CN109565342B - 用于混合hd radiotm技术的时间对准测量 - Google Patents

用于混合hd radiotm技术的时间对准测量 Download PDF

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Abstract

公开了一种用于在无线电接收机中处理数字音频广播信号的方法，所述方法包括：接收混合广播信号；解调混合广播信号以产生模拟音频流和数字音频流；并且使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移。时间偏移可以用于对准模拟音频流和数字音频流，以便随后将无线电接收机的输出从模拟音频流混合到数字音频流或从数字音频流混合到模拟音频流。

Description

用于混合HD RADIOTM技术的时间对准测量
技术领域
所描述的方法和装置涉及混合数字无线电系统中的模拟通路和数字通路的时间对准。
背景技术
数字无线电广播技术向移动、便携式和固定的接收机提供数字音频和数据服务。被称为带内同频(IBOC)数字音频广播(DAB)的一种类型的数字无线电广播在现有的中频(MF)和超高频(VHF)无线电频带中使用地面发射机。由iBiquity Digital Corporation开发的HD RadioTM技术是用于数字无线电广播和接收的IBOC实现的一个示例。
AM和FM带内同频(IBOC)混合广播系统都利用包括模拟调制载波和多个数字调制子载波的复合信号。节目内容(例如，音频)可以在模拟调制载波和数字调制子载波上冗余传输。模拟音频在发射机处延迟一个分集延迟。使用混合模式，广播公司可以继续以更高质量和更稳健的数字信号同时传输模拟AM和FM，从而允许它们自己和它们的听众在维持其当前频率分配的同时从模拟转换到数字无线电。
数字信号在接收机中相对于其模拟信号被延迟，使得时间分集可以用于减轻短信号中断的影响并提供即时模拟音频信号用于快速调谐。混合兼容的数字无线电包含被称为“混合”的特征，该特征试图在初始调谐之后或每当数字音频质量超过适当阈值时在输出的模拟音频和数字音频之间平滑地转变。
在没有数字音频信号的情况下(例如，当频道最初被调谐时)，模拟AM或FM备份音频信号被馈送到音频输出。当数字音频信号变得可用时，混合功能平滑地衰减模拟备份信号并最终用数字音频信号替换模拟备份信号，同时混合在数字音频信号中，使得转变保持音频节目的某种连续性。在损坏数字信号的频道中断期间发生类似的混合。在这种情况下，通过衰减数字信号将模拟信号逐渐混合到输出音频信号中，使得当在音频输出处出现数字损坏时音频被完全混合到模拟。
混合通常将发生在数字覆盖的边缘处以及覆盖轮廓内数字波形已被损坏的其它位置处。当确实发生短暂中断时，如当在边缘信号条件下在桥下行驶时，数字音频被模拟信号代替。
当发生混合时，重要的是模拟音频频道和数字音频频道上的内容是时间对准的，以确保听众几乎不会注意到转变。在这些混合点处，除了模拟音频和数字音频中可能存在的固有质量差异之外，听众应该很少觉察到其它差异。如果广播电台没有使模拟音频信号和数字音频信号对准，那么结果可能是在数字音频和模拟音频之间发生刺耳声音的变换。这种未对准或“偏移”可能由于广播设施处的模拟音频路径和数字音频路径之间的音频处理差异而发生。
模拟信号和数字信号在组合以便输出之前通常利用两个单独的信号生成路径生成。使用不同的音频处理技术和不同的信号生成方法使得这两个信号的对准非常重要。混合应该是平滑且连续的，这只有在模拟音频和数字音频被正确对准时才会发生。
可以使用两个关键性能度量来量化任何数字/模拟音频对准技术的有效性：测量时间和偏移测量误差。虽然估计有效偏移所需的时间的测量可以是直截了当的，但是模拟音频源和数字音频源之间的实际未对准通常既不知道也不固定。这是因为音频处理通常在源材料的构成频带内引起不同的组延迟。这种组延迟可能会随着时间而变化，因为音频内容变化会使一个频段相对于另一个频段突出。当在发射机处应用于模拟源和数字源的音频处理不同时-在实际无线电台中经常是这种情况–对应频带中的音频段具有不同的组延迟。当音频内容随着时间而变化时，未对准变得动态。这使得难以确定特定时间对准算法是否提供准确的结果。
现有时间对准算法依赖于定位从模拟音频样本向量和数字音频样本向量生成的归一化互相关峰值。当模拟音频处理和数字音频处理相同时，通常产生清晰可见的相关峰值。
但是，仅依赖于数字音频向量和模拟音频向量的归一化互相关的技术由于上述组延迟差异而经常产生错误的结果。当模拟音频处理和数字音频处理不同时，归一化互相关通常相对低并且缺少确定的峰值。
虽然随着时间平均的多个测量可以减小动态偏移测量误差，但是这导致过多的测量时间和由于持续的组延迟差异而导致的潜在的残余偏移误差。由于HD Radio接收机可以使用该测量来改善实时混合音频混合，因此过多的测量时间和偏移误差使其成为不太有吸引力的解决方案。因此，期望用于测量时间偏移的改进技术。
发明内容
在第一方面，一种用于在无线电接收机中处理数字音频广播信号的方法包括：接收混合广播信号；解调混合广播信号以产生模拟音频流和数字音频流；以及使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移。
在另一个方面，一种无线电接收机包括处理电路系统，该处理电路系统被配置为接收混合广播信号；解调混合广播信号以产生模拟音频流和数字音频流；以及使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移。
在另一个方面，一种用于对准模拟和数字信号的方法包括：接收或生成模拟音频流和数字音频流；使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移；以及使用时间偏移来对准模拟音频流和数字音频流。
附图说明
图1是具有相同模拟/数字音频处理的典型归一化互相关峰值的曲线图。
图2是具有不同模拟/数字音频处理的典型归一化互相关的曲线图。
图3是具有不同模拟/数字音频处理的音频包络的典型归一化互相关的曲线图。
