオストリームのエンベロープとデジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定するように構成された処理回路を含む。

別の態様では、アナログ信号とデジタル信号とを整合させる方法が、アナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを受信又は生成するステップと、アナログオーディオストリームのエンベロープとデジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定するステップと、時間オフセットを用いてアナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとを整合させるステップとを含む。

同一のアナログ／デジタルオーディオ処理を用いた典型的な正規化相互相関ピークのグラフである。 異なるアナログ／デジタルオーディオ処理を用いた典型的な正規化相互相関のグラフである。 異なるアナログ／デジタルオーディオ処理を用いたオーディオエンベロープの典型的な正規化相互相関のグラフである。 時間整合アルゴリズムを強調したＨＤラジオ受信機の高水準機能ブロック図である。 例示的なフィルタリング及びデシメーション機能の信号フロー図である。 フィルタインパルス応答のグラフである。 フィルタ通過帯域を示すグラフである。 フィルタ通過帯域を示すグラフである。 フィルタ通過帯域を示すグラフである。 フィルタ通過帯域を示すグラフである。 フィルタ通過帯域を示すグラフである。 例示的な時間整合アルゴリズムの機能ブロック図である。 様々な相互相関係数のグラフである。 動的閾値制御を用いたオーディオ混合アルゴリズムの信号フロー図である。

本明細書で説明する実施形態は、デジタルラジオ放送信号のデジタル部分及びアナログ部分の処理に関する。本明細書は、ＨＤラジオ受信機又は送信機のアナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの時間整合アルゴリズムを含む。例示的なＨＤラジオシステムという文脈で本開示の態様を示すが、説明する方法及び装置はＨＤラジオシステムに限定されるものではなく、本明細書の教示は、２つの信号間の時間オフセットの測定を含む方法及び装置にも適用することができると理解されたい。

これまでに知られているアナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの時間整合アルゴリズムは、アナログ及びデジタルオーディオサンプルベクトルから生成される正規化相互相関ピークの位置を特定することに依拠する。通常、アナログオーディオ処理とデジタルオーディオ処理とが同じである時には、相関ピークがはっきりと目に見える。例えば、図１は、同一のアナログ／デジタルオーディオ処理を用いた典型的な正規化相互相関ピークのグラフである。

しかしながら、通常、オーディオ処理では、信号源素材の構成周波数帯域内で異なる群遅延が生じる。この群遅延は、オーディオコンテンツの変化によって１つの周波数帯が別の周波数帯よりも顕著になると、時間と共に変化する可能性がある。実際のラジオ放送局でよく見られる事例ではあるが、送信機においてアナログ信号源に適用するオーディオ処理とデジタル信号源に適用するオーディオ処理とが同じでないと、対応する周波数帯域内のオーディオセグメントに異なる群遅延が生じる。時間と共にオーディオコンテンツが変化すると、不整合も動的になる。これにより、特定の時間整合アルゴリズムが正確な結果をもたらすかどうかの確認が困難になる。

この群遅延の結果、アナログオーディオ処理とデジタルオーディオ処理とが異なる時には、正規化相互相関が比較的低く、明確なピークを欠くことが多い。図２は、異なるアナログ／デジタルオーディオ処理を用いた典型的な正規化相互相関のグラフである。従って、デジタルオーディオベクトルとアナログオーディオベクトルとの正規化相互相関のみに依拠する技術では、しばしば誤った結果が生じてしまう。

群遅延差に起因する問題を低減又は排除するには、（位相差を除去した）オーディオエンベロープの相関を使用することができる。本明細書で説明する技術は、オーディオエンベロープの相関を利用して、デジタルオーディオストリームとアナログオーディオストリームとの間の群遅延変動に起因するオフセット測定誤差の問題を解決するものである。図３は、異なるアナログ／デジタルオーディオ処理を用いたオーディオエンベロープの典型的な正規化相互相関のグラフである。

本明細書で説明する技術では、一貫性検査の必要性が減るので、効率的であるとともに、必要な測定時間がこれまでに知られている技術よりも大幅に短い。また、混合ランプ（ｂｌｅｎｄ ｒａｍｐ）中の群遅延差を補正する技術についても説明する。

ＨＤラジオ受信機におけるデジタルからアナログへのスムーズな混合を確実にするには、ハイブリッドＨＤラジオ波形のアナログオーディオとデジタルオーディオとの間の時間整合が必要である。送信機では、時に時間不整合が生じることもあるが、整合を維持すべきである。不整合は、アナログ及びデジタルオーディオストリームを形成する際に、実装選択に起因して受信機においても生じることがある。不整合の検出時には、その補正に時間オフセット測定を使用することができる。時間オフセット測定は、不整合の検出時に混合閾値を調整して混合を抑制し、オーディオ混合中の音質を改善するために使用することもできる。

説明する技術は、アナログオーディオベクトルとデジタルオーディオベクトルとの間のあらゆる群遅延差を補正した後に、これらのベクトルの正規化相互相関を測定することによって検証される。この結果、これまでの技術よりも時間オフセット測定が正確で効率的で高速になる。

説明する実施形態では、多段フィルタリング及びデシメーション適用して臨界周波数帯域を分離し、処理効率を高める。アナログ及びデジタルオーディオストリームの粗エンベロープ及び微細エンベロープの正規化相互相関を用いて時間オフセットを測定する。本明細書で使用する粗エンベロープは、１２８倍のフィルタリング及びデシメーション後の入力オーディオ信号の絶対値を表し、微細エンベロープは、４倍のフィルタリング及びデシメーション後の入力オーディオ信号の絶対値を表す。処理効率を高めるために、粗及び微細の２ステップで相関を実行する。

図４に、時間整合アルゴリズムを強調したＨＤラジオ受信機１０の高水準機能ブロック図を示す。ＨＤラジオチューナ１４に入力されたハイブリッドＨＤラジオ信号をアンテナ１２が受信する。チューナの出力は、ライン１６上のアナログ変調信号と、ライン１８上のデジタル変調信号とを含む。アナログ変調信号は、入力信号に応じて振幅変調（ＡＭ）又は周波数変調（ＦＭ）することができる。ＡＭ又はＦＭアナログ復調器２０は、ライン２２上にアナログオーディオストリームと呼ばれるオーディオサンプルストリームを生成する。ＨＤラジオデジタル復調器２４は、ライン２６上にデジタルシンボルストリームを生成する。ライン２６上のデジタルシンボルは、デインタリーバ／ＦＥＣデコーダ２８においてデインタリーブされて復号され、オーディオフレームデフォーマッタ３０においてデフォーマットされて、ライン３２上にデジタルオーディオフレームが生成される。このデジタルオーディオフレームは、ＨＤラジオオーディオデコーダ３４で復号されて、ライン３６上にデジタルオーディオ信号が生成される。時間オフセット測定機能３８は、ライン４０上のデジタルオーディオ信号及びライン４２上のアナログオーディオ信号を受け取って、ライン４４上の相互相関係数、ライン４６上の時間オフセット信号、及びライン４８上の位相調整デジタルオーディオ信号という３つの出力を生成する。時間オフセット信号は、ブロック５０に示すようにデジタルオーディオ信号のサンプル遅延を制御する。

