KR102482615B1 - 하이브리드 hd radio™ 기술을 위한 시간 정렬 측정 - Google Patents

하이브리드 hd radio™ 기술을 위한 시간 정렬 측정 Download PDF

Info

Publication number
KR102482615B1
KR102482615B1 KR1020187032885A KR20187032885A KR102482615B1 KR 102482615 B1 KR102482615 B1 KR 102482615B1 KR 1020187032885 A KR1020187032885 A KR 1020187032885A KR 20187032885 A KR20187032885 A KR 20187032885A KR 102482615 B1 KR102482615 B1 KR 102482615B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
audio stream
digital audio
correlation
analog
digital
Prior art date
Application number
KR1020187032885A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20180133905A (ko
Inventor
브라이언 더블유 크뢰거
폴 제이 페일라
Original Assignee
아이비큐티 디지털 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 아이비큐티 디지털 코포레이션 filed Critical 아이비큐티 디지털 코포레이션
Publication of KR20180133905A publication Critical patent/KR20180133905A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102482615B1 publication Critical patent/KR102482615B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
    • H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
    • H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H60/00—Arrangements for broadcast applications with a direct linking to broadcast information or broadcast space-time; Broadcast-related systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H60/00—Arrangements for broadcast applications with a direct linking to broadcast information or broadcast space-time; Broadcast-related systems
    • H04H60/09—Arrangements for device control with a direct linkage to broadcast information or to broadcast space-time; Arrangements for control of broadcast-related services
    • H04H60/11—Arrangements for counter-measures when a portion of broadcast information is unavailable
    • H04H60/12—Arrangements for counter-measures when a portion of broadcast information is unavailable wherein another information is substituted for the portion of broadcast information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L12/00—Data switching networks
    • H04L12/02—Details
    • H04L12/16—Arrangements for providing special services to substations
    • H04L12/18—Arrangements for providing special services to substations for broadcast or conference, e.g. multicast
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H04L7/0033—Correction by delay
    • H04L7/0041—Delay of data signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
    • H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
    • H04H2201/18—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system in band on channel [IBOC]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Stereophonic System (AREA)
  • Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
  • Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)

Abstract

라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법은, 하이브리드 브로드캐스트 신호를 수신하는 것; 하이브리드 브로드캐스트 신호를 복조하여 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 생성하는 것; 및 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프의 정규화된 교차 상관을 사용하여 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하는 것을 포함한다. 시간 오프셋은, 아날로그 오디오 스트림으로부터 디지털 오디오 스트림으로의 또는 디지털 오디오 스트림으로부터 아날로그 오디오 스트림으로의, 라디오 수신기의 출력의 후속하는 블렌딩을 위해 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 정렬하기 위해 사용될 수 있다.

Description

하이브리드 HD RADIO™ 기술을 위한 시간 정렬 측정
설명되는 방법 및 장치는 하이브리드 디지털 라디오 시스템에서의 아날로그 및 디지털 경로의 시간 정렬에 관한 것이다.
디지털 라디오 브로드캐스팅 기술은 모바일 수신기, 휴대형 수신기 및 고정식 수신기에 디지털 오디오 및 데이터 서비스를 전달한다. 인 밴드 온채널(In-band on-channel; IBOC) 디지털 오디오 브로드캐스팅(digital audio broadcasting; DAB)으로 칭해지는 디지털 라디오 브로드캐스팅의 하나의 타입은, 현존하는 중파(Medium Frequency; MF) 및 초단파(Very High Frequency; VHF) 라디오 대역에서 지상 송신기(terrestrial transmitter)를 사용한다. iBiquity Digital Corporation에 의해 개발된 HD Radio™ 기술은 디지털 라디오 브로드캐스팅 및 수신을 위한 IBOC 구현의 하나의 예이다.
AM 및 FM 인 밴드 온 채널(IBOC) 하이브리드 브로드캐스팅 시스템 둘 모두는, 아날로그 변조 캐리어 및 복수의 디지털 변조 서브캐리어를 포함하는 복합 신호를 활용한다. 프로그램 콘텐츠(예를 들면, 오디오)는 아날로그 변조 캐리어 및 디지털 변조 서브캐리어 상에서 중복 송신될(redundantly transmitted) 수 있다. 아날로그 오디오는 다이버시티 지연에 의해 송신기에서 지연된다. 하이브리드 모드를 사용하여, 브로드캐스터(broadcaster)는, 더욱 높은 품질의 그리고 더욱 강건한 디지털 신호와 동시에, 아날로그 AM과 FM을 계속 송신할 수도 있어서, 방송국 자신과 청취자가, 그들의 현재 주파수 할당을 유지하면서, 아날로그로부터 디지털 라디오로 변환하는 것을 허용할 수도 있다.
디지털 신호는, 시간 다이버시티가 짧은 신호 중단(outage)의 영향을 완화하기 위해 그리고 신속한 튜닝을 위한 인스턴트 아날로그 오디오 신호를 제공하기 위해 사용될 수 있도록, 자신의 아날로그 대응부(counterpart)에 대해 수신기에서 지연된다. 하이브리드 호환 디지털 라디오는, 초기 튜닝 이후, 또는 디지털 오디오 품질이 적절한 임계치를 넘어갈 때마다 아날로그 오디오를 출력하는 것과 디지털 오디오를 출력하는 것 사이이에서 원활하게 전이하려고 시도하는 "블렌드(blend)"로 칭해지는 피쳐를 통합한다.
디지털 오디오 신호가 없는 경우(예를 들면, 채널이 초기에 튜닝되는 경우), 아날로그 AM 또는 FM 백업 오디오 신호는 오디오 출력으로 공급된다. 디지털 오디오 신호가 이용 가능하게 되는 경우, 블렌드 기능은 원활하게 감쇠되고, 결국에는, 전이가 오디오 프로그램의 어떤 연속성을 유지하도록, 디지털 오디오 신호에서 블렌딩하면서 아날로그 백업 신호를 디지털 오디오 신호로 대체한다. 디지털 신호를 손상시키는 채널 중단 동안 유사한 블렌딩이 발생한다. 이 경우, 오디오 출력에서 디지털 손상(digital corruption)이 나타나면 오디오가 아날로그로 완전히 블렌딩되도록 디지털 신호를 감쇠시키는 것에 의해, 아날로그 신호는 출력 오디오 신호 안으로 점진적으로 블렌딩된다.
블렌딩은 통상적으로 디지털 커버리지의 에지에서 그리고 디지털 파형이 손상된 커버리지 윤곽(coverage contour) 내의 다른 위치에서 발생한다. 한계 신호 조건(marginal signal condition)에서 다리 아래를 이동할 때와 같이, 짧은 중단이 발생하는 경우, 디지털 오디오는 아날로그 신호에 의해 대체된다.
블렌딩이 발생할 때, 전이가 청취자에 의해 거의 인식되지 않는 것을 보장하기 위해 아날로그 오디오 및 디지털 오디오 채널 상의 콘텐츠가 시간 정렬되는 것이 중요하다. 청취자는 이들 블렌드 지점에서 아날로그 및 디지털 오디오에서의 가능한 내재하는 품질 차이 이외의 다른 것을 거의 검출할 수 없어야 한다. 방송국(broadcast station)이 아날로그 및 디지털 오디오 신호가 정렬되게 하지 않으면, 결과는 디지털 및 아날로그 오디오 사이에서의 귀에 거슬리는 소리를 내는 전이일 수 있다. 이러한 오정렬 또는 "오프셋"은, 방송 시설에서의 아날로그 오디오와 디지털 오디오 경로 사이의 오디오 프로세싱 차이 때문에 발생할 수도 있다.