图4是突出显示时间对准算法的HD Radio接收机的高层功能框图。
图5是示例性滤波和抽取(decimation)功能的信号流程图。
图6是滤波器脉冲响应的曲线图。
图7至图11是图示滤波器通带的曲线图。
图12是示例性时间对准算法的功能框图。
图13是各种互相关系数的曲线图。
图14是具有动态阈值控制的音频混合算法的信号流图。
具体实施方式
本文描述的实施例涉及数字无线电广播信号的数字部分和模拟部分的处理。该描述包括用于HD Radio接收机或发射机的模拟音频流和数字音频流的时间对准的算法。虽然在示例性HD Radio系统的上下文中呈现了本公开的各方面，但是应该理解的是，所描述的方法和装置不限于HD Radio系统，并且本文的教导适用于包括测量两个信号之间的时间偏移的方法和装置。
用于模拟音频流和数字音频流的时间对准的先前已知算法依赖于定位从模拟音频样本向量和数字音频样本向量生成的归一化互相关峰值。当模拟音频处理和数字音频处理相同时，通常产生清晰可见的相关峰值。例如，图1是具有相同模拟/数字音频处理的典型归一化互相关峰值的曲线图。
但是，音频处理通常在源材料的构成频带内引起不同的组延迟。该组延迟会随着时间而变化，因为音频内容变化使一个频带相对于另一个频带突出。当在发射机处应用于模拟源和数字源的音频处理不同时-在实际无线电台中经常是这种情况–对应频带中的音频段具有不同的组延迟。当音频内容随着时间而变化时，未对准变得动态。这使得难以确定特定时间对准算法是否提供准确的结果。
由于该组延迟，当模拟音频处理和数字音频处理不同时，归一化互相关通常相对低并且缺少确定的峰值。图2是具有不同模拟/数字音频处理的典型归一化互相关的曲线图。因此，仅依赖于数字音频向量和模拟音频向量的归一化互相关的技术经常产生错误的结果。
音频包络的相关(在去除了相位差情况下)可以用于减少或消除由于组延迟差异而导致的问题。本文所描述的技术利用音频包络的相关来解决由数字音频流和模拟音频流之间的组延迟变化引起的偏移测量误差的问题。图3是具有不同模拟/数字音频处理的音频包络的典型归一化互相关的曲线图。
本文所描述的技术是高效的并且由于减少了对一致性检查的需要，因此需要比先前已知技术明显更少的测量时间。此外，描述了用于在混合斜坡(blend ramp)期间校正组延迟差异的技术。
需要混合HD Radio波形的模拟音频和数字音频之间的时间对准，以确保HD Radio接收机中从数字到模拟的平滑混合。虽然应该维持对准，但有时会在发射机处发生时间未对准。由于在创建模拟音频流和数字音频流时的实现选择，在接收机处也可能发生未对准。当检测到未对准时，可以使用时间偏移测量来校正未对准。时间偏移测量也可以用于调整混合阈值，以在检测到未对准时禁止混合，并在音频混合期间改善声音质量。
所描述的技术通过在校正模拟音频向量和数字音频向量之间的任何组延迟差异之后测量模拟音频向量和数字音频向量的归一化互相关来验证。这比先前技术产生更准确、高效和快速的时间偏移测量。
在所描绘的实施例中，应用多级滤波和抽取来隔离关键频带和提高处理效率。模拟音频流和数字音频流的粗略包络和精细包络两者的归一化互相关用于测量时间偏移。如在本描述中所使用的，粗略包络表示在按因子128进行滤波和抽取之后输入音频信号的绝对值，并且精细包络表示在按因子4进行滤波和抽取之后输入音频信号的绝对值。相关分两步执行-粗略步骤和精细步骤-以提高处理效率。
图4中示出了突出显示时间对准算法的HD Radio接收机10的高级功能框图。天线路12接收输入到HD Radio调谐器14的混合HD Radio信号。调谐器输出包括线路16上的模拟调制信号和线路18上的数字调制信号。取决于输入信号，模拟调制信号可以被振幅调制(AM)或频率调制(FM)。AM或FM模拟解调器20产生音频样本流，被称为线路22上的模拟音频流。HD Radio数字解调器24在线路26上产生数字符号流。线路26上的数字符号在去交织器/FEC解码器28中被去交织和解码并在音频帧去格式化器30中被去格式化以在线路32上产生数字音频帧。数字音频帧在HD Radio音频解码器34中被解码以在线路36上产生数字音频信号。时间偏移测量功能38接收线路40上的数字音频信号和线路42上的模拟音频信号，并产生三个输出：线路44上的互相关系数；线路46上的时间偏移信号和线路48上的相位调整后的数字音频信号。时间偏移信号控制数字音频信号的样本延迟，如方框50所示。
检查数字音频帧的循环冗余校验(CRC)位以确定CRC状态。为每个音频帧(AF)确定CRC状态。例如，如果CRC检查通过，则CRC状态值可以被设置为1，否则被设置为0。混合控制功能52接收线路54上的CRC状态信号和线路44上的互相关系数，并在线路56上产生混合控制信号。
音频模拟-数字(A/D)混合功能58接收线路60上的数字音频、线路22上的模拟音频、线路48上的相位调整后的数字音频，以及线路56上的混合控制信号，并在线路62上产生混合后的音频输出。线路42上的模拟音频信号和线路40上的数字音频信号构成一对音频信号向量。
在图4中描绘的接收机中，捕获一对音频信号向量用于时间对准。一个向量用于模拟音频信号(从模拟AM或FM解调器导出)，而另一个向量用于数字信号(数字解码音频)。由于模拟音频信号通常不会延迟得比解调和滤波处理所需的更多，因此它将被用作参考时间信号。数字音频流应该与模拟音频流进行时间对准，以便进行混合。两个音频流之间有意的分集延迟允许数字音频流相对于模拟音频流的时间调整。
图4中的时间偏移测量方框38提供三个算法输出，其对应于三个可能的实施例，其中：
(1)互相关系数可以被传递给混合算法以调整混合阈值并在检测到未对准时禁止混合；
(2)数字音频信号的延迟可以使用测得的时间偏移进行实时调整，从而自动对准模拟音频和数字音频；或者
(3)相位调整后的数字音频可以临时替换输入的数字音频，以改善混合期间的声音质量。
在另一个实施例中，滤波后的时间偏移测量也可以用于HD Radio混合发射机中的模拟音频信号和数字音频信号的自动时间对准。
接下来描述时间偏移测量技术的细节。