デジタルオーディオフレームの巡回冗長検査（ＣＲＣ）ビットがチェックされてＣＲＣ状態が判定される。ＣＲＣ状態は、オーディオフレーム（ＡＦ）毎に判定される。例えば、ＣＲＣがチェックを行った場合にはＣＲＣ状態値を１に設定し、そうでなければ０に設定することができる。混合制御機能５２は、ライン５４上のＣＲＣ状態信号及びライン４４上の相互相関係数を受け取って、ライン５６上に混合制御信号を生成する。

オーディオアナログデジタル（Ａ／Ｄ）混合機能５８は、ライン６０上のデジタルオーディオと、ライン２２上のアナログオーディオと、ライン４８上の位相調整デジタルオーディオと、ライン５６上の混合制御信号とを受け取って、ライン６２上に混合オーディオ出力を生成する。ライン４２上のアナログオーディオ信号及びライン４０上のデジタルオーディオ信号は、１対のオーディオ信号ベクトルを構成する。

図４に示す受信機では、１対のオーディオ信号ベクトルが時間整合のために取り込まれる。一方のベクトルは、（アナログＡＭ又はＦＭ復調器から導出された）アナログオーディオ信号のものであり、他方のベクトルはデジタル信号（デジタル復号オーディオ）のものである。一般に、アナログオーディオ信号は、復調及びフィルタリング過程にとっての必要以上には遅延しないので、基準時間信号として使用される。デジタルオーディオストリームは、混合目的でアナログオーディオストリームと時間整合すべきである。２つのオーディオストリーム間の意図的なダイバーシティ遅延が、アナログオーディオストリームに対するデジタルオーディオストリームの時間調整を可能にする。

図４の時間オフセット測定ブロック３８は、３つの考えられる実施形態に対応する３つのアルゴリズム出力を提供し、この場合、
（１）混合アルゴリズムに相互相関係数を受け渡して混合閾値を調整し、不整合の検出時には混合を抑制することができ、
（２）測定された時間オフセットを用いてデジタルオーディオ信号の遅延をリアルタイムで調整することにより、アナログオーディオとデジタルオーディオとを自動的に整合することができ、又は、
（３）位相調整デジタルオーディオが入力デジタルオーディオに一時的に取って代わって混合中の音質を改善することができる。

別の実施形態では、フィルタリングされた時間オフセット測定値を、ＨＤラジオハイブリッド送信機におけるアナログオーディオ信号とデジタルオーディオ信号との自動時間整合に使用することもできる。

次に、時間オフセット測定技術の詳細について説明する。

この実施形態では、モノラル版のアナログ及びデジタルオーディオストリームを用いて時間オフセットを測定する。この測定は、効率を高めるために複数ステップで実行される。ここでは、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとが同時にサンプリングされて測定装置に入力されると仮定する。アナログ及びデジタルオーディオ信号の時間オフセットを推定するのに適した評価基準は、正規化相互相関関数として実装される相関係数関数である。この相関係数関数は、考えられる任意のスケール係数の違いを除いて２つの信号が時間整合して同一である時には単位元に近づくという特性を有する。一般に、この係数は、時間オフセットが大きくなるにつれて、統計的に小さくなる。この相関係数は、そのアナログ信号とデジタル信号との間の群遅延差に対する耐性に起因して、時間領域信号のエンベロープのためにも計算される。

以下、時間オフセット測定を制御する実行関数であるＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴの例示的な擬似コードを示す。

最初に、Ｎ個のデジタルオーディオサンプルのベクトルｙを測定のために形成する。別のさらに少ないＭ個のサンプルのアナログオーディオサンプルのベクトルｘを基準アナログオーディオベクトルとして使用する。

目的は、ｘと時間整合したｙのベクトルサブセットを発見することである。信号は、名目上ｙベクトルの中心と時間整合することが理想的である。これにより、ｙベクトルの中点に関して±（Ｎ－Ｍ）／２の範囲にわたって時間オフセット測定値を計算できるようになる。Ｎの推奨値は、４４．１ｋｓｐｓのサンプルレートで約３秒に及ぶ２¹⁷＝１３１０７２個のオーディオサンプルである。Ｍ＝２¹³＝８１９２の場合、検索範囲は約±１．４秒である（約１８６ミリ秒）。

次に、所望のオーディオ周波数帯域を分離してプロセッサスループット要件を制限するために、アナログ及びデジタルオーディオ入力ベクトルをｆｉｌｔｅｒ＿ｖｅｃｔｏｒｓ関数に通す。後続の処理のために、オーディオスペクトルを複数の異なる通過帯域に分割する。これらの帯域は、全オーディオ通過帯域、バス周波数及びバンドパス周波数を含む。バンドパス周波数は、位相差が除去された正確な相互相関に必要なオーディオエンベロープを形成するために使用される。アナログオーディオ処理とデジタルオーディオ処理とが異なる時には、大きな群遅延誤差をもたらす可能性があるという理由で帯域通過信号からバス周波数が除去されるが、分離されたバス周波数は、オーディオ信号の極性を検証するために有用となり得る。さらに、時間整合情報は低い非バス周波数の方に集中するので、帯域通過信号から高周波を除去する。このオーディオ通過帯域全体を使用して潜在的な混合音質を予測し、エンベロープ相関を検証する。

フィルタリング後に、粗い時間差値（ｌａｇ ｖａｌｕｅｓ）の範囲を設定し、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ関数を呼び出して時間オフセット測定を実行する。粗い時間差値は、大きなデジタルオーディオエンベロープに対して小さなアナログオーディオエンベロープを相関させるサンプルオフセットの範囲を定める。この範囲は、アナログオーディオエンベロープとデジタルオーディオエンベロープとの間の長さの差分に設定される。粗エンベロープ相関の完了後に、さらに狭い時間差値の範囲にわたってさらに高いサンプルレートで微細エンベロープ相関を実行する。

その後、結果を分析して、相関ピーク及びオフセット値が有効であるかどうかを判定する。有効性は、主要相関ピークが閾値を上回り、これらのピーク相関値とその対応するオフセット値とが時間的に一貫していることを確実にすることによって判定される。

有効でない場合、有効な時間オフセットが宣言されるまで、新たな入力測定ベクトルを用いて処理を繰り返す。有効な時間オフセットが計算されると、定期的にアルゴリズムを実行して、正しい時間整合が維持されていることを保証することができる。