아날로그 및 디지털 신호는 통상적으로 출력을 위해 결합되기 이전에 두 개의 별개의 신호 생성 경로를 가지고 생성된다. 상이한 오디오 프로세싱 기술 및 상이한 신호 생성 방법의 사용은, 이들 두 신호의 정렬을 사소하지 않게 만든다. 블렌딩은 원활하고 연속적이어야 하는데, 이것은 아날로그 및 디지털 오디오가 적절하게 정렬되는 경우에만 발생할 수 있다.
임의의 디지털/아날로그 오디오 정렬 기술의 유효성은 다음의 두 개의 주요한 성능 메트릭(performance metric)을 사용하여 정량화될 수 있다: 측정 시간 및 오프셋 측정 에러. 비록 유효한 오프셋을 추정하기 위해 필요로 되는 시간의 측정이 간단할 수 있지만, 아날로그 및 디지털 오디오 소스 사이의 실제 오정렬은 종종 알려지지도 않고 고정되어 있지도 않다. 이것은, 오디오 프로세싱이 통상적으로 소스 자료(source material)의 구성 주파수 대역 내에서 상이한 그룹 지연을 야기하기 때문이다. 오디오 콘텐츠 변동이 다른 대역에 비해 하나의 대역을 강조하기 때문에, 이 그룹 지연은 시간 경과에 따라 변할 수 있다. 송신기에서 아날로그 및 디지털 소스에 적용되는 오디오 프로세싱이 동일하지 않은 경우 - 실제 라디오 방송국에서 흔히 있는 일이다 -, 대응하는 주파수 대역 내의 오디오 세그먼트는 상이한 그룹 지연을 갖는다. 시간이 지남에 따라 오디오 콘텐츠가 변하면, 오정렬은 동적으로 된다. 이것은, 특정한 시간 정렬 알고리즘이 정확한 결과를 제공하는지의 여부를 확인하는 것을 어렵게 만든다.
현존하는 시간 정렬 알고리즘은, 아날로그 및 디지털 오디오 샘플 벡터로부터 생성되는 정규화된 교차 상관 피크(cross-correlation peak)를 위치 결정하는 것에 의존한다. 아날로그 및 디지털 오디오 프로세싱이 동일한 경우, 일반적으로, 명확하게 가시적인 상관 피크가 결과로서 발생한다.
그러나, 디지털 및 아날로그 오디오 벡터의 정규화된 교차 상관에만 전적으로 의존하는 기술은, 상기에서 설명되는 그룹 지연 차이에 기인하여, 종종 잘못된 결과를 생성한다. 아날로그 및 디지털 오디오 프로세싱이 상이한 경우, 정규화된 교차 상관은 종종 상대적으로 낮고 결정적인 피크가 부족하다.
비록 시간에 걸쳐 평균되는 다수의 측정이 동적 오프셋 측정 에러를 감소시킬 수 있지만, 이것은 과도한 측정 시간 및 계속적인 그룹 지연 차이에 기인하는 잠재적 잔류 오프셋 에러로 이어진다. HD 라디오 수신기가 실시간 하이브리드 오디오 블렌딩을 향상시키기 위해 이 측정을 사용할 수도 있기 때문에, 과도한 측정 시간 및 오프셋 에러는 이것을 덜 매력적인 솔루션으로 만든다. 따라서, 시간 오프셋을 측정하기 위한 향상된 기술이 소망된다.
제1 양태에서, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법은: 하이브리드 브로드캐스트 신호를 수신하는 것; 하이브리드 브로드캐스트 신호를 복조하여 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 생성하는 것; 및 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프(envelope)의 정규화된 교차 상관을 사용하여, 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하는 것을 포함한다.
다른 양태에서, 라디오 수신기는, 하이브리드 브로드캐스트 신호를 수신하도록; 하이브리드 브로드캐스트 신호를 복조하여 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 생성하도록; 그리고 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프의 정규화된 교차 상관을 사용하여, 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하도록 구성되는 프로세싱 회로부(circuitry)를 포함한다.
다른 양태에서, 아날로그 및 디지털 신호를 정렬하기 위한 방법은: 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 수신 또는 생성하는 것; 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프의 정규화된 교차 상관을 사용하여, 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하는 것; 및 시간 오프셋을 사용하여 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 정렬하는 것을 포함한다.
도 1은 동일한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 통상적인 정규화된 교차 상관 피크의 그래프이다.
도 2는 상이한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 통상적인 정규화 교차 상관의 그래프이다.
도 3은 상이한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 오디오 엔벨로프의 통상적인 정규화된 교차 상관의 그래프이다.
도 4는 시간 정렬 알고리즘을 강조한 HD 라디오 수신기의 하이 레벨 기능 블록도이다.
도 5는 예시적인 필터링 및 데시메이션(decimation) 기능의 신호 흐름도이다.
도 6은 필터 임펄스 응답의 그래프이다.
도 7 내지 도 11은 필터 통과 대역(filter passband)을 예시하는 그래프이다.
도 12는 예시적인 시간 정렬 알고리즘의 기능 블록도이다.
도 13은 다양한 교차 상관 계수의 그래프이다.
도 14는 동적 임계치 제어를 갖는 오디오 블렌딩 알고리즘의 신호 흐름도이다.
본원에서 설명되는 실시형태는 디지털 라디오 브로드캐스트 신호의 디지털 및 아날로그 부분의 프로세싱에 관한 것이다. 이 설명은, HD 라디오 수신기 또는 송신기에 대한 아날로그 및 디지털 오디오 스트림의 시간 정렬을 위한 알고리즘을 포함한다. 본 개시의 양태가 예시적인 HD 라디오 시스템의 맥락에서 제시되지만, 설명된 방법 및 장치는 HD 라디오 시스템으로 제한되지는 않는다는 것 및 본원의 교시는 두 신호 사이의 시간 오프셋의 측정을 포함하는 방법 및 장치에 적용 가능하다는 것이 이해되어야 한다.
아날로그 및 디지털 오디오 스트림의 시간 정렬을 위한 이미 공지된 알고리즘은, 아날로그 및 디지털 오디오 샘플 벡터로부터 생성되는 정규화된 교차 상관 피크를 위치 결정하는 것에 의존한다. 아날로그 및 디지털 오디오 프로세싱이 동일한 경우, 일반적으로, 명확하게 가시적인 상관 피크가 결과로서 발생한다. 예를 들면, 도 1은 동일한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 통상적인 정규화된 교차 상관 피크의 그래프이다.
그러나, 오디오 프로세싱은 통상적으로 소스 자료의 구성 주파수 대역 내에서 상이한 그룹 지연을 야기한다. 오디오 콘텐츠 변동이 다른 대역에 비해 하나의 주파수를 강조하기 때문에, 이 그룹 지연은 시간이 지남에 따라 변할 수 있다. 송신기에서 아날로그 및 디지털 소스에 적용되는 오디오 프로세싱이 동일하지 않은 경우 - 실제 라디오 방송국에서 흔히 있는 일이다 -, 대응하는 주파수 대역 내의 오디오 세그먼트는 상이한 그룹 지연을 갖는다. 시간이 지남에 따라 오디오 콘텐츠가 변하면, 오정렬은 동적으로 된다. 이것은, 특정한 시간 정렬 알고리즘이 정확한 결과를 제공하는지의 여부를 확인하는 것을 어렵게 만든다.
이 그룹 지연의 결과로서, 아날로그 및 디지털 오디오 프로세싱이 상이한 경우, 정규화된 교차 상관은 종종 상대적으로 낮고 결정적인 피크가 부족하다. 도 2는 상이한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 통상적인 정규화 교차 상관의 그래프이다. 따라서, 디지털 및 아날로그 오디오 벡터의 정규화된 교차 상관에만 전적으로 의존하는 기술은 종종 잘못된 결과를 생성한다.