在该实施例中，模拟音频流和数字音频流的单声道版本用于测量时间偏移。该测量在多个步骤中执行以提高效率。这里假设模拟音频流和数字音频流被同时采样并输入到测量设备中。用于估计模拟音频信号和数字音频信号的时间偏移的适当度量是被实现为归一化互相关函数的相关系数函数。相关系数函数具有如下特性：当两个信号被时间对准且相同时，除了可能的任意比例因子差异之外，它接近整体(unity)。随着时间偏移的增加，系数通常在统计上变得更小。由于其对模拟信号和数字信号之间的组延迟差异的容限，还针对时域信号的包络计算相关系数。
下面示出了用于控制时间偏移测量的执行体(executive)功能的示例性伪代码MEAS_TIME_ALIGNMENT。
Figure BDA0001874829380000081
首先形成N个数字音频样本的向量y用于测量。模拟音频样本的另一个较小的M-样本向量x被用作参考模拟音频向量。
目标是找到与x时间对准的y的向量子集。理想情况下，信号与y向量的中心标称上时间对准。这允许在相对于y向量的中点的±(N-M)/2个样本的范围内计算时间偏移测量。N的推荐值为以44.1ksps的采样率跨越近三秒的217＝131072个音频样本。对于M＝213＝8192(大约186毫秒)，搜索范围约为+1.4秒。
然后，模拟音频输入向量和数字音频输入向量通过filter_vectors函数以隔离期望的音频频带并限制处理器吞吐量要求。音频频谱被分成若干不同的通带用于后续处理。这些频带包括完整的音频通带、低音频率和带通频率。带通频率用于创建其中去除相位差异的准确互相关所需的音频包络。从带通信号中去除低音频率，因为当模拟/数字音频处理不同时，它们可能引入大的组延迟误差；但是，隔离的低音频率对于验证音频信号的极性可能是有用的。此外，从带通信号中去除高频，因为时间对准信息集中在较低的非低音频率中。整个音频通带用于预测潜在的混合声音质量和验证包络相关。
在滤波之后，设置粗略滞后值的范围并调用函数meas_offset来执行时间偏移测量。粗略滞后值定义样本偏移的范围，在该范围内较小的模拟音频包络与较大的数字音频包络相关。该范围被设置为模拟音频包络和数字音频包络之间的长度差异。在粗略包络相关完成之后，在较窄的滞后值范围内以较高的采样率执行精细包络相关。
然后分析结果以确定相关峰值和偏移值是否有效。通过确保关键相关峰值超过阈值并且这些峰值相关值及其对应的偏移值在时间上是一致的来确定有效性。
如果无效，则使用新的输入测量向量重复该处理，直到声明了有效的时间偏移。一旦计算出有效的时间偏移，就可以定期地运行算法以确保维持了正确的时间对准。
执行体伪代码MEAS_TIME_ALIGNMENT调用后续函数。
下面描述作为分层系列函数的时间偏移测量。这些函数被描述为或者信号流图或者伪代码，这取决于哪个更适合于所述函数。图5和图12被注释有步骤编号，用于与下面提供的逐步实现的细节进行交叉引用。
图5是由MEAS_TIME_ALIGNMENT调用的第一函数filter_vectors的信号流程图。
线路70和72上的输入音频向量x和y初始地在滤波和抽取的多个阶段中被处理，如图5所示。x和y样本流可用于在线路74和76上进一步处理。多阶段处理是高效的并且便于若干种类型的测量。首先通过滤波器78和80对x和y向量进行低通滤波，以防止可能受到微小时间偏移影响的较高频率的后续互相关，并提高计算效率。这分别在线路82和84上产生xlpf和ylpf信号。使用滤波器86和88以及组合器90和92从xlpf和ylpf信号中除去更低的低音频率，以在线路94和96上产生带通信号xbpf和ybpf。这消除了由对音频的模拟版本和数字版本的不同低音处理引起的大的组延迟变化，其中对音频的模拟版本和数字版本的不同低音处理也可能影响后续处理中的包络。xbass和ybass信号可用于在线路98和100上进一步处理。
带通滤波器阶段之后是允许包络相关的绝对值函数102和104。然后，通过滤波器110和112对线路106和108上产生的xabs和yabs信号进行滤波，以在线路114和116上产生xabsf和yabsf，其用于确定精细互相关峰值。这些信号在滤波器118和120中被进一步滤波和抽取，以在线路122和124上产生粗略包络信号xenv和yenv。粗略包络互相关用于定位相关时间偏移的附近区(vicinity)，从而允许随后在较窄的滞后值范围内高效地计算xabsf和yabsf的精细相关。
图6是LPF FIR滤波器脉冲响应的曲线图。图5中的每个低通滤波器(LPF)具有基于余弦平方窗口正弦函数的类似脉冲响应，如图6所示。所有滤波器具有在所选系数的数量K上伸展的相同形状，其中在这个示例中K＝45。
信号通过滤波器系数的数量K在时间上进行缩放，这反向地缩放频率跨度。为了效率，可以使用下面定义的函数compute_LPF_coefs预先计算每个预定长度K的滤波器系数。
下面是用于生成滤波器系数的函数compute_LPF_coefs的示例性伪代码。
Figure BDA0001874829380000111
滤波器输入包括输入向量u，滤波器系数h和输出抽取率R。
LPF函数的示例性伪代码是：
Figure BDA0001874829380000121
图7-11中示出了示例性实施例中的图5的各种信号的滤波器通带。
图7示出了来自LPF(x,hlpf,4)的xlpf的通带。图8示出了来自LPF(xlpf,hbass,1)的xbass的通带。图9示出了来自适当延迟的LPF(x,hlpf,4)-LPF(xlpf,hbass,1)的xbpf的通带。图10示出了来自LPF(xabs,habs,1)的xabsf的通带。图11示出了来自LPF(xabsf,henv,32)的xenv的通带。
在滤波之后，执行体MEAS_TIME_ALIGNMENT通过调用函数meas_offset来估计输入模拟音频信号和数字音频信号之间的时间偏移。图12中示出了由执行体MEAS_TIME_ALIGNMENT调用的第二函数meas_offset的信号流图的实施例。