実行擬似コードＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴは、後続の関数を呼び出す。

以下、一連の階層的な関数としての時間オフセット測定について説明する。これらの関数は、信号フロー図又は擬似コードのうちのいずれか適している方として説明される。図５及び図１２には、以下に示す段階的な実装の詳細と相互参照できるようにステップ番号を注釈付けしている。

図５は、ＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴによって呼び出される第１の関数ｆｉｌｔｅｒ＿ｖｅｃｔｏｒｓの信号フロー図である。

図５に示すように、最初にライン７０及び７２上の入力オーディオベクトルｘ及びｙを複数段のフィルタリング及びデシメーションにおいて処理する。ｘ及びｙサンプルストリームは、ライン７４及び７６上のさらなる処理に利用することができる。多段処理は効率的であり、複数種の測定を容易にする。最初に、わずかな時間オフセットの影響を受ける可能性がある後続の高周波の相互相関を防いで計算効率を高めるように、フィルタ７８及び８０によってｘ及びｙベクトルをローパスフィルタリングする。これにより、ライン８２及び８４上にそれぞれｘｌｐｆ信号及びｙｌｐｆ信号が生成される。フィルタ８６及び８８と結合器９０及び９２とを用いてｘｌｐｆ信号及びｙｌｐｆ信号からさらに低いバス周波数を除去し、ライン９４及び９６上に帯域通過信号ｘｂｐｆ及びｙｂｐｆを生成する。これにより、後続の処理においてエンベロープに影響を与えることもある、アナログ版のオーディオとデジタル版のオーディオとに対する異なるバス処理に起因する大きな群遅延変動が排除される。ｘｂａｓｓ信号及びｙｂａｓｓ信号は、ライン９８及び１００上のさらなる処理に利用することができる。

バンドパスフィルタ段の後には絶対値関数１０２及び１０４が続いてエンベロープ相関を可能にする。次に、結果として得られるライン１０６及び１０８上のｘａｂｓ信号及びｙａｂｓ信号をフィルタ１１０及び１１２によってフィルタリングして、微細相互相関ピークを求めるために使用されるｘａｂｓｆ及びｙａｂｓｆをライン１１４及び１１６上に生成する。これらの信号をフィルタ１１８及び１２０においてさらにフィルタリング及びデシメーションして、ライン１２２及び１２４上に粗エンベロープ信号ｘｅｎｖ及びｙｅｎｖをもたらす。粗エンベロープ相互相関は、相関時間オフセットの近接性を特定して、さらに狭い範囲の時間差値にわたるｘａｂｓｆ及びｙａｂｓｆの後続の微細相関の効率的な計算を可能にするために使用される。

図６は、ＬＰＦ ＦＩＲフィルタインパルス応答のグラフである。図５の各ローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、図６に示すような余弦二乗窓付きシンク関数に基づく同様のインパルス応答を有する。全てのフィルタは、選択された係数の数Ｋにわたって広がる同じ形状を有し、この例ではＫ＝４５である。

これらの信号は、周波数スパンを逆スケーリングするフィルタ係数の数Ｋによって時間内でスケーリングされる。効率を高めるために、各所定の長さＫのフィルタ係数は、以下に定めるｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ関数を用いて事前に計算することができる。

以下は、フィルタ係数を生成するｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ関数の例示的な擬似コードである。

フィルタ入力は、入力ベクトルｕと、フィルタ係数ｈと、出力デシメーションレートＲとを含む。

ＬＰＦ関数の例示的な擬似コードは以下の通りである。

図７～図１１に、例示的な実施形態における図５の様々な信号のフィルタ通過帯域を示す。

図７には、ＬＰＦ（ｘ、ｈｌｐｆ、４）からのｘｌｐｆの通過帯域を示す。図８には、ＬＰＦ（ｘｌｐｆ、ｈｂａｓｓ、１）からのｘｂａｓｓの通過帯域を示す。図９には、適切に遅延したＬＰＦ（ｘ、ｈｌｐｆ、４）－ＬＰＦ（ｘｌｐｆ、ｈｂａｓｓ、１）からのｘｂｐｆの通過帯域を示す。図１０には、ＬＰＦ（ｘａｂｓ、ｈａｂｓ、１）からのｘａｂｓｆの通過帯域を示す。図１１には、ＬＰＦ（ｘａｂｓｆ、ｈｅｎｖ、３２）からのｘｅｎｖの通過帯域を示す。

フィルタリング後、実行関数ＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴは、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ関数を呼び出すことによって、入力アナログオーディオ信号と入力デジタルオーディオ信号との間の時間オフセットを推定する。図１２に、実行関数ＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮによって呼び出される第２の関数ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔの信号フロー図の実施形態を示す。

上記で示唆したように、異なるアナログ／デジタルオーディオ処理に起因する群遅延差を防ぐには、オーディオ信号のエンベロープに対して正規化相互相関を実行すべきである。効率性のために、この相関は、ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数によって粗ステップ及び微細ステップの２つのステップで実行される。

図１２を参照すると、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ関数は、最初にＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数１３０を呼び出して、（入力オーディオ信号から１２８倍でデシメーションされた）ライン１２２上の入力オーディオエンベロープｘｅｎｖとライン１２４上のｙｅｎｖとを用いて粗相互相関係数を計算する。この相関に使用されるライン１３２上の時間差値の範囲は実行関数によって計算され、ｙｅｎｖの全長を通じて小さい方のｘｅｎｖベクトルをスライドできるようにする。ブロック１３０における粗相関は、適度なサンプルレートで実行される。結果として得られるライン１２６上の粗相関ピークインデックスｌａｇｐｑｅｎｖは、後続のブロック１３４におけるライン１１４上のｘａｂｓｆ及びライン１１６上のｙａｂｓｆの微細相関のために時間差値の範囲を（ブロック１３２のｌａｇａｂｓｍｉｎからｌａｇａｂｓｍａｘまでに）効果的に狭める。この微細相関は、ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数によって３２倍高いサンプルレートでも実行される。微細相関ピークのインデックスは、ブロック１３６において４４．１ｋｓｐｓのオーディオサンプルの整数に変換された後に、ライン１３８上にｏｆｆｓｅｔ（所望の時間オフセット測定値）として出力される。ブロック１３４では、ピーク相関値ｐｅａｋａｂｓを求めてライン１４２上に戻す。粗相関又は微細相関のいずれかの結果が無効である場合には、ブロック１４４及び１４６で示すように実行関数に制御が戻され、次の測定ベクトルを用いて処理が継続する。