그룹 지연 차이에 기인하는 문제를 감소 또는 제거하기 위해, (위상차가 제거된) 오디오 엔벨로프의 상관이 사용될 수 있다. 본원에서 설명되는 기술은, 디지털 오디오 스트림과 아날로그 오디오 스트림 사이의 그룹 지연 변동에 의해 야기되는 오프셋 측정 에러의 문제를 해결하기 위해, 오디오 엔벨로프의 상관을 활용한다. 도 3은, 상이한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱을 통한 오디오 엔벨로프의 통상적인 정규화된 교차 상관의 그래프이다.
일관성 체크에 대한 필요성이 감소되기 때문에, 본원에서 설명되는 기술은 효율적이며 이미 공지된 기술보다 상당히 더 적은 측정 시간을 필요로 한다. 추가적으로, 블렌드 램프(blend ramp) 동안 그룹 지연 차이를 보정하기 위한 기술이 설명된다.
하이브리드 HD 라디오 파형의 아날로그 오디오와 디지털 오디오 사이의 시간 정렬은, HD 라디오 수신기에서의 디지털로부터 아날로그로의 원활한 블렌드를 보장하기 위해 필요하다. 비록 정렬이 유지되어야 함에도 불구하고, 때때로 송신기에서 시간 오정렬이 발생한다. 아날로그 및 디지털 오디오 스트림을 생성할 때의 구현 선택에 기인하여, 수신기에서 오정렬이 또한 발생할 수 있다. 시간 오프셋 측정은, 오정렬이 검출되는 경우 오정렬을 보정하기 위해 사용될 수 있다. 오정렬이 검출되는 경우 블렌딩을 금지하기 위해 그리고 오디오 블렌드 동안 사운드 품질을 향상시키기 위해, 블렌드 임계치를 조정하는 것이 또한 사용될 수 있다.
설명된 기술은, 아날로그 오디오 벡터와 디지털 오디오 벡터 사이의 임의의 그룹 지연 차이를 보정한 이후, 아날로그 및 디지털 오디오 벡터의 정규화된 교차 상관을 측정하는 것에 의해 유효성이 확인된다(validated). 이것은, 이전의 기술보다 더 정확하고 효율적이며 신속한 시간 오프셋 측정으로 나타난다.
설명된 실시형태에서, 다단계 필터링 및 데시메이션은 임계 주파수 대역을 분리하기 위해 그리고 프로세싱 효율성을 향상시키기 위해 적용된다. 시간 오프셋을 측정하기 위해, 아날로그 및 디지털 오디오 스트림의 대략적인(coarse) 엔벨로프 및 정교한(fine) 엔벨로프 둘 모두의 정규화된 교차 상관이 사용된다. 본 설명에서 사용될 때, 대략적 엔벨로프는 128의 인자 단위의 필터링 및 데시메이션 이후의 입력 오디오 신호의 절대 값을 나타내고, 정교한 엔벨로프는 4의 인자 단위의 필터링 및 데시메이션 이후의 입력 오디오 신호의 절대 값을 나타낸다. 상관은, 프로세싱 효율성을 향상시키기 위해 두 단계 - 대략적인 단계 및 정교한 단계 - 에서 수행된다.
시간 정렬 알고리즘을 강조하는 HD 라디오 수신기(10)의 하이 레벨 기능 블록도가 도 4에 도시되어 있다. 안테나(12)는 HD 라디오 튜너(14)에 입력되는 하이브리드 HD 라디오 신호를 수신한다. 튜너 출력은 라인(16) 상의 아날로그 변조 신호 및 라인(18) 상의 디지털 변조 신호를 포함한다. 입력 신호에 따라, 아날로그 변조 신호는 진폭 변조(AM) 또는 주파수 변조(FM)될 수 있을 것이다. AM 또는 FM 아날로그 복조기(20)는, 라인(22) 상의 아날로그 오디오 스트림으로 칭해지는 오디오 샘플의 스트림을 생성한다. HD 라디오 디지털 복조기(24)는 라인(26) 상의 디지털 심볼의 스트림을 생성한다. 라인(26) 상의 디지털 심볼은 디인터리버/FEC 디코더(28)에서 디인터리빙 및 디코딩되고, 오디오 프레임 디포맷터(audio frame deformatter)(30)에서 디포맷팅되어 라인(32) 상의 디지털 오디오 프레임을 생성한다. 디지털 오디오 프레임은 HD 라디오 오디오 디코더(34)에서 디코딩되어 라인(36) 상의 디지털 오디오 신호를 생성한다. 시간 오프셋 측정 기능부(38)는 라인(40) 상의 디지털 오디오 신호 및 라인(42) 상의 아날로그 오디오 신호를 수신하고 다음의 세 개의 출력을 생성한다: 라인(44) 상의 교차 상관 계수; 라인(46) 상의 시간 오프셋 신호, 및 라인(48) 상의 위상 조정된 디지털 오디오 신호. 시간 오프셋 신호는 블록(50)에서 도시되는 바와 같이 디지털 오디오 신호의 샘플 지연을 제어한다.
디지털 오디오 프레임의 순환 중복 검사(cyclic redundancy check; CRC) 비트가 체크되어 CRC 상태를 결정한다. CRC 상태는 각각의 오디오 프레임(audio frame; AF)에 대해 결정된다. 예를 들면, CRC 상태 값은, CRC가 체크되면 1로 설정될 수 있을 것이고, 그렇지 않으면 0으로 설정될 수 있을 것이다. 블렌드 제어 기능부(52)는 라인(54) 상의 CRC 상태 신호 및 라인(44) 상의 교차 상관 계수를 수신하고, 라인(56) 상의 블렌드 제어 신호를 생성한다.
오디오 아날로그 디지털(A/D) 블렌드 기능부(58)는 라인(60) 상의 디지털 오디오, 라인(22) 상의 아날로그 오디오, 라인(48) 상의 위상 조정된 디지털 오디오, 및 라인(56) 상의 블렌드 제어 신호를 수신하고, 라인(62) 상의 블렌딩된 오디오 출력을 생성한다. 라인(42) 상의 아날로그 오디오 신호 및 라인(40) 상의 디지털 오디오 신호는 한 쌍의 오디오 신호 벡터를 구성한다.
도 4에서 묘사되는 수신기에서, 한 쌍의 오디오 신호 벡터가 시간 정렬을 위해 캡쳐된다. 하나의 벡터는 (아날로그 AM 또는 FM 복조기로부터 유도되는) 아날로그 오디오 신호에 대한 것이고 다른 벡터는 디지털 신호(디지털 방식으로 디코딩된 오디오)에 대한 것이다. 아날로그 오디오 신호가, 일반적으로, 복조 및 필터링 프로세스에 대해 필요한 것보다 더 많이 지연되지 않기 때문에, 그것은 기준 시간 신호로서 사용될 것이다. 디지털 오디오 스트림은, 블렌딩 목적을 위해, 아날로그 오디오 스트림에 시간 정렬되어야만 한다. 두 개의 오디오 스트림 사이의 의도적인 다이버시티 지연은, 아날로그 오디오 스트림에 대한 디지털 오디오 스트림의 시간 조정을 허용한다.
도 4의 시간 오프셋 측정 블록(38)은 세 개의 가능한 실시형태에 대응하는 세 개의 알고리즘 출력을 제공하는데, 여기서:
(1) 교차 상관 계수는, 블렌드 임계치를 조정하기 위해 그리고 오정렬이 검출될 때 블렌딩을 금지하기 위해, 블렌드 알고리즘으로 전달될 수도 있다;
(2) 디지털 오디오 신호의 지연은 측정된 시간 오프셋을 사용하여 실시간으로 조정될 수도 있고, 그에 의해, 아날로그 및 디지털 오디오를 자동적으로 정렬할 수도 있다; 또는
(3) 위상 조정된 디지털 오디오는 블렌드 동안 음질을 향상시키기 위해 입력 디지털 오디오를 일시적으로 대체할 수도 있다.