如上所述，应当对音频信号的包络执行归一化互相关以防止由不同的模拟/数字音频处理引起的组延迟差异。为了效率，这个相关通过函数CROSS_CORRELATE在两个步骤-粗略步骤和精细步骤-中执行。
参考图12，meas_offset函数首先调用CROSS_CORRELATE函数130来使用线路122上的输入音频包络xenv和线路124上的yenv(这些包络从输入音频信号中按因子128进行抽取)计算粗略互相关系数。线路132上用于该相关的滞后值的范围由执行体计算，并允许较小的xenv向量在yenv的整个长度上滑动。方框130中的粗略相关以适度的采样率执行。线路126上得到的粗略相关峰值索引lagpqenv有效地缩小了用于线路114上的xabsf和线路116上的yabsf的在方框134中的后续精细相关的滞后值的范围(在方框132中从lagabsmin到lagabsmax)。这种精细相关还通过函数CROSS_CORRELATE以高32倍的采样率来执行。在方框136中转换为整数个44.1-ksps音频样本之后，精细相关峰值的索引在线路138上被输出为offset(期望的时间偏移测量)。峰值相关值peakabs在方框134中确定并在线路142上返回。如果粗略或精细相关的结果无效，则控制被传递回执行体并且处理继续下一个测量向量，如方框144和146所示。
以下提供用于CROSS_CORRELATE函数的示例性伪代码。
Figure BDA0001874829380000131
CROSS_CORRELATE函数首先调用函数corr_coef_vectors以将每个输入向量分成两半并且不仅针对复合输入向量(coef)计算互相关系数，而且还针对其分叉分量(coefa和coefb)计算互相关系数。与三个相关系数(lagpq，lagpqa和lagpqb)中的每一个对应的峰值索引也由函数peak_lag来确定。这允许经由时间一致性进行相关验证。如果分叉分量的峰值处的滞后都落在复合滞后的半个样本内(以原始采样率)，并且如果复合峰值超过适度阈值，则相关被认为是有效的。否则，控制被传递回meas_offset和MEAS_TIME_ALIGNMENT，并且处理将继续下一个测量向量。
在到函数corr_coef_vectors的输入已被分叉之后，从每一半中去除均值以消除由函数filter_vectors中的绝对值(包络)操作引入的偏差。互相关系数还需要通过信号能量(经由每个输入的自相关计算的)进行归一化以确保输出值不超过整体。对于较短的模拟输入向量u，所有这些处理仅需要被执行一次。但是，必须将数字输入向量v截断为模拟向量的长度，并且针对lagmin和lagmax之间的每个滞后值计算其归一化因子(Svva和Svvb)以及得到的互相关系数。为了减少处理要求，仅针对分叉向量执行相关操作。复合相关系数coef通过分叉分量的适当组合来获得。
由CROSS_CORRELATE调用的第一函数corr_coef_vectors的示例性伪代码如下。注意的是，所有相关操作都简洁地表达为向量点积。
Figure BDA0001874829380000151
由CROSS_CORRELATE调用的第二函数peak_lag的示例性伪代码如下。
Figure BDA0001874829380000161
函数peak_lag由CROSS_CORRELATE调用以找到输入互相关系数的峰值和索引。注意的是，如果峰值位于输入向量的任一端，则两个输出(peak和lagpq)都将被清除，从而有效地使互相关操作失败。这是因为无法确定向量任一端处的最大值是否真正为峰值。此外，由于该函数以相对粗略的采样率(或者44100/4＝11025Hz或者44100/128＝344.53125Hz)运行，因此峰值滞后值的分辨率相当有粒度。经由峰值索引的二次插值来改善该分辨率。得到的输出lagpq通常表示样本的部分数量(fractional number)；随后在meas_offset函数中它被舍入为整数个样本。
通过meas_offset调用图12的方框148中的函数CORRELATION_METRICS以验证精细时间偏移测量并生成相位调整后的数字音频以改善混合质量。在所描述的实施例中，所有相关都以单个滞后offset(而不是滞后值的范围)被执行。与其它函数一样，相关被归一化并被紧凑地表达为点积。
由meas_offset调用的函数CORRELATION_METRICS的示例性伪代码如下。
Figure BDA0001874829380000171
虽然通过关联模拟音频信号和数字音频信号的包络来避免组延迟差异的影响是重要的，但是认识到这些包络不包含频率信息也是重要的。图12的方框148中的函数CORRELATION_METRICS在计算出的offset处对频域中的输入44.1-ksps模拟音频信号和数字音频信号(线路74上的x和线路76上的y)的幅度进行互相关。如果这些频率分量被很好地相关(即，输出相关系数corr_phadj足够高)，则对于时间偏移测量是正确的可以存在高置信度。注意的是，输入向量长度被截断为2的最大次幂，以确保更高效的FFT的操作，并且常数Kt是依赖于FFT的比例因子。
输入音频信号x和y的标准时域归一化互相关也通过函数CORRELATION_METRICS以滞后值offset执行，从而产生输出corr_coef。corr_coef的值可以用于预测混合的声音质量。但是，如前所述，如果模拟/数字音频处理不同，则corr_coef将可能产生模糊的结果。但是，如果数字音频输入的相位在相关之前以某种方式与模拟相位协调，则情况并非如此。这是通过将模拟音频信号的相位施加到数字信号的幅度上在CORRELATION_METRICS中实现的。然后，在混合斜坡期间，得到的相位调整后的数字音频信号ynormadj可以临时替换输入数字音频y，以改善声音质量。
最后，线路98上的xbass和线路100上的ybass的互相关通过图12的方框140中的函数CORRELATE_BASS以峰值offset值执行，以形成输出变量peakbass。该测量指示低音音频频率的相位与较高频率的对准程度。如果peakbass值为负，则模拟或数字音频信号可以被反转。输出peakbass可以用于检测潜在的相位反转、验证时间偏移测量、或改善混合质量。