以下、ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数の例示的な擬似コードを示す。

ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数は、最初にｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ＿ｖｅｃｔｏｒ関数を呼び出して各入力ベクトルを半分に分割し、複合入力ベクトル（ｃｏｅｆ）についてだけでなく、その分岐成分（ｃｏｅｆａ及びｃｏｅｆｂ）についても相互相関係数を計算する。また、ｐｅａｋ＿ｌａｇ関数によって、３つの相関係数（ｌａｇｐｑ、ｌａｇｐｑａ及びｌａｇｐｑｂ）の各々に対応するピークインデックスも求める。これにより、時間一貫性を介した相関検証が可能になる。分岐成分のピークにおける時間差がいずれも（ネイティブサンプルレートで）複合時間差のサンプルの半分に含まれ、複合ピーク値が適度な閾値を上回る場合、相関は有効と見なされる。そうでなければ、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ及びＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴに制御が戻され、次の測定ベクトルを用いて処理が継続する。

ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ＿ｖｅｃｔｏｒ関数への入力が分岐した後には、ｆｉｌｔｅｒ＿ｖｅｃｔｏｒｓ関数における絶対値（エンベロープ）演算によって導入されたバイアスを排除するために各半分から平均を除去する。相互相関係数は、出力値が単位元を超えないことを保証するために、（各入力の自己相関によって計算された）信号エネルギーによる正規化も必要とする。短い方のアナログ入力ベクトルｕについては、この処理を全て１回だけ実行すればよい。しかしながら、デジタル入力ベクトルｖについてはアナログベクトルの長さに切り捨てなければならず、その正規化係数（Ｓｖｖａ及びＳｖｖｂ）及び結果として得られる相互相関係数が、ｌａｇｍｉｎとｌａｇｍａｘとの間の各時間差値について計算される。処理要件を下げるために、分岐したベクトルのみについて相関演算を実行する。複合相関係数ｃｏｅｆは、これらの分岐成分を適切に組み合わせることによって取得される。

ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥによって呼び出される第１の関数ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ＿ｖｅｃｔｏｒの例示的な擬似コードは以下の通りである。なお、全ての相関演算は、ベクトルドット積として簡潔に表現している。

ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥによって呼び出される第２の関数ｐｅａｋ＿ｌａｇの例示的な擬似コードは以下の通りである。

入力相互相関係数のピーク値及びインデックスを発見するために、ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数によって関数ｐｅａｋ＿ｌａｇを呼び出す。なお、入力ベクトルのいずれかの端部にピークが存在する場合には、両出力（ｐｅａｋ及び出力ｌａｇｐｑ）がクリアされて、この相互相関演算は実際上失敗する。この理由は、ベクトルのいずれかの端部における最大値が本当にピークであるかどうかを判定することが不可能だからである。また、この関数は比較的粗いサンプルレート（４４１００／４＝１１０２５Ｈｚ又は４４１００／１２８＝３４４．５３１２５Ｈｚ）で実行されるので、ピーク時間差値の分解能はかなり粒度の細かいものになる。この分解能は、ピークインデックスの二次補間を通じて改善される。通常、結果として得られる出力ｌａｇｐｑは小数サンプルを表し、その後にｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ関数において整数サンプルに四捨五入される。

混合品質を高めるために、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔによって図１２のブロック１４８におけるＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数を呼び出して微細時間オフセット測定を検証し、位相調整デジタルオーディオを生成する。説明した実施形態では、全ての相関が（一定範囲の時間差値とは対照的に）単一の時間差であるｏｆｆｓｅｔで実行される。相関は、他の関数と同様に正規化されてドット積として簡潔に表現される。

ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔによって呼び出されるＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数の例示的な擬似コードは以下の通りである。

アナログオーディオ信号のエンベロープとデジタルオーディオ信号のエンベロープとを相関させることによって群遅延差の影響を避けることも重要であるが、これらのエンベロープが周波数情報を含んでいないことを認識することも重要である。図１２のブロック１４８におけるＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数は、入力された４４．１ｋｓｐｓのアナログオーディオ信号（ライン７４上のｘ）の大きさとデジタルオーディオ信号（ライン７６上のｙ）の大きさとを計算されたｏｆｆｓｅｔにおいて周波数領域内で相互相関させる。これらの周波数成分が十分に相関している（すなわち、出力相関係数ｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊが十分に高い）場合には、時間オフセット測定が正確である旨の高信頼度が存在することができる。なお、入力ベクトルの長さは、より効率的なＦＦＴの動作を保証するために最も大きな２のべき乗に切り捨てられ、定数Ｋｔは、ＦＦＴ依存型のスケール係数である。

ＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数は、時間差値ｏｆｆｓｅｔにおいて入力オーディオ信号ｘ及びｙの標準的な時間領域正規化相互相関も実行して出力ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆをもたらす。ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆの値は、混合の音質を予測するために使用することができる。しかしながら、上述したように、アナログデジタルオーディオ処理とデジタルオーディオ処理とが異なる場合には、ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆが曖昧な結果をもたらす可能性がある。しかしながら、相関前にアナログ位相を用いて何とかデジタルオーディオ入力の位相が調整された場合にはその限りでない。この調整は、ＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳにおいてデジタル信号の大きさにアナログオーディオ信号の位相を加えることによって行われる。その後、結果として得られた位相調整デジタルオーディオ信号ｙｎｏｒｍａｄｊを混合ランプ中に入力デジタルオーディオｙと一時的に置き換えて音質を改善することができる。

最後に、図１２のブロック１４０におけるＣＯＲＲＥＬＡＴＥ＿ＢＡＳＳ関数が、ライン９８上のｘｂａｓｓとライン１００上のｙｂａｓｓとの相互相関をピークｏｆｆｓｅｔ値で実行して出力変数ｐｅａｋｂａｓｓを形成する。この測度は、バスオーディオ周波数の位相が高周波数とどれほど上手く整合しているかを示す。ｐｅａｋｂａｓｓ値が負の場合には、アナログ又はデジタルオーディオ信号が反転している可能性がある。出力ｐｅａｋｂａｓｓは、潜在的な位相反転を検出して時間オフセット測定を検証し、又は混合品質を高めるために使用することができる。

ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔによって呼び出されるＣＯＲＲＥＬＡＴＥ＿ＢＡＳＳ関数の例示的な擬似コードは以下の通りである。

実行関数ＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴは、ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ関数の戻り値ｐｅａｋａｂｓ、ｏｆｆｓｅｔ及びｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊを全て使用して時間オフセット測定を検証する。

時間オフセット測定アルゴリズムの実装に使用されるステップは、ＭＥＡＳ＿ＴＩＭＥ＿ＡＬＩＧＮＭＥＮＴの実行擬似コードに記述される。時間オフセットは、粗（エンベロープ）相関から微細相関までの複数段において、これらの段間で使用される補間を用いて計算される。これにより、十分に精度の高い効率的なアルゴリズムがもたらされる。ステップ１～８は、図５の信号フロー図に定められるフィルタリング動作を記述する。
［ｘｅｎｖ，ｙｅｎｖ，ｘａｂｓｆ，ｙａｂｓｆ，ｘｂａｓｓ，ｙｂａｓｓ］＝ｆｉｌｔｅｒ＿ｖｅｃｔｏｒｓ（ｘ，ｙ）