다른 실시형태에서, HD 라디오 하이브리드 송신기에서 아날로그 및 디지털 오디오 신호의 자동 시간 정렬을 위해 필터링된 시간 오프셋 측정이 또한 사용될 수 있을 것이다.
시간 오프셋 측정 기술의 세부 사항이 다음에서 설명된다.
이 실시형태에서, 아날로그 및 디지털 오디오 스트림의 모노포닉(monophonic) 버전이 시간 오프셋을 측정하기 위해 사용된다. 이 측정은 효율성을 향상시키기 위해 다수의 단계에서 수행된다. 여기서, 아날로그 및 디지털 오디오 스트림은 동시에 샘플링되고 측정 디바이스에 입력된다는 것이 가정된다. 아날로그 및 디지털 오디오 신호에 대한 시간 오프셋을 추정하기 위한 적절한 메트릭은 정규화된 교차 상관 함수로서 구현되는 상관 계수 함수이다. 상관 계수 함수는, 임의의 환산 계수(scale-factor) 팩터 차이를 제외하면, 두 신호가 시간 정렬되고 동일할 때 1에 접근하는 속성을 갖는다. 계수는 일반적으로 시간 오프셋이 증가함에 따라 통계적으로 더 작아진다. 상관 계수는, 아날로그 신호와 디지털 신호 사이의 그룹 지연 차이에 대한 자신의 내성에 기인하는 시간 도메인 신호의 엔벨로프에 대해서도 또한 계산된다.
시간 오프셋 측정을 제어하는 실행 기능에 대한 예시적인 의사코드, MEAS_TIME_ ALIGNMENT가 하기에서 도시된다.
Figure 112018112699562-pct00001
N 개의 디지털 오디오 샘플의 벡터(y)가 먼저 측정을 위해 형성된다. 아날로그 오디오 샘플의 다른 더 작은 M 샘플 벡터(x)가 기준 아날로그 오디오 벡터로서 사용된다.
목표는 x와 시간 정렬되는 y의 벡터 서브세트를 찾는 것이다. 이상적으로, 신호는 y 벡터의 중심과 명목상(nominally) 시간 정렬된다. 이것은, y 벡터의 중간점에 대해서, ±(N-M)/2개 샘플들의 범위에 걸쳐 시간 오프셋 측정이 계산되는 것을 허용한다. N의 권장되는 값은, 44.1 ksps의 샘플 속도에서 거의 3 초에 걸치는 217 = 131072개의 오디오 샘플들이다. 검색 범위는 M = 213 = 8192에 대해 약 ±1.4 초이다(대략적으로 186 msec).
그 다음, 아날로그 및 디지털 오디오 입력 벡터는 filter_vectors 함수를 통과하여, 소망되는 오디오 주파수 대역을 분리하고 프로세서 처리량 요건을 제한한다. 오디오 스펙트럼은 후속 프로세싱을 위해 여러 개의 별개의 통과 대역으로 분리된다. 이들 대역은, 전체 오디오 통과 대역, 베이스 주파수(bass frequency) 및 대역 통과 주파수를 포함한다. 대역 통과 주파수는 위상차가 제거된 정확한 교차 상관에 대해 필요한 오디오 엔벨로프를 생성하기 위해 사용된다. 베이스 주파수는, 아날로그/디지털 오디오 프로세싱이 상이할 때 그들이 큰 그룹 지연 에러를 도입할 수도 있기 때문에, 대역 통과 신호로부터 제거된다; 그러나 격리된 베이스 주파수는 오디오 신호의 극성의 유효성을 확인하는 데 유용할 수도 있다. 또한, 시간 정렬 정보가 더욱 낮은 비 베이스 주파수(non-bass frequency)에서 집중되기 때문에, 고주파수는 대역 통과 신호로부터 제거된다. 전체 오디오 통과 대역은 잠재적인 블렌드 사운드 품질을 예측하기 위해 그리고 엔벨로프 상관의 유효성을 확인하기 위해 사용된다.
필터링 이후, 대략적인 래그 값(lag value)의 범위가 설정되고 함수 meas_offset가 호출되어 시간 오프셋 측정을 수행한다. 대략적인 래그 값은, 더 작은 아날로그 오디오 엔벨로프가 더 큰 디지털 오디오 엔벨로프에 대해 상관되는 샘플 오프셋의 범위를 정의한다. 이 범위는 아날로그 오디오 엔벨로프 및 디지털 오디오 엔벨로프 사이의 길이에서의 차이로 설정된다. 대략적인 엔벨로프 상관이 완료된 이후, 더 좁은 범위의 래그 값에 대해 더 높은 샘플 속도에서 정교한 엔벨로프 상관이 수행된다.
그 다음, 결과는, 상관 피크 및 오프셋 값이 유효한지의 여부를 결정하도록 분석된다. 유효성은, 주요 상관 피크가 임계치를 초과한다는 것, 및 이들 피크 상관 값 및 이들의 대응하는 오프셋 값이 일시적으로 일치한다는 것을 보장하는 것에 의해 결정된다.
그렇지 않으면, 프로세스는, 유효한 시간 오프셋이 선언될 때까지, 새로운 입력 측정 벡터를 사용하여 반복된다. 일단 유효한 시간 오프셋이 계산되면, 알고리즘은, 적절한 시간 정렬이 유지되는 것을 보장하기 위해 주기적으로 실행될 수 있다.
실행 의사코드 MEAS_TIME_ALIGNMENT는 후속 함수를 호출한다.
시간 오프셋 측정은 계층적인 일련의 함수로서 하기에서 설명된다. 이들 함수는, 신호 흐름도 또는 의사코드 중, 어느 쪽이든 함수에 대해 더 적합한 쪽으로서 설명된다. 도 5 및 도 12는 하기에서 제공되는 단계별 구현 세부 사항과 함께 교차 참조를 위한 단계 번호로 주석이 달려 있다.
도 5는 MEAS_TIME_ALIGNMENT에 의해 호출되는 제1 함수 filter_vectors의 신호 흐름도이다.
도 5에서 도시되는 바와 같이, 라인(70 및 72) 상의 입력 오디오 벡터(x 및 y)는 필터링 및 데시메이션의 다수의 단계에서 초기에 프로세싱된다. x 및 y 샘플 스트림은 라인(74 및 76) 상의 추가적인 프로세싱에 대해 이용 가능하다. 다단계 프로세싱은 효율적이며 여러 타입의 측정을 용이하게 한다. x 및 y 벡터는, 약간의 시간 오프셋에 의해 영향을 받을 수 있는 더 높은 주파수의 후속하는 교차 상관을 방지하기 위해, 그리고 계산 효율성을 향상시키기 위해, 필터(78 및 80)에 의해 먼저 저역 통과 필터링된다. 이것은 라인(82 및 84) 상의 xlpf 신호 ylpf 신호를 각각 생성한다. 더욱 더 낮은 베이스 주파수는 필터(86 및 88) 및 결합기(combiner)(90 및 92)를 사용하여 xlpf 및 ylpf 신호로부터 제거되어, 라인(94 및 96) 상의 대역 통과 신호(xbpf 및 ybpf)를 생성한다. 이것은, 오디오의 아날로그 및 디지털 버전에 대한 상이한 베이스 프로세싱에 의해 야기되는 큰 그룹 지연 변동을 제거하는데, 큰 그룹 지연 변동은 후속 프로세싱에서 엔벨로프에도 또한 영향을 끼칠 수 있을 것이다. xbass 및 ybass 신호는 라인(98 및 100) 상의 추가적인 프로세싱에 대해 이용 가능하다.