由meas_offset调用的函数CORRELATE_BASS的示例性伪代码如下。
Figure BDA0001874829380000191
函数meas_offset的返回值peakabs、offset和corr_phadj全部由执行体MEAS_TIME_ALIGNMENT用于验证时间偏移测量。
用于实现时间偏移测量算法的步骤在MEAS_TIME_ALIGNMENT的执行体伪代码中描绘。时间偏移在从粗略(包络)到精细相关的若干阶段中计算，在阶段之间使用了插值。这产生具有足够高准确度的高效算法。步骤1至步骤8描述了在图5的信号流图中定义的滤波操作。
xenv，yenv，xabsf，vabsf，xbass，ybass]＝filter_vectors(x，y)
步骤10至步骤15描述了在图12的信号流图中定义的相关操作。
[peakabs，offset，corr_coef，corr_phadj，ynormadj，peakbass]＝
meas_offset(x，y，xenv，yenv，xabsf，yabsf，xbass，ybass，lagmin，lagmax)
步骤1-预先计算图5的信号流图中定义的filter_vectors函数中的四个构成滤波器中的每一个的滤波器系数。xbass和ybass信号可用于在线路98和100上的进一步处理。
每个滤波器的系数的数量(Klpf，Kbass，Kabs和Kenv)在图5中定义。滤波器系数由上面定义的函数compute_LPF_coefs计算。
hlpf＝compute_LPF_coefs(Klpf)
hbass＝compute_LPF_coefs(Kbass)
habs＝compute_LPF_coefs(Kabs)
henv＝compute_LPF_coefs(Kenv)
步骤2-准备以44.1ksps采样的数字音频流和模拟音频流的单声道版本。建议检查音频是否存在可能丢失的数字音频帧或损坏的模拟音频。如果在当前段上检测到损坏，则捕获另一个音频段。形成x和y输入向量。y向量由N个数字音频样本组成。x向量由M＜N个模拟音频样本组成，在标称上预期这些样本在y向量的中心附近对准。
步骤3-以速率R＝4(11，025Hz输出采样率)对模拟音频和数字音频(x和y)进行滤波和抽取，以分别产生新的向量xlpf和ylpf。滤波器输出由上述用于执行滤波处理的伪代码LPF中定义的FIR滤波器函数LPF计算。
xlpf＝LPF(x，hlpf，R)
ylpf＝LPF(y，hlpf，R)
步骤4-滤波器向量xlpf和ylpf分别产生新的向量xbass和ybass。滤波器输出由上述用于执行滤波处理的伪代码LPF中定义的FIR滤波器函数LPF计算。
xbass＝LPF(xlpf，hbass，1)
ybass＝LPF(ylpf，hbass，1)
步骤5–使向量xlpf延迟D＝(Kbass-1)/2个样本以适应低音FIR滤波器延迟。然后从结果中减去向量xbass以产生新的向量xbpf。类似地，从ylpf中减去向量ybass(在D个样本的延迟之后)以产生新的向量ybpf。输出向量xbpf和ybpf具有与向量xbass和ybass相同的长度。
xbpfm＝xlpfm+D-xbassm；for m＝0...length(xbass)-1
ybpfn＝ylpfn+D-ybassn；for n＝0...length(ybass)-1
步骤6-通过计算xbpf和ybpf的每个元素的绝对值来创建新的向量xabs和yabs。
xabsm＝|xbpfm|，for m＝0...length(xbpf)-1
yabsn＝|ybpfn|，for n＝0...length(ybpf)-1
步骤7–对向量xabs和yabs进行滤波以分别产生新的向量xabsf和yabsf。滤波器输出由上述用于执行滤波处理的伪代码LPF中定义的FIR滤波器函数LPF计算。
xabsf＝LPF(xabs，habs，1)
yabsf＝LPF(yabs，habs，1)
步骤8–以速率Renv＝32(344.53125-Hz输出采样率)对模拟音频和数字音频(xabsf和yabsf)两者进行滤波和抽取，以分别产生新的向量xenv和yenv。滤波器输出由上述用于执行滤波处理的伪代码LPF中定义的FIR滤波器函数LPF计算。
xenv＝LPF(xabsf，henv，Renv)
yenv＝LPF(yabsf，henv，Renv)
步骤9-计算粗略包络相关的滞后范围。
lagmin＝0
lagmax＝length(yenv)-length(xenv)
步骤10-使用上面定义的CROSS_CORRELATE函数在范围lagmin到lagmax内从输入向量xenv和yenv计算粗略包络相关系数向量。找到相关最大peakenv和二次插值峰值索引lagpqenv。如果确定测量无效，则将控制返回给执行体并继续处理模拟音频样本和数字音频样本的下一个测量向量。注意的是，高效计算可以消除冗余计算。
[peakenv，lagpqenv]＝CROSS_CORRELATE(xenv，yenv，lagmin，lagmax)
步骤11-计算xabsf和yabsf的精细相关的滞后范围。在lagpqenv周围设置范围+0.5个样本、用Renv进行插值、并舍入到整数个样本索引。
lagabsmin＝round[Renv·(lagpqen v-0.5)]
lagabsmax＝round(Ren v·(lagpqen v+0.5)]
步骤12-使用上面定义的CROSS_CORRELATE函数，在范围lagabsmin到lagabsmax内从输入向量xabsf和yabsf计算精细相关系数向量。找到相关最大peakabs和二次插值峰值索引lagpqabs。如果确定测量无效，则将控制返回给执行体并继续处理模拟音频样本和数字音频样本的下一个测量向量。注意的是，高效计算可以消除冗余计算。虽然时间偏移被确定为lagpqabs，但是随后将进行附加的测量以进一步提高该测量的置信度。