ステップ１０～１５は、図１２の信号フロー図に定められる相関動作を記述する。
［ｐｅａｋａｂｓ，ｏｆｆｓｅｔ，ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ，ｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊ，ｙｎｏｒｍａｄｊ，ｐｅａｋｂａｓｓ］＝ｍｅａｓ＿ｏｆｆｓｅｔ（ｘ，ｙ，ｘｅｎｖ，ｙｅｎｖ，ｘａｂｓｆ，ｙａｂｓｆ，ｘｂａｓｓ，ｙｂａｓｓ，ｌａｇｍｉｎ，ｌａｇｍａｘ）

ステップ１：図５の信号フロー図に定められるｆｉｌｔｅｒ＿ｖｅｃｔｏｒｓ関数において４つの構成フィルタの各々のフィルタ係数を事前に計算する。ｘｂａｓｓ及びｙｂａｓｓ信号は、ライン９８及び１００上のさらなる処理に利用することができる。

図５には、各フィルタ（Ｋｌｐｆ，Ｋｂａｓｓ，Ｋａｂｓ，及びＫｅｎｖ）の係数の数を定めている。フィルタ係数は、上記で定めたｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ関数によって計算される。
ｈｌｐｆ＝ｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ（Ｋｌｐｆ）
ｈｂａｓｓ＝ｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ（Ｋｂａｓｓ）
ｈａｂｓ＝ｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ（Ｋａｂｓ）
ｈｅｎｖ＝ｃｏｍｐｕｔｅ＿ＬＰＦ＿ｃｏｅｆｓ（Ｋｅｎｖ）

ステップ２：４４．１ｋｓｐｓでサンプリングされたデジタル及びアナログオーディオストリームのモノラル版を準備する。考えられる失われたデジタルオーディオフレーム又は破損したアナログオーディオについてオーディオをチェックすることが推奨される。現在のセグメントで破損が検出された場合には、別のオーディオセグメントを取り込む。ｘ及びｙ入力ベクトルを形成する。ｙベクトルは、Ｎ個のデジタルオーディオサンプルから成る。ｘベクトルは、名目上ｙベクトルの中心付近で整合すると予想されるＭ＜Ｎ個のアナログ音声サンプルから成る。

ステップ３：アナログオーディオとデジタルオーディオ（ｘ及びｙ）の両方をＲ＝４のレート（１１，０２５Ｈｚの出力サンプルレート）でフィルタリング及びデシメーションして、新たなベクトルｘｌｐｆ及びｙｌｐｆをそれぞれ生成する。フィルタ出力は、上記のフィルタ処理を行うための擬似コードＬＰＦ内に定められるＦＩＲフィルタ関数ＬＰＦによって計算される。
ｘｌｐｆ＝ＬＰＦ（ｘ，ｈｌｐｆ，Ｒ）
ｙｌｐｆ＝ＬＰＦ（ｙ，ｈｌｐｆ，Ｒ）

ステップ４：ベクトルｘｌｐｆ及びｙｌｐｆをフィルタリングして新たなベクトルｘｂａｓｓ及びｙｂａｓｓをそれぞれ生成する。フィルタ出力は、上記のフィルタ処理を行うための擬似コードＬＰＦ内に定められるＦＩＲフィルタ関数ＬＰＦによって計算される。
ｘｂａｓｓ＝ＬＰＦ（ｘｌｐｆ，ｈｂａｓｓ，１）
ｙｂａｓｓ＝ＬＰＦ（ｙｌｐｆ，ｈｂａｓｓ，１）

ステップ５：ベクトルｘｌｐｆを、バスＦＩＲフィルタ遅延に対応するようにＤ＝（Ｋｂａｓｓ－１）／２サンプルだけ遅延させる。次に、この結果からベクトルｘｂａｓｓを減算して新たなベクトルｘｂｐｆを生じる。同様に、（Ｄサンプルの遅延後に）ｙｌｐｆからベクトルｙｂａｓｓを減算して新たなベクトルｙｂｐｆをもたらす。出力ベクトルｘｂｐｆ及びｙｂｐｆは、ベクトルｘｂａｓｓ及びｙｂａｓｓと同じ長さを有する。
ｍ＝０．．．ｌｅｎｇｔｈ（ｘｂａｓｓ）－１に対してｘｂｐｆ_m＝ｘｌｐｆ_m+D－ｘｂａｓｓ_m
ｎ＝０．．．ｌｅｎｇｔｈ（ｙｂａｓｓ）－１に対してｙｂｐｆ_n＝ｙｌｐｆ_n+D－ｙｂａｓｓ_n

ステップ６：ｘｂｐｆ及びｙｂｐｆの各要素の絶対値を計算することによって新たなベクトルｘａｂｓ及びｙａｂｓを生成する。
ｍ＝０．．．ｌｅｎｇｔｈ（ｘｂｐｆ）－１に対してｘａｂｓ_m＝｜ｘｂｐｆ_m｜
ｎ＝０．．．ｌｅｎｇｔｈ（ｙｂｐｆ）－１に対してｙａｂｓ_n＝｜ｙｂｐｆ_n｜

ステップ７：ベクトルｘａｂｓ及びｙａｂｓをフィルタリングして新たなベクトルｘａｂｓ及びｙａｂｓをそれぞれ生成する。フィルタ出力は、上記のフィルタ処理を行うための擬似コードＬＰＦ内に定められるＦＩＲフィルタ関数ＬＰＦによって計算される。
ｘａｂｓｆ＝ＬＰＦ（ｘａｂｓ，ｈａｂｓ，１）
ｙａｂｓｆ＝ＬＰＦ（ｙａｂｓ，ｈａｂｓ，１）

ステップ８：アナログオーディオとデジタルオーディオ（ｘａｂｓｆ及びｙａｂｓｆ）の両方をＲｅｎｖ＝３２のレート（３４４．５３１２５Ｈｚの出力サンプルレート）でフィルタリング及びデシメーションして、新たなベクトルｘｅｎｖ及びｙｅｎｖをそれぞれ生成する。フィルタの出力は、上記のフィルタ処理を行うための擬似コードＬＰＦ内に定められるＦＩＲフィルタ関数ＬＰＦによって計算される。
ｘｅｎｖ＝ＬＰＦ（ｘａｂｓｆ，ｈｅｎｖ，Ｒｅｎｖ）
ｙｅｎｖ＝ＬＰＦ（ｙａｂｓｆ，ｈｅｎｖ，Ｒｅｎｖ）