대역 통과 필터 스테이지 다음에는, 엔벨로프 상관을 허용하는 절대 값 함수(102 및 104)가 후속한다. 그 다음, 라인(106 및 108) 상의 결과적으로 나타나는 xabs 및 yabs 신호는 필터(110 및 112)에 의해 필터링되어, 정교한 교차 상관 피크를 결정하기 위해 사용되는 라인(114 및 116) 상의 xabsf 및 yabsf를 생성한다. 이들 신호는 필터(118 및 120)에서 추가로 필터링 및 데시메이팅되어, 라인(122 및 124) 상의 대략적인 엔벨로프 신호(xenv 및 yenv)를 산출한다. 대략적인 엔벨로프 교차 상관은 상관 시간 오프셋의 부근을 위치 결정하도록 사용되어, xabsf 및 yabsf의 후속하는 정교한 상관이 더 좁은 범위의 래그 값에 걸쳐 효과적으로 계산되는 것을 허용한다.
도 6은 LPF FIR 필터 임펄스 응답의 그래프이다. 도 5의 저역 통과 필터(lowpass filter; LPF)의 각각은, 도 6에서 예시되는 바와 같이, 코사인 제곱된 윈도우화된 사인 함수(cosine-squared windowed sine function)에 기초하는 유사한 임펄스 응답을 갖는다. 모든 필터는 선택된 계수의 수 K에 걸쳐 분포되는 동일한 형상을 갖는데, 이 예에서 K = 45이다.
신호는, 주파수 스팬을 역으로 스케일링하는 필터 계수의 수(K)에 의해 시간적으로 스케일링된다. 각각의 미리 결정된 길이(K)에 대한 필터 계수는 하기에서 정의되는 함수 compute_LPF_coefs를 사용하여 효율성에 대해 미리 계산될 수 있다.
필터 계수를 생성하기 위한 함수 comput_LPF_coefs에 대한 예시적인 의사코드는 다음과 같다.
Figure 112018112699562-pct00002
필터 입력은 입력 벡터(u), 필터 계수(h), 및 출력 데시메이션 레이트(R)를 포함한다.
LPF 함수에 대한 예시적인 의사코드는 다음과 같다:
Figure 112018112699562-pct00003
예시적인 실시형태에서의 도 5의 다양한 신호에 대한 필터 통과 대역이 도 7 내지 도 11에 도시되어 있다.
도 7은 LPF(x, hlpf, 4)로부터의 xlpf의 통과 대역을 도시한다. 도 8은 LPF(xlpf, hbass, 1)의 xbass의 통과 대역을 도시한다. 도 9는 적절히 지연된 LPF(x, hlpf, 4) - LPF(xlpf, hbass, 1)로부터의 xbpf의 통과 대역을 도시한다. 도 10은 LPF(xabs, habs, 1)로부터의 xabsf의 통과 대역을 도시한다. 도 11은 LPF(xabsf, henv, 32)로부터의 xenv의 통과 대역을 도시한다.
필터링 이후, 실행 의사코드 MEAS_TIME_ALIGNMENT는 함수 meas_offset를 실시하는 것에 의해 입력 아날로그 신호와 디지털 오디오 신호 사이의 시간 오프셋을 추정한다. 실행 의사코드 MEAS_TIME_ALIGNMENT에 의해 호출되는 제2 함수 meas_offset의 신호 흐름도의 실시형태가 도 12에 도시되어 있다.
상기에서 언급되는 바와 같이, 상이한 아날로그/디지털 오디오 프로세싱에 의해 야기되는 그룹 지연 차이를 방지하기 위해, 오디오 신호의 엔벨로프에 대해 정규화된 교차 상관이 수행되어야 한다. 효율성을 위해, 이 상관은 함수 CROSS_CORRELATE에 의해 두 단계 - 대략적인 단계 및 정교한 단계 - 에서 수행된다.
도 12를 참조하면, meas_offset 함수는 먼저 CROSS_CORRELATE 함수(130)를 호출하여 라인(122) 상의 입력 오디오 엔벨로프(xenv) 및 라인(124) 상의 입력 오디오 엔벨로프(numv)(이들은 입력 오디오 신호로부터 128의 인자 단위로 데시메이팅된다)를 사용하여 대략적인 교차 상관 계수를 계산한다. 이 상관을 위해 사용되는 라인(132) 상의 래그 값의 범위는, 실행 의사코드에 의해 계산되고, yenv의 전체 길이를 통한 더 작은 xenv 벡터의 슬라이딩을 허용한다. 블록(130)에서의 대략적인 상관은 적당한 샘플 속도에서 수행된다. 라인(126) 상의 결과적으로 나타나는 대략적인 상관 피크 인덱스(lagpqenv)는, 라인(114) 상의 xabsf 및 라인(116) 상의 yabsf의 블록(134)에서의 후속하는 정교한 상관에 대한 래그 값의 범위를 (블록(132)에서 lagabsmin으로부터 lagabsmax로) 효과적으로 좁힌다. 이 정교한 상관은 32 배 더 높은 샘플 속도에서 함수 CROSS_CORRELATE에 의해 또한 수행된다. 블록(136)에서의 정수 개수의 44.1 ksps 오디오 샘플로의 변환에 후속하는 정교한 상관 피크의 인덱스는, 라인(138) 상의 오프셋으로서 출력된다(소망되는 시간 오프셋 측정). 피크 상관 값(peakab)은 블록(134)에서 결정되고 라인(142) 상에서 리턴된다. 대략적인 상관 또는 정교한 상관 중 어느 하나의 결과가 무효한 경우, 블록(144 및 146)에서 도시되는 바와 같이, 제어는 실행 의사코드로 다시 전달되고 다음 측정 벡터를 가지고 프로세싱이 계속된다.
CROSS_CORRELATE 함수에 대한 예시적인 의사코드가 하기에서 제공된다.
Figure 112018112699562-pct00004
CROSS_CORRELATE 함수는 먼저 함수 corr_coef_vectors를 호출하여 각각의 입력 벡터를 절반으로 분리하고, 복합 입력 벡터(coef)뿐만 아니라, 이들의 두 개로 나뉘어진(bifurcated) 성분(coefa 및 coefb)에 대해서도 또한 교차 상관 계수를 계산한다. 세 개의 상관 계수(lagpq, lagpqa 및 lagpqb)의 각각에 대응하는 피크 인덱스도 또한 함수 peak_lag에 의해 결정된다. 이것은 시간적 일관성을 통한 상관 유효성 확인을 허용한다. 두 개로 나뉘어진 성분의 피크에서의 래그 둘 모두가 (기본 샘플 속도에서의) 복합 래그의 샘플 절반 내에 속하는 경우, 그리고 복합 피크 값이 알맞은 임계치를 초과하는 경우, 상관이 유효한 것으로 간주된다. 그렇지 않은 경우, 제어는 meas_offset 및 MEAS_TIME_ALIGNMENT로 다시 전달되고, 프로세싱은 다음 측정 벡터를 가지고 계속된다.
함수 corr_coef_vectors에 대한 입력이 두 개로 나뉘어진 이후, 함수 filter_vectors에서 절대 값(엔벨로프) 연산에 의해 도입되는 바이어스를 제거하기 위해 각각의 절반으로부터 평균이 제거된다. 교차 상관 계수는 또한, 출력 값이 1을 초과하지 않는다는 것을 보장하기 위해 신호 에너지(각각의 입력의 자동 상관을 통해 계산됨)에 의한 정규화를 필요로 한다. 이 프로세싱의 전체는, 더 짧은 아날로그 입력 벡터(u)에 대해 한 번만 수행되기만 하면 된다. 그러나, 디지털 입력 벡터(v)는 아날로그 벡터의 길이로 절단되어야 하고, 그것의 정규화 계수(Svva 및 Svvb) 및 결과적으로 나타나는 교차 상관 계수가, lagmin과 lagmax 사이의 각각의 래그 값에 대해 계산된다. 프로세싱 요건을 감소시키기 위해, 상관 연산은 두 개로 나뉘어진 벡터에 대해서만 수행된다. 복합 상관 계수(coef)는, 두 개로 나뉘어진 성분의 적절한 조합을 통해 획득된다.