[peakabs，lagpqabs]＝CROSS_CORRELATE(xabsf，yabsf，lagabsmin，lagabsmax)
步骤13-使用上面定义的CORRELATE_BASS函数，从索引lagpqabs处的输入向量xbass和ybass计算相关系数peakbass。
peakbass＝CORRELATE_BASS(xbass，ybass，lagpqabs)
步骤14-计算模拟音频向量和数字音频向量x和y之间的offset(以44.1-ksps音频样本的数量)。这是通过按R＝4对精细峰值索引lagpqabs进行插值并将结果舍入为整数个样本来实现的。
offset＝round(R·lagpqabs]
步骤15-使用上面定义的CORRELATION_METRICS函数来计算在测得的峰值索引offset处的44.1-ksps模拟音频输入向量和数字音频输入向量x和y之间的相关值corr_coef。在对准x和y向量的组延迟之后，还计算频域相关值corr_phadj。这用于验证时间偏移测量的准确性。最后，该函数生成相位调整后的数字音频信号ynormadj，其可以在混合斜坡期间临时替换输入数字音频y，以改善声音质量。
[corr_cpef，corr_phadj，ynormadj]＝CORRELATION_METRICS(x，y，offset)
在图13中一起绘制了示例性粗略(env)、精细(abs)和输入音频(x，y)互相关系数。
利用各种模拟输入音频源和数字输入音频源对上述时间偏移测量技术进行建模和模拟。该模拟用于根据经验设置决策阈值、细化用于验证相关峰值的逻辑条件、以及收集统计结果以评估性能并与其它自动时间对准方法进行比较。
将测试向量输入到模拟中并将其分成多个固定长度的模拟音频样本块和数字音频样本块。然后将每对样本块相关，并使用峰值和索引来测量时间偏移。对测试向量内的所有构成样本块重复该处理。然后分析结果并编译该特定向量的重要统计数据。
模拟在10个不同的测试向量上运行，其中代表性音频来自包括说唱、古典、摇滚和嘻哈的各种音乐流派。除了F-5+0+0CCC_Mono和F+0至-9+0+0DRR之外，所有向量都对模拟流和数字流应用不同的音频处理。
对测试向量内的所有构成块执行相关(如上文算法描述中所定义的)。记录有效相关的时间偏移和测量时间。然后分析结果并编译每个向量的统计数据。这些统计数据在表1中列出。
由于实际时间偏移通常是未知的，因此均值偏移不是非常有用的统计数据。相反，包括测试向量的所有样本块上的时间偏移的标准偏差提供了更好的算法精度测量。均值测量时间也是有价值的统计数据，指示算法收敛到有效结果所花费的时间量。这些统计数据在表1中加粗。
表1的结果指示算法性能似乎是稳健的。所有测试向量的平均时间偏移标准偏差是4.2个音频样本，这指示相当一致的精度。所有测试向量上的平均测量时间为0.5秒，这完全符合HD Radio规范。实际上，所有向量上的最坏情况测量时间仅为7.2秒。
从表1中显而易见，该算法为一些测试向量产生相对大范围的估计时间偏移。该范围可能是准确的，并且可能由不同的音频处理以及模拟音频输入和数字音频输入之间产生的组延迟差异引起。不幸的是，没有办法知道每个测试向量中在任何给定时刻的实际时间偏移。因此，当算法在实时HD Radio接收机平台上被实现时，算法的最终验证只能通过收听测试才能实现。
表1：模拟统计结果
Figure BDA0001874829380000241
除了在HD Radio接收机中提供自动时间对准之外，所描述的算法还具有其它潜在的应用。例如，所描述的算法可以与音频混合方法(诸如在2016年3月16日提交的并且标题为“Method And Apparatus For Blending An Audio Signal In An In Band On-ChannelRadio System”的共同拥有的美国专利申请No.15/071,389中所描述的方法)结合使用，以调整混合阈值并在检测到未对准时禁止混合。这提供了动态混合阈值控制。
图14是具有动态阈值控制的音频混合算法的信号流图。线路160上的CRCpass信号被放大器162放大并且被传递到加法器164。加法器的输出被延迟方框166延迟、被放大器168放大并返回到加法器164。这产生线路170上的数字信号测量(DSM)值。DSM在方框172中被限制、被放大器174放大并且被传递到加法器176，在加法器176中，它被加到线路178上的惩罚信号Bpen。线路180上的结果信号传递给加法器182。加法器182的输出被延迟方框184延迟、被放大器186放大并且被返回到加法器182。这在线路188上产生DSMfilt信号。DSMfilt信号与线路190上的Thres和ASBM信号结合使用以计算offset和阈值Th_a2d和Th_d2a，如方框192所示。在比较器196和198中将Th_a2d和Th_d2a与DSM进行比较。比较器196和198的输出被用作触发器200的输入以产生线路202上的state_dig信号。state_dig信号被发送AND门204的反相输入并且延迟方框206产生用于AND门204的另一个输入的延迟state_dig信号，以在线路208上产生Blend_d2a信号。Blend_d2a信号被延迟方框210延迟并与线路212上的Thres和Bpen_adj信号以及延迟的DSMfilt结合使用，以计算Bpen，如方框214所示。
混合算法使用模拟信号混合度量(ASBM)来控制其混合阈值。ASBM当前对于MPS音频被固定为1并且对于SPS音频被固定为0。但是，来自时间对准算法的corr_coef或corr_phadj信号可以用于在0和1之间的连续体上缩放ASBM。例如，corr_coef或corr_phadj的低值将指示模拟音频和数字音频之间的一致性差，并且将(利用一些其它参数)缩放ASBM和相关联的混合阈值以禁止混合。可能用于缩放ASBM的其它对准参数包括电平对准信息、模拟音频质量、音频带宽和立体声分离。