ステップ９：粗エンベロープ相関の時間差範囲を計算する。
ｌａｇｍｉｎ＝０
ｌａｇｍａｘ＝ｌｅｎｇｔｈ（ｙｅｎｖ）－ｌｅｎｇｔｈ（ｘｅｎｖ）

ステップ１０：上記で定めたＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数を用いて、ｌａｇｍｉｎ～ｌａｇｍａｘの範囲にわたって入力ベクトルｘｅｎｖ及びｙｅｎｖから粗エンベロープ相関係数ベクトルを計算する。相関最大値ｐｅａｋｅｎｖ及び二次補間ピークインデックスｌａｇｐｑｅｎｖを発見する。測定値が無効であると判断される場合、制御は実行関数に戻り、アナログ及びデジタルオーディオサンプルの次の測定ベクトルを用いて処理が継続する。なお、効率的な計算は冗長計算を排除することができる。
［ｐｅａｋｅｎｖ，ｌａｇｐｑｅｎｖ］＝ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ（ｘｅｎｖ，ｙｅｎｖ，ｌａｇｍｉｎ，ｌａｇｍａｘ）

ステップ１１：ｘａｂｓ及びｙａｂｓの微細相関の時間差範囲を計算する。範囲をｌａｇｐｑｅｎｖ前後の＋０．５サンプルに設定し、Ｒｅｎｖによって補間し、整数サンプルインデックスに四捨五入する。
ｌａｇａｂｓｍｉｎ＝ｒｏｕｎｄ［Ｒｅｎｖ・（ｌａｇｐｑｅｎｖ－０．５）］
ｌａｇａｂｓｍａｘ＝ｒｏｕｎｄ［Ｒｅｎｖ・（ｌａｇｐｑｅｎｖ＋０．５）］

ステップ１２：上記で定めたＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ関数を用いて、ｌａｇａｂｓｍｉｎ～ｌａｇａｂｓｍａｘの範囲にわたって入力ベクトルｘａｂｓｆ及びｙａｂｓｆから微細相関係数ベクトルを計算する。相関最大値ｐｅａｋａｂｓ及び二次補間ピークインデックスｌａｇｐｑａｂｓを発見する。測定値が無効であると判断された場合、制御は実行関数に戻り、アナログ及びデジタルオーディオサンプルの次の測定ベクトルを用いて処理が継続する。なお、効率的な計算は冗長計算を排除することができる。時間オフセットはｌａｇｐｑａｂｓであると決定されているが、さらなる測定を行ってこの測定の信頼性をさらに高める。
［ｐｅａｋｂａｓｓ，ｌａｇｐｑａｂｓ］＝ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ（ｘａｂｓｆ，ｙａｂｓｆ，ｌａｇａｂｓｍｉｎ，ｌａｇａｂｓｍａｘ）

ステップ１３：上記で定めたＣＯＲＲＥＬＡＴＥ＿ＢＡＳＳ関数を用いて、インデックスｌａｇｐｑａｂｓにおいて入力ベクトルｘｂａｓｓ及びｙｂａｓｓから相関係数ｐｅａｋｂａｓｓを計算する。
ｐｅａｋｂａｓｓ＝ＣＯＲＲＥＬＡＴＥ＿ＢＡＳＳ（ｘｂａｓｓ，ｙｂａｓｓ，ｌａｇｐｑａｂｓ）

ステップ１４：アナログオーディオベクトルｘとデジタルオーディオベクトルｙとの間の（４４．１ｋｓｐｓのオーディオサンプル数における）ｏｆｆｓｅｔを計算する。このステップは、微細ピークインデックスｌａｇｐｑａｂｓをＲ＝４によって補間し、その結果を整数サンプルに四捨五入することによって行われる。
ｏｆｆｓｅｔ＝ｒｏｕｎｄ（Ｒ・ｌａｇｐｑａｂｓ）

ステップ１５：上記で定めたＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数を用いて、測定されたピークインデックスｏｆｆｓｅｔにおける４４．１ｋｓｐｓのアナログオーディオ入力ベクトルｘとデジタルオーディオ入力ベクトルｙとの間の相関値ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆを計算する。ｘ及びｙベクトルの群遅延の整合後には、周波数領域相関値ｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊも計算する。この値は、時間オフセット測定の精度を検証するために使用される。最後に、この関数が、混合ランプ中に入力デジタルオーディオｙと一時的に置き換えて音質を改善できる位相調整デジタルオーディオ信号ｙｎｏｒｍａｄｊを生成する。
［ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ，ｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊ，ｙｎｏｒｍａｄｊ］＝ＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ（ｘ，ｙ，ｏｆｆｓｅｔ）

図１３に、例示的な粗相互相関係数（ｅｎｖ）と、微細相互相関係数（ａｂｓ）と、入力オーディオ相互相関係数（ｘ，ｙ）とを共にプロットする。

様々なアナログ及びデジタル入力オーディオ信号源を用いて、上述した時間オフセット測定技術をモデル化してシミュレートした。このシミュレーションを用いて実験的に判定閾値を設定し、相関ピークの検証のための論理条件を精緻化し、統計結果を収集して、性能評価及び他の自動時間整合法との比較を行った。

このシミュレーションに試験ベクトルを入力し、複数の固定長ブロックのアナログ及びデジタルオーディオサンプルに分割した。次に、各サンプルブロックの対を相関させ、ピーク値及びインデックスを用いて時間オフセットを測定した。試験ベクトル内の全ての構成サンプルブロックについてこの処理を繰り返した。その後に結果を分析し、この特定のベクトルについて有意な統計値を集計した。

シミュレーションは、トーク、クラシック、ロック、ヒップホップを含む様々な音楽ジャンルからの代表的なオーディオを用いて１０個の異なる試験ベクトルに対して実行した。全てのベクトルは、Ｆ－５＋０＋０ＣＣＣ＿Ｍｏｎｏ及びＦ＋０ｔｏ－９＋０＋０ＤＲＲを除き、アナログ及びデジタルストリームに異なるオーディオ処理を適用した。

試験ベクトル内の全ての構成ブロックに対して（上記アルゴリズムの説明において定めた）相関を実行した。有効な相関について時間オフセット及び測定時間を記録した。その後に結果を分析し、各ベクトルの統計値を集計した。これらの統計値を表１に示す。

実際の時間オフセットは未知であることが多いので、平均オフセットはそれほど有用な統計値ではない。その代わりに、試験ベクトルを含む全てのサンプルブロックにわたる時間オフセットの標準偏差が、より良好なアルゴリズム精度の測度を提供する。アルゴリズムが有効な結果に収束するまでに掛かった時間を示す平均測定時間も有益な統計値である。表１には、これらの統計値を太字で示している。