CROSS_CORRELATE에 의해 호출되는 제1 함수 corr_coef_vectors의 예시적인 의사코드는 다음과 같다. 모든 상관 연산은 벡터 내적(vector dot product)으로 간결하게 표현된다.
Figure 112018112699562-pct00005
CROSS_CORRELATE에 의해 호출되는 제2 함수 peak_lag의 예시적인 의사코드는 다음과 같다.
Figure 112018112699562-pct00006
함수 peak_lag는, 입력 교차 상관 계수의 피크 값 및 인덱스를 찾기 위해, CROSS_CORRELATE에 의해 호출된다. 피크가 입력 벡터의 양단에 놓이면, 출력(피크 및 lagpq) 둘 모두는 제거될 것이고, 교차 상관 연산에 사실상 실패할 것이다는 것을 유의한다. 이것은, 벡터의 양단에 있는 최대치가 실제로 피크인지의 여부를 결정하는 것이 가능하지 않기 때문이다. 또한, 이 함수는 상대적으로 대략적인 샘플 속도(44100/4 = 11025 Hz 또는 44100/128 = 344.53125 Hz)에서 실행되기 때문에, 피크 래그 값의 분해능은 상당히 세부적이다. 이 분해능은 피크 인덱스의 이차 보간(quadratic interpolation)을 통해 향상된다. 결과적으로 나타나는 출력(lagpq)은 통상적으로 샘플의 분수를 나타낸다; 그것은 후속하여 meas_offset 함수에서 정수 개수의 샘플로 반올림된다.
도 12의 블록(148)의 함수 CORREL_ATION_METRICS은, 정교한 시간 오프셋 측정의 유효성을 확인하기 위해 그리고 향상된 블렌드 품질을 위한 위상 조정된 디지털 오디오를 생성하기 위해 meas_offset에 의해 호출된다. 설명된 실시형태에서, 모든 상관은 (래그 값의 범위와는 대조적으로) 단일의 래그 오프셋에서 수행된다. 다른 함수에서와 마찬가지로, 상관은 정규화되고 점으로 내적으로서 간결하게 표현된다.
meas_offset에 의해 호출되는 함수 CORRELATION_METRICS의 예시적인 의사코드는 다음과 같다.
Figure 112018112699562-pct00007
비록 아날로그 및 디지털 오디오 신호의 엔벨로프를 상관시키는 것에 의해 그룹 지연 차이의 효과를 방지하는 것이 중요하지만, 이들 엔벨로프는 어떠한 주파수 정보도 포함하지 않는다는 것을 인식하는 것도 또한 중요하다. 도 12의 블록(148)의 함수 CORRELATION_METRICS은 계산된 오프셋에서 입력 44.1 ksps 아날로그 및 디지털 오디오 신호의 크기(라인(74) 상의 x 및 라인(76) 상의 y)를 주파수 도메인에서 교차 상관시킨다. 이들 주파수 성분이 잘 상관되면(즉, 출력 상관 계수(corr_phadj)가 충분히 높으면), 시간 오프셋 측정이 정확하다는 높은 신뢰도가 존재할 수 있다. 입력 벡터 길이는, FFT의 더욱 효율적인 연산을 보장하기 위해 2의 가장 큰 멱승으로 절단되고, 상수 Kt는 FFT 종속 환산 계수(scale factor)이다는 것을 유의한다.
입력 오디오 신호(x 및 y)의 표준 시간 도메인 정규화된 교차 상관은 또한 함수 CORRELATION_METRICS에 의해 래그 값 오프셋에서 수행되어, 출력 corr_coef를 산출한다. corr_coef의 값은 블렌드의 음질을 예측하기 위해 사용될 수 있다. 그러나, 앞서 언급되는 바와 같이, corr_coef는 아날로그/디지털 오디오 프로세싱이 상이한 경우 모호한 결과를 산출할 가능성이 있을 것이다. 그러나, 이것은, 디지털 오디오 입력의 위상이 상관 이전에 아날로그 위상으로 어떻게든 조정되었다면, 그렇지 않을 것이다. 이것은, 아날로그 오디오 신호의 위상을 디지털 신호의 크기에 새기는 것에 의해 CORRELATION_METRICS에서 달성된다. 그 다음, 결과적으로 나타나는 위상 조정된 디지털 오디오 신호(ynormadj)는 블렌드 램프 동안 입력 디지털 오디오(y)를 일시적으로 대체하여 음질을 향상시킬 수 있을 것이다.
마지막으로, 라인(98) 상의 xbass 및 라인(100) 상의 ybass의 교차 상관이 피크 오프셋 값에서 도 12의 블록(140)의 함수 CORRELATE_BASS에 의해 수행되어 출력 변수(peakbass)를 형성한다. 이 척도는, 베이스 오디오 주파수의 위상이 더 높은 주파수와 얼마나 잘 정렬되는지를 나타낸다. peakbass 값이 음수이면, 아날로그 또는 디지털 오디오 신호는 반전될 수도 있다. 출력 peakbass는, 잠재적인 위상 반전을 검출하기 위해, 시간 오프셋 측정의 유효성을 확인하기 위해, 또는 블렌드 품질을 향상시키기 위해 사용될 수 있을 것이다.
meas_offset에 의해 호출되는 함수 CORRELATE_BASS의 예시적인 의사코드는 다음과 같다.
Figure 112018112699562-pct00008
함수 meas_offset의 리턴 값 peakabs, offset 및 corr_phadj는 모두, 시간 오프셋 측정의 유효성을 확인하기 위해 실행 의사코드 MEAS_TIME_ALIGNMENT에 의해 사용된다.
시간 오프셋 측정 알고리즘을 구현하기 위해 사용되는 단계는 MEAS_TIME_ALIGNMENT의 실행 의사코드에서 기술된다. 시간 오프셋은 대략적인(엔벨로프) 것으로부터 정교한 상관까지 몇 단계에서 계산되는데, 단계 사이에서 보간이 사용된다. 이것은 충분히 높은 정확도를 갖는 효율적인 알고리즘을 산출한다. 단계 1 내지 8은, 도 5의 신호 흐름도에서 정의되는 필터링 연산을 설명한다.
Figure 112018112699562-pct00009
단계 10 내지 단계 15는 도 12의 신호 흐름도에서 정의되는 상관 연산을 설명한다.
Figure 112018112699562-pct00010
단계 1 - 도 5의 신호 흐름도에서 정의되는 filter_vectors 함수에서의 네 개의 구성 필터의 각각에 대한 필터 계수를 사전 계산함. xbass 및 ybass 신호는 라인(98 및 100) 상의 추가적인 프로세싱에 대해 이용 가능하다.
각각의 필터에 대한 계수의 수(Klpf, Kbass, Kabs 및 Kenv)는 도 5에 정의되어 있다. 필터 계수는 상기에서 정의되는 함수 compute_LPF_coefs에 의해 계산된다.
Figure 112018112699562-pct00011
단계 2 - 44.1 ksps에서 샘플링되는 디지털 및 아날로그 오디오 스트림의 모노포닉 버전을 준비함. 누락된 디지털 오디오 프레임 또는 손상된 아날로그 오디오의 가능성에 대해서 오디오가 체크되어야 한다는 것이 추천된다. 현재 세그먼트에서 손상이 검출되면 다른 오디오 세그먼트를 캡쳐한다. x 및 y 입력 벡터를 형성한다. y 벡터는 N 개의 디지털 오디오 샘플로 구성된다. x 벡터는 M(<N) 개의 아날로그 오디오 샘플로 구성되는데, 이들은 y 벡터의 중심 근처에서 정렬될 것으로 명목상 예상된다.