在另一个实施例中，时间偏移测量还可以用于HD Radio混合发射机中的模拟音频信号和数字音频信号的自动时间对准。offset(在44.1ksps的样本中测量的)可以利用非线性IIR滤波器进行滤波，以提高单次测量的准确度，同时还抑制偶尔的异常测量结果。
offset_filtk＝offset_filtk-1+α·max[-lim，min(lim，offsetk-offset_filtk-1)]
其中±lim是来自当前滤波后的offset_filt值的最大允许的输入offset偏差。lim的推荐值应稍微大于offset测量的典型标准偏差(例如，lim＝8个样本)。lim非线性抑制不常见的异常测量offset值的影响。单极IIR滤波器的参数α与其自然时间常数τ秒相关。
Figure BDA0001874829380000261
其中P是以秒为单位的offset测量周期。例如，如果α＝1/16并且P＝3秒，则IIR滤波器时间常数为大约48秒。时间常数被定义为其中滤波输出达到整个步长的
Figure BDA0001874829380000262
(或约63％)的偏移中的阶跃变化的响应时间，这里假设步长小于±lim。通常不期望时间对准偏移的阶跃变化；但是，它们可能会随着音频处理器设置的变化而发生。
IIR滤波器将测得的offset输入值的标准偏差减小α的平方根。滤波后的offset值可以用于跟踪和校正模拟音频流和数字音频流之间的时间对准偏移。
在另一个实施例中，所描述的算法可以用于处理间歇或损坏的信号。
上述时间偏移测量算法包括对具有间歇或损坏信号的测量的建议。当数字音频分组丢失(例如，由于损坏)时或当模拟信号受多径衰落影响，或者在接收机中经历有意的软静音和/或带宽减小时，异常处理在实际频道条件下可能是有用的。如果检测到这些条件或当检测到这些条件时，接收机可以禁止时间偏移测量。
有若干种可以影响算法效率的实现选择。不需要针对相关向量上的每个滞后值完全计算相关系数计算的归一化分量。模拟音频归一化分量(例如，由CROSS_CORRELATE调用的第一函数corr_coef_vectors的伪代码中的Suua和Suub)对于每个滞后保持恒定，因此它仅被计算一次。通过减去最旧的样本并添加最新的样本，可以针对每个连续的滞后简单地更新数字音频向量及其后续处理的向量的归一化能量、均值和其它分量。此外，归一化分量可以在以后用于电平对准测量。
此外，通过使用相关系数的平方可以避免平方根操作，同时保持其极性。由于平方与原始系数单调相关，因此假设相关阈值也被平方，则算法性能不受影响。
在计算出初始时间偏移之后，假设在连续测量之间对准变化小，则可以通过限制滞后值的范围来进一步提高算法的效率。模拟音频输入向量x的尺寸M也可以被减小以限制处理要求，但是使用太小的输入向量会降低时间偏移测量的准确度。
最后，在CORRELATION_METRICS函数中计算出的相位调整后的数字音频ynormadj实际上可以用不同的函数计算。该信号被设计成通过在混合斜坡期间临时用它替换输入数字音频来改善声音质量。但由于混合偶尔出现，因此仅在需要时计算ynormadj可能更高效。实际上，ynormadj计算的定时必须与混合本身的定时同步，以确保相位调整后的样本准备好可以去替代。因此，对于这一特征需要仔细协调混合算法。
从以上描述中应该显而易见的是，所描述的用于对准模拟信号和数字信号的方法的各种实施例可以用在各种类型的信号处理装置中，包括无线电接收机和无线电发射机。该方法的一个实施例包括：接收或生成模拟音频流和数字音频流；并且使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移。可以使用模拟音频流的带通样本的向量和数字音频流的带通样本的向量来计算包络的归一化互相关。
所描述的方法可以在诸如无线电接收机或发射机的装置中实现。可以使用已被编程或以其它方式被配置为执行上述功能的已知类型的处理电路系统来构造该装置。
虽然已经根据本发明的优选实施例描述了本发明，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离由以下权利要求定义的本发明的范围的情况下，可以对所描述的实施例进行各种修改。

Claims (27)

1.一种用于在无线电接收机中处理数字音频广播信号的方法，所述方法包括：
接收混合广播信号；
解调混合广播信号以产生模拟音频流和数字音频流；
使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移；
使用时间偏移来对准模拟音频流和数字音频流；
将无线电接收机的输出从对准的模拟音频流混合到对准的数字音频流或从对准的数字音频流混合到对准的模拟音频流；
对对准的数字音频流进行相位调整；以及
在混合无线电接收机的输出中使用的混合斜坡期间使用相位调整后的数字音频流临时替换输入数字音频流。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
使用时间偏移来缩放模拟信号混合度量、使用模拟信号混合度量在混合无线电接收机的输出中控制混合阈值并在检测到未对准时禁止混合。
3.如权利要求1所述的方法，还包括：
计算模拟音频流和数字音频流的低音信号的互相关以检测潜在的反转、验证时间偏移测量或改善混合质量。
4.如权利要求1所述的方法，还包括：
计算模拟音频流和数字音频流的互相关以预测潜在混合的声音质量。
5.如权利要求1所述的方法，其中：
使用模拟音频流的带通样本的向量和数字音频流的带通样本的向量来计算包络的归一化互相关。
6.如权利要求1所述的方法，其中，使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移的步骤包括：
使用在第一滞后值范围内计算出的粗略包络互相关来定位时间偏移的附近区；以及
随后使用在第二滞后值范围内计算出的精细包络互相关，其中第二滞后值范围比第一滞后值范围窄。
7.如权利要求6所述的方法，还包括：
使用峰值索引的二次插值来改善计算出的粗略包络互相关的峰值滞后的分辨率。