表１の結果は、アルゴリズム性能がロバストに見えることを示す。全ての試験ベクトルにわたる平均時間オフセット標準偏差は４．２オーディオサンプルであり、かなりの一貫した精度を示す。全ての試験ベクトルにわたる平均測定時間は０．５秒であり、十分にＨＤラジオ規格の範囲内にある。実際に、全てのベクトルにわたる最悪ケースの測定時間はたった７．２秒であった。

表１からは、このアルゴリズムが試験ベクトルによっては比較的広い範囲の推定時間オフセットをもたらすことが明らかである。この範囲は恐らく正確であり、アナログオーディオ入力とデジタルオーディオ入力との間の異なるオーディオ処理と、結果として生じる群遅延差とによって生じた可能性が高い。残念ながら、各試験ベクトルの所与の時点における実際の時間オフセットを知る方法はない。この結果、最終的なアルゴリズムの検証は、リアルタイムＨＤラジオ受信機プラットフォーム上に実装した時のリスニング試験を通じてしか行うことができない。

説明したアルゴリズムには、ＨＤラジオ受信機における自動時間整合をもたらすことに加えて、他にも潜在的な用途がある。例えば、説明したアルゴリズムは、２０１６年３月１６日に出願された「インバンドオンチャンネルラジオシステムにおけるオーディオ信号の混合方法及び装置（Ｍｅｔｈｏｄ Ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｆｏｒ Ｂｌｅｎｄｉｎｇ Ａｎ Ａｕｄｉｏ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎ Ａｎ Ｉｎ Ｂａｎｄ Ｏｎ－Ｃｈａｎｎｅｌ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍ）」という名称の同一出願人による米国特許出願公開第１５／０７１，３８９号に記載されるオーディオ混合方法と組み合わせて使用して混合閾値を調整し、不整合の検出時に混合を抑制することができる。この方法は、動的混合閾値制御を提供する。

図１４は、動的閾値制御を用いたオーディオ混合アルゴリズムの信号フロー図である。ライン１６０上のＣＲＣｐａｓｓ信号が増幅器１６２によって増幅され、加算器１６４に受け渡される。加算器の出力は遅延ブロック１６６によって遅延され、増幅器１６８によって増幅されて加算器１６４に戻される。この結果、ライン１７０上にデジタル信号測定（ＤＳＭ）値が生じる。このＤＳＭは、ブロック１７２において制限され、増幅器１７４によって増幅され、加算器１７６に受け渡され、ここでライン１７８上のペナルティ信号ＢＰｐｅｎに加算される。結果として得られるライン１８０上の信号が加算器１８２を通過する。加算器１８２の出力は、遅延ブロック１８４によって遅延され、増幅器１８６によって増幅されて加算器１８２に戻される。この結果、ライン１８８上にＤＳＭｆｉｌｔ信号が生じる。ＤＳＭｆｉｌｔ信号は、ブロック１９２に示すようなｏｆｆｓｅｔと閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａとを計算するために、ライン１９０上のＴｈｒｅｓ信号及びＡＳＢＭ信号と組み合わせて使用される。Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａは、比較器１９６及び１９８においてＤＳＭと比較される。比較器１９６及び１９８の出力はフリップフロップ２００への入力として使用されて、ライン２０２上にｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号を生じる。ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号はＡＮＤゲート２０４の反転入力部に送られ、遅延ブロック２０６がＡＮＤゲート２０４の他方の入力部のための遅延したｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号を生成して、ライン２０８上にＢｌｅｎｄ＿ｄ２ａ信号が生じる。Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ信号は、遅延ブロック２１０によって遅延され、ブロック２１４に示すようなＢｐｅｎを計算するために、ライン２１２上のＴｈｒｅｓ及びＢｐｅｎ＿ａｄｊ信号、並びに遅延したＤＳＭｆｉｌｔと組み合わせて使用される。

この混合アルゴリズムは、その混合閾値を制御するためにアナログ信号混合評価基準（ＡＳＢＭ）を使用する。ＡＳＢＭは、現在ではＭＰＳオーディオについては１に、ＳＰＳオーディオについては０に固定されている。しかしながら、時間整合アルゴリズムからのｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ又はｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊ信号を用いて、０と１の間の連続体上でＡＳＢＭをスケーリングこともできる。例えば、低いｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆ又はｃｏｒｒ＿ｐｈａｄｊの値は、アナログオーディオとデジタルオーディオとの間の不十分な一致を示し、（他のいくつかのパラメータを用いて）ＡＳＢＭ及び関連する混合閾値をスケーリングして混合を抑制する。ＡＳＢＭをスケーリングするために使用できる他の整合パラメータとしては、レベル整合情報、アナログオーディオ品質、オーディオ帯域幅及びステレオ分離が上げられる。

別の実施形態では、ＨＤラジオハイブリッド送信機におけるアナログオーディオ信号とデジタルオーディオ信号との自動時間整合に時間オフセット測定を使用することもできる。この（サンプル内で４４．１ｋｓｐｓで測定された）オフセットを非線形ＩＩＲフィルタでフィルタリングして単一の測定にわたる精度を高める一方で、偶発的の異常測定結果を抑制することもできる。
ｏｆｆｓｅｔ＿ｆｉｌｔ_k＝ｏｆｆｓｅｔ＿ｆｉｌｔ_k-1＋α・ｍａｘ[－ｌｉｍ，ｍｉｎ（ｌｉｍ，ｏｆｆｓｅｔ_k－ｏｆｆｓｅｔ＿ｆｉｌｔ_k-1）]
ここでの±ｌｉｍは、現在のフィルタリングされたｏｆｆｓｅｔ＿ｆｉｌｔ値からの最大許可入力ｏｆｆｓｅｔ偏差である。ｌｉｍの推奨値は、ｏｆｆｓｅｔ測定値の典型的な標準偏差よりも若干大きくすべきである（例えば、ｌｉｍ＝８サンプル）。ｌｉｍの非線形性は、低頻度の異常測定ｏｆｆｓｅｔ値の影響を抑制する。単極ＩＩＲフィルタのパラメータαは、その固有の時定数τ秒に関連する。

ここでのＰは、秒単位のｏｆｆｓｅｔ測定期間である。例えば、α＝１／１６かつＰ＝３秒である場合、ＩＩＲフィルタ時定数は約４８秒である。時定数は、オフセットのステップ変化に対する応答時間として定められ、この場合、ステップサイズが±ｌｉｍ未満であると仮定すると、フィルタリングされた出力は、全ステップサイズの

（又は約６３％）に達する。一般に、時間整合オフセットのステップ変化は予想されないが、これらはオーディプロセッサの設定値の変化と共に生じることがある。

ＩＩＲフィルタは、測定されたｏｆｆｓｅｔ入力値の標準偏差をαの平方根だけ減少させる。フィルタリングされたｏｆｆｓｅｔ値は、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの間の時間整合オフセットを追跡して補正するために使用することができる。