단계 3 - 아날로그 및 디지털 오디오(x 및 y) 둘 모두를 레이트 R = 4(11,025 Hz 출력 샘플 레이트) 단위로 필터링 및 데시메이팅하여, 새로운 벡터(xlpf 및 ylpf)를 각각 생성함. 필터 출력은, 필터 프로세싱을 수행하기 위한 상기 의사코드 LPF에서 정의되는 FIR 필터 함수 LPF에 의해 계산된다.
Figure 112018112699562-pct00012
단계 4 - 벡터(xlpf 및 ylpf)를 필터링하여 새로운 벡터(xbass 및 ybass)를 각각 생성함. 필터 출력은, 필터 프로세싱을 수행하기 위한 상기 의사코드 LPF에서 정의되는 FIR 필터 함수 LPF에 의해 계산된다.
Figure 112018112699562-pct00013
단계 5 - 베이스 FIR 필터 지연을 수용하기 위해 D =(Kbass-1)/2개 샘플들만큼 벡터(xlpf)를 지연시킴. 그 다음, 결과로부터 벡터(xbass)를 감산하여 새로운 벡터(xbpf)를 산출함. 마찬가지로, (D 개의 샘플의 지연 이후) ylpf로부터 벡터(ybass) 감산하여 새 벡터(ybpf)를 산출함. 출력 벡터(xbpf 및 ybpf)는 벡터(xbass 및 ybass)와 동일한 길이를 갖는다.
Figure 112018112699562-pct00014
단계 6 - xbpf 및 ybpf의 요소의 각각의 절대 값을 계산하는 것에 의해, 새로운 벡터(xabs 및 yabs)를 생성함.
Figure 112018112699562-pct00015
단계 7 - 벡터(xabs 및 yabs)를 필터링하여 새로운 벡터(xabsf 및 yabsf)를 각각 생성함. 필터 출력은, 필터 프로세싱을 수행하기 위한 상기 의사코드 LPF에서 정의되는 FIR 필터 함수 LPF에 의해 계산된다.
Figure 112018112699562-pct00016
단계 8 - 아날로그 및 디지털 오디오(xabsf 및 yabsf) 둘 모두를 레이트 Renv = 32(344.53125 Hz 출력 샘플 레이트) 단위로 필터링 및 데시메이팅하여, 새로운 벡터(xenv 및 yenv)를 각각 생성함. 필터 출력은, 필터 프로세싱을 수행하기 위한 상기 의사코드 LPF에서 정의되는 FIR 필터 함수 LPF에 의해 계산된다.
Figure 112018112699562-pct00017
단계 9 - 대략적인 엔벨로프 상관에 대한 래그 범위를 계산함.
Figure 112018112699562-pct00018
단계 10 - 상기에서 정의되는 CROSS_CORRELATE 함수를 사용하여, 범위(lagmin 내지 lagmax)에 걸쳐 입력 벡터(xenv 및 yenv)로부터 대략적인 엔벨로프 상관 계수 벡터를 계산함. 상관 최대치(peakenv) 및 이차 보간 피크 인덱스(lagpqenv)를 찾음. 측정이 무효한 것으로 결정되면, 제어가 실행 의사코드로 리턴되고 아날로그 및 디지털 오디오 샘플의 다음 측정 벡터를 가지고 프로세싱이 계속된다. 효율적인 컴퓨팅은 중복 계산을 제거할 수 있다는 것을 유의한다.
Figure 112018112699562-pct00019
단계 11 - xabsf 및 yabsf의 상관을 찾기 위한 래그 범위를 계산함. lagpqenv 주위의 ±0.5 샘플로 범위를 설정하고, Renv에 의해 보간하고, 정수 샘플 인덱스로 반올림함.
Figure 112018112699562-pct00020
단계 12 - 상기에서 정의되는 CROSS_CORRELATE 함수를 사용하여, 범위(lagabsmin 내지 lagabsmax)에 걸쳐 입력 벡터(xabsf 및 yabsf)로부터 정교한 상관 계수 벡터를 계산함. 상관 최대치(peakabs) 및 이차 보간 피크 인덱스(lagpqabs)를 찾음. 측정이 무효한 것으로 결정되면, 제어가 실행 의사코드로 리턴되고 아날로그 및 디지털 오디오 샘플의 다음 측정 벡터를 가지고 프로세싱이 계속된다. 효율적인 컴퓨팅은 중복 계산을 제거할 수 있다는 것을 유의한다. 비록 시간 오프셋이 lagpqabs인 것으로 결정되지만, 이 측정에서 신뢰도를 더 향상시키기 위해 추가적인 측정이 이어질 것이다.
Figure 112018112699562-pct00021
단계 13 - 인덱스(lagpqabs)에서 입력 벡터(xbass 및 ybass)로부터의 상관 계수(peakbass)를 계산하기 위해, 상기에서 정의되는 CORRELATE_BASS 함수를 사용함.
Figure 112018112699562-pct00022
단계 14 - 아날로그 오디오 벡터(x)와 디지털 오디오 벡터(y) 사이의 오프셋을 (44.1 ksps 오디오 샘플의 수 단위로) 계산함. 이것은 R = 4에 의해 미세 피크 인덱스(lagpqab)를 보간하고 그 결과를 정수 개의 샘플로 반올림하는 것에 의해 달성된다.
Figure 112018112699562-pct00023
단계 15 - 측정된 피크 인덱스 오프셋에서 44.1 ksps 아날로그 및 디지털 오디오 입력 벡터(x 및 y) 사이의 상관 값(corr_coef)을 계산하기 위해, 상기에서 정의되는 CORRELATION_METRICS 함수를 사용함. 주파수 도메인 상관 값(corr_phadj)은 또한, x 및 y 벡터의 그룹 지연을 정렬한 이후에 계산된다. 이것은 시간 오프셋 측정의 정확성의 유효성을 확인하는 데 사용된다. 마지막으로, 이 함수는 위상 조정된 디지털 오디오 신호(ynormadj)를 생성하는데, ynormadj는 음질을 향상시키기 위해 블렌드 램프 동안 입력 디지털 오디오(y)를 일시적으로 대체할 수 있다.
Figure 112018112699562-pct00024
예시적인 대략적인 교차 상관 계수(env), 정교한 교차 상관 계수(abs), 및 입력 오디오 교차 상관 계수(x, y)가 도 13에 함께 플롯되어 있다.
상기에서 설명되는 시간 오프셋 측정 기술은, 다양한 아날로그 및 디지털 입력 오디오 소스와 함께 모델링되고 시뮬레이팅되었다. 시뮬레이션은, 의사 결정 임계치를 경험적으로 설정하기 위해, 상관 피크의 유효성을 확인하기 위한 논리적 조건을 개선하기 위해, 그리고 성능을 평가하고 다른 자동 시간 정렬 접근법과 비교하기 위한 통계적 결과를 수집하기 위해 사용되었다.
테스트 벡터가 시뮬레이션에 입력되어 아날로그 및 디지털 오디오 샘플의 다수의 고정 길이 블록으로 분할되었다. 그 다음, 샘플 블록의 각각의 쌍은 상관되었고, 시간 오프셋을 측정하기 위해 피크 값 및 인덱스가 사용되었다. 이 프로세스는 테스트 벡터 내의 모든 구성 샘플 블록에 대해 반복되었다. 그 다음, 결과가 분석되었고 그 특정 벡터에 대해 중요한 통계치가 수집되었다.
시뮬레이션은, 토크, 클래식, 록, 및 힙합을 포함하는 다양한 음악 장르의 대표적인 오디오를 갖는 10 개의 상이한 테스트 벡터에 대해 실행되었다. 모든 벡터는,
Figure 112018112699562-pct00025
및
Figure 112018112699562-pct00026
을 제외한, 아날로그 및 디지털 스트림에 상이한 오디오 프로세싱을 적용하였다.