8.如权利要求1所述的方法，其中：
使用模拟音频流的样本的向量和数字音频流的样本的向量来计算包络的归一化互相关；以及
模拟音频流的样本的向量和数字音频流的样本的向量的包络的归一化互相关产生分叉相关峰值和复合相关峰值，所述分叉相关峰值和复合相关峰值被比较以经由时间一致性进行相关验证。
9.如权利要求1所述的方法，其中：
使用模拟音频流的样本的向量和数字音频流的样本的向量计算包络的归一化互相关；以及
模拟音频向量和数字音频向量的包络的归一化互相关产生当前峰值和先前峰值，所述当前峰值和先前峰值被比较以经由时间一致性进行相关验证。
10.如权利要求1所述的方法，还包括：
计算相位调整后的频域相关系数以验证所测量的时间偏移。
11.一种无线电接收机，包括：
处理电路系统，被配置为接收混合广播信号；解调混合广播信号以产生模拟音频流和数字音频流；使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移，其包括：在第一滞后值范围内计算粗略包络互相关以定位时间偏移的附近区，以及随后在第二滞后值范围内计算精细包络互相关，其中第二滞后值范围比第一滞后值范围窄；以及使用时间偏移来对准模拟音频流和数字音频流。
12.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为将无线电接收机的输出从对准的模拟音频流混合到对准的数字音频流或从对准的数字音频流混合到对准的模拟音频流，以及使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来缩放模拟信号混合度量、使用模拟信号混合度量在混合步骤中控制混合阈值并且在检测到未对准时禁止混合。
13.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为将无线电接收机的输出从对准的模拟音频流混合到对准的数字音频流或从对准的数字音频流混合到对准的模拟音频流、对数字音频流进行相位调整并且在混合中使用的混合斜坡期间使用相位调整后的数字音频流临时替换输入数字音频流。
14.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为将无线电接收机的输出从对准的模拟音频流混合到对准的数字音频流或从对准的数字音频流混合到对准的模拟音频流；并且计算模拟音频流和数字音频流的低音信号的互相关以检测潜在的反转、验证时间偏移测量、或改善混合质量。
15.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为将无线电接收机的输出从对准的模拟音频流混合到对准的数字音频流或从对准的数字音频流混合到对准的模拟音频流，并且计算模拟音频流和数字音频流的互相关以预测潜在混合的声音质量。
16.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为使用模拟音频流的带通样本的向量和数字音频流的带通样本的向量来计算包络的归一化互相关。
17.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为使用峰值索引的二次插值来改善计算出的粗略包络互相关的峰值滞后的分辨率。
18.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为使用模拟音频流的样本的向量和数字音频流的样本的向量来计算包络的归一化互相关以产生分叉相关峰值和复合相关峰值；并且比较所述分叉相关峰值和复合相关峰值以经由时间一致性进行相关验证。
19.如权利要求11所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为使用模拟音频流的样本的向量和数字音频流的样本的向量来计算包络的归一化互相关以产生当前峰值和先前峰值，并且比较所述当前峰值和先前峰值以经由时间一致性进行相关验证。
20.如权利要求13所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为计算相位调整后的频域相关系数以验证所测量的时间偏移。
21.一种用于对准模拟和数字信号的方法，所述方法包括：
接收或生成模拟音频流和数字音频流；
使用模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移，包括：
使用在第一滞后值范围内计算的粗略包络互相关以定位时间偏移的附近区；
随后使用在第二滞后值范围内计算的精细包络互相关，其中第二滞后值范围比第一滞后值范围窄；以及
使用时间偏移来对准模拟音频流和数字音频流。
22.如权利要求21所述的方法，其中，使用模拟音频流的带通样本的向量和数字音频流的带通样本的向量来计算包络的归一化互相关。
23.一种无线电接收机，包括：
天线，被配置为接收或生成模拟音频流和数字音频流；
处理电路系统，被配置为使用接收或生成的模拟音频流和数字音频流的包络的归一化互相关来测量模拟音频流和数字音频流之间的时间偏移，其包括：在第一滞后值范围内计算粗略包络互相关以定位时间偏移的附近区，以及随后在第二滞后值范围内计算精细包络互相关，其中第二滞后值范围比第一滞后值范围窄；以及使用时间偏移来对准模拟音频流和数字音频流。
24.如权利要求23所述的无线电接收机，其中，所述处理电路系统还被配置为使用模拟音频流的带通样本的向量和数字音频流的带通样本的向量来计算包络的归一化互相关。
25.一种用于在无线电接收机中处理数字音频广播信号的装置，包括用于执行如权利要求1-10中任一项所述的方法的步骤的部件。
26.一种用于对准模拟和数字信号的装置，包括用于执行如权利要求21-22中任一项所述的方法的步骤的部件。
27.一种非暂时性计算机可读存储介质，其中存储有指令，当由一个或多个处理器执行时，所述指令使得所述一个或多个处理器执行如权利要求1-10和21-22中任一项所述的方法。
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