別の実施形態では、説明したアルゴリズムを、断続信号又は破損信号の処理に使用することもできる。

上述した時間オフセット測定アルゴリズムは、断続信号又は破損信号を用いた測定のための提案を含む。デジタルオーディオパケットが（例えば、破損に起因して）失われた時、或いはアナログ信号が、マルチパスフェージングの影響を受けた時、又は受信機における意図的なソフトミューティング及び／又は帯域幅削減を受けた時の実際のチャンネル状態の下では例外処理が有用となり得る。受信機は、これらの状態が検出された場合又は時には、時間オフセット測定を抑制することができる。

アルゴリズムの効率に影響を与えることができる実装選択は複数存在する。相関係数計算の正規化成分は、相関ベクトルにわたる全ての時間差値について完全に計算される必要はない。アナログオーディオ正規化成分（例えば、ＣＲＯＳＳ＿ＣＯＲＲＥＬＡＴＥによって呼び出される第１の関数ｃｏｒｒ＿ｃｏｅｆベクトルの擬似コードにおけるＳｕｕａ及びＳｕｕｂ）は、全ての時間差について一定のままであり、従って１回しか計算されない。デジタルオーディオベクトルの正規化エネルギー成分、平均成分及びその他の成分、並びにその後に処理されるベクトルは、最も古いサンプルを取り去って最新のサンプルを追加することにより、連続する遅延毎に単純に更新することができる。さらに、正規化成分は、後でレベル整合測定において使用することもできる。

また、平方根演算については、その極性を維持しながら、相関係数の二乗を用いて回避することもできる。平方は元々の係数と単調に関連するので、相関閾値も二乗されると仮定すると、アルゴリズム性能に影響はない。

最初の時間オフセットが計算された後には、連続する測定間で整合変化が小さいと仮定すると、時間差値の範囲を制限することによってアルゴリズムの効率をさらに高めることができる。処理要件を制限するためにアナログオーディ入力ベクトルｘのサイズＭを小さくすることもできるが、使用する入力ベクトルが小さすぎると、時間オフセット測定の精度が低下することもある。

最後に、ＣＯＲＲＥＬＡＴＩＯＮ＿ＭＥＴＲＩＣＳ関数において計算される位相調整デジタルオーディオｙｎｏｒｍａｄｊは、実際には異なる関数で計算することもできる。この信号は、混合ランプ中に入力デジタルオーディオと一時的に置き換わることによって音質を高めるように設計されたものである。しかしながら、混合は散発的に行われるので、必要時にのみｙｎｏｒｍａｄｊを計算する方が効率的になり得る。実際には、位相調整されたサンプルの代用準備を確実に整えるために、ｙｎｏｒｍａｄｊ計算のタイミングは混合自体のタイミングと同期させなければならない。この結果、この特徴には混合アルゴリズムとの慎重な連係が必要になる。

上記の説明から、説明したアナログ信号とデジタル信号とを整合させる方法の様々な実施形態を、ラジオ受信機及びラジオ送信機を含む様々なタイプの信号処理装置において使用できることが明らかなはずである。方法の１つの実施形態は、アナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを受信又は生成するステップと、アナログオーディオストリームのエンベロープとデジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、アナログオーディオストリームとデジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定するステップとを含む。エンベロープの正規化相互相関は、アナログオーディオストリームの帯域通過サンプルのベクトルと、デジタルオーディオストリームの帯域通過サンプルのベクトルとを用いて計算することができる。

説明した方法は、ラジオ受信機又は送信機などの装置に実装することができる。装置は、上述した機能を実行するようにプログラムされた、又は違う形でそのように構成された既知のタイプの処理回路を使用して構成することができる。

好ましい実施形態の観点から本発明を説明したが、当業者には、以下の特許請求の範囲に定める本発明の範囲から逸脱することなく、説明した実施形態に様々な修正を行えることが明らかであろう。

１０ ＨＤラジオ受信機
１２ アンテナ
１４ ＨＤラジオチューナ
１６ ライン
１８ ライン
２０ ＡＭ又はＦＭアナログ復調器
２２ アナログオーディオ
２４ ＨＤラジオデジタル復調器
２６ ライン
２８ デインタリーバ／ＦＥＣデコーダ
３０ オーディオフレームデフォーマッタ
３２ デジタルオーディオフレーム
３４ ＨＤＣラジオデコーダ
３６ デジタルオーディオ
３８ 時間オフセット測定
４０ ライン
４２ ライン
４４ 相互相関係数
４６ 時間オフセット
４８ 位相調整デジタルオーディオ
５０ サンプル遅延
５２ 混合アルゴリズム
５４ ＣＲＣ状態
５６ 混合制御
５８ オーディオＡ／Ｄ混合
６０ ライン
６２ 混合オーディオ出力

Claims (4)

1. ラジオ受信機においてデジタルオーディオ放送信号を処理する方法であって、
   ハイブリッド放送信号を受信するステップと、
   前記ハイブリッド放送信号を復調してアナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを生成するステップと、
   前記アナログオーディオストリームのエンベロープと前記デジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定するステップと、
   前記ラジオ受信機の出力を前記アナログオーディオストリームから前記デジタルオーディオストリームに、又は前記デジタルオーディオストリームから前記アナログオーディオストリームに混合するステップと、
   整合パラメータである前記時間オフセットを用いてアナログ信号混合評価基準をスケーリングして、前記混合するステップにおける混合閾値を制御し、整合していない前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームで生じる不整合の検出時に混合を抑制するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記時間オフセットを使用して、前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームとを整合させるステップをさらに含む、
   請求項１に記載の方法。
3. ラジオ受信機であって、
   ハイブリッド放送信号を受信し、
   前記ハイブリッド放送信号を復調してアナログオーディオストリーム及びデジタルオーディオストリームを生成し、
   前記アナログオーディオストリームのエンベロープと前記デジタルオーディオストリームのエンベロープとの正規化相互相関を用いて、前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームとの間の時間オフセットを測定し、
   前記ラジオ受信機の出力を前記アナログオーディオストリームから前記デジタルオーディオストリームに、又は前記デジタルオーディオストリームから前記アナログオーディオストリームに混合し、
   前記アナログオーディオストリームのエンベロープと前記デジタルオーディオストリームのエンベロープとの前記正規化相互相関を使用してアナログ信号混合評価基準をスケーリングして、前記混合するステップにおける混合閾値を制御し、整合していない前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームで生じる不整合の検出時に混合を抑制する、
   ように構成された処理回路を備える、
   ことを特徴とするラジオ受信機。
4. 前記処理回路は、前記時間オフセットを使用して、前記アナログオーディオストリームと前記デジタルオーディオストリームとを整合させるようにさらに構成される、
   請求項３に記載のラジオ受信機。

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