(상기의 알고리즘 설명에서 정의되는 바와 같은) 상관은 테스트 벡터 내의 모든 구성 블록에 대해 수행되었다. 유효한 상관에 대해 시간 오프셋 및 측정 시간이 기록되었다. 그 다음, 결과가 분석되었고 각각의 벡터에 대해 통계치가 수집되었다. 이 통계치는 표 1에서 요약되어 있다.
실제 시간 오프셋이 종종 알려지지 않기 때문에, 평균 오프셋은 매우 유용한 통계치는 아니다. 대신, 테스트 벡터를 포함하는 모든 샘플 블록에 걸친 시간 오프셋의 표준 편차는 알고리즘 정밀도의 더 나은 척도를 제공한다. 평균 측정 시간은 또한, 알고리즘이 유효한 결과로 수렴하는 데 걸리는 시간의 양을 나타내는 유용한 통계치이다. 이들 통계치는 표 1에 굵은 글씨체로 표시된다.
표 1의 결과는 알고리즘 성능이 강건하게 보인다는 것을 나타낸다. 모든 테스트 벡터에 걸친 평균 시간 오프셋 표준 편차는 4.2 오디오 샘플이고, 상당히 일관된 정확도를 나타낸다. 모든 테스트 벡터에 걸친 평균 측정 시간은 0.5 초인데, 이것은 완전히 HD 라디오 명세의 범위 내에 있다. 사실, 모든 벡터에 걸친 최악의 측정 시간은 바로 7.2 초였다.
표 1로부터, 알고리즘은 몇몇 테스트 벡터에 대해 상대적으로 큰 범위의 추정된 시간 오프셋을 산출한다는 것이 명백하다. 이 범위는 어쩌면 정확하고, 상이한 오디오 프로세싱 및 아날로그 오디오 입력과 디지털 오디오 입력 사이의 결과적으로 나타나는 그룹 지연 차이에 의해 야기될 가능성이 있다. 불행히도, 테스트 벡터의 각각에서 임의의 주어진 순간에서의 실제 시간 오프셋을 알 수 있는 방법은 없다. 결과적으로, 알고리즘의 궁극적인 검증은, 실시간 HD 라디오 수신기 플랫폼 상에서 구현될 때 청취 테스트를 통해서만 달성될 수 있다.
표 1: 시뮬레이션 통계적 결과
Figure 112018112699562-pct00027
HD 라디오 수신기에서 자동 시간 정렬을 제공하는 것 외에, 설명된 알고리즘은 다른 잠재적 애플리케이션을 갖는다. 예를 들면, 설명된 알고리즘은, 블렌드 임계치를 조정하고 오정렬이 검출되는 경우 블렌딩을 금지하기 위해, 2016년 3월 16일자로 출원되고 발명의 명칭이 "Method And Apparatus For Blending An Audio Signal In An In Band On-Channel Radio System"인 공동 소유의 미국 특허 출원 제15/071,389호에 설명되는 것과 같은 오디오 블렌딩 방법과 연계하여 사용될 수 있을 것이다. 이것은 동적인 블렌드 임계치 제어를 제공한다.
도 14는 동적 임계치 제어를 갖는 오디오 블렌딩 알고리즘의 신호 흐름도이다. 라인(160) 상의 CRCpass 신호는 증폭기(162)에 의해 증폭되고 가산기(164)로 전달된다. 가산기의 출력은 지연 블록(166)에 의해 지연되고, 증폭기(168)에 의해 증폭되어 가산기(164)로 리턴된다. 이것은 라인(170) 상의 디지털 신호 측정(DSM) 값으로 나타난다. DSM은 블록(172)에서 제한되고, 증폭기(174)에 의해 증폭되어 가산기(176)로 전달되는데, 그것은 라인(178) 상의 페널티 신호(Bpen)에 가산된다. 라인(180) 상의 결과적으로 나타나는 신호는 가산기(182)로 전달된다. 가산기(182)의 출력은 지연 블록(184)에 의해 지연되고, 증폭기(186)에 의해 증폭되어 가산기(182)로 리턴된다. 이것은 라인(188) 상의 DSMfilt 신호를 생성한다. DSMfilt 신호는 라인(190) 상의 Thres 및 ASBM 신호와 조합하여 사용되어, 블록(192)에서 도시되는 바와 같이, 오프셋 및 임계치(Th_a2d 및 Th_d2a)를 계산한다. Th_a2d 및 Th_d2a는 비교기(196 및 198)에서 DSM에 비교된다. 비교기(196 및 198)의 출력은 플립 플롭(200)에 대한 입력으로서 사용되어 라인(202) 상의 state_dig 신호를 생성한다. state_dig 신호는 AND 게이트(204)의 반전 입력으로 전송되고 지연 블록(206)은 AND 게이트(204)의 다른 입력에 대한 지연된 state_dig 신호를 생성하여 라인(208) 상의 Blend_d2a 신호를 생성한다. Blend_d2a 신호는 지연 블록(210)에 의해 지연되고, 블록(214)에서 도시되는 바와 같이 Bpen을 계산하기 위해, 라인(212) 상의 Thres 및 Bpen_adj 신호, 및 지연된 DSMfilt과 조합하여 사용된다.
블렌드 알고리즘은 아날로그 신호 블렌드 메트릭(Analog Signal Blend Metric; ASBM)을 사용하여 자신의 블렌드 임계치를 제어한다. ASBM은 현재 MPS 오디오의 경우 1로 그리고 SPS 오디오의 경우 0으로 고정되어 있다. 그러나, 시간 정렬 알고리즘의 corr_coef 또는 corr_phadj 신호는, 0과 1 사이의 연속체(continuum)에서 ASBM을 스케일링하기 위해 사용될 수 있을 것이다. 예를 들면, corr_coef 또는 corr_phadj의 낮은 값은, 아날로그 오디오와 디지털 오디오 사이의 불량한 일치도를 나타낼 것이고, 블렌딩을 금지하도록, (몇몇 다른 파라미터를 가지고) ASBM 및 관련 블렌드 임계치를 스케일링할 것이다. ASBM을 스케일링하기 위해 사용될 수도 있는 다른 정렬 파라미터는, 레벨 정렬 정보, 아날로그 오디오 품질, 오디오 대역폭, 및 스테레오 분리를 포함한다.
다른 실시형태에서, 시간 오프셋 측정은 또한, HD 라디오 하이브리드 송신기에서 아날로그 및 디지털 오디오 신호의 자동 시간 정렬을 위해 사용될 수 있을 것이다. 오프셋(44.1 ksps에서 샘플 단위로 측정됨)은, 가끔씩의 비정상적인 측정 결과를 또한 억제하면서, 단일의 측정에 걸친 정확도를 향상시키기 위해 비선형 IIR 필터로 필터링될 수 있다.
Figure 112018112699562-pct00028
여기서 ±lim은, 현재 필터링된 offset_filt 값으로부터의 최대 허용되는 최대 입력 오프셋 편차이다. lim에 대한 권장된 값은, 오프셋 측정의 통상적인 표준 편차보다 약간 더 커야 한다(예를 들면, lim = 8개 샘플들). 림 비선형성은, 희귀한 비정상적인 측정 오프셋 값의 영향을 억제한다. 단극 IIR 필터의 파라미터 α는 자연 시상수(natural time constant) τ 초에 관련된다.
Figure 112018112699562-pct00029
여기서 P는 초 단위의 오프셋 측정 기간이다. 예를 들면, α = 1/16이고 P = 3 초이면, IIR 필터 시상수는 대략적으로 48 초이다. 시상수는, 단계 사이즈가 ± lim보다 작다는 것을 가정하여, 필터링된 출력이 전체 단계 사이즈의
Figure 112018112699562-pct00030
(또는 약 63 %)에 도달하는 오프셋에서의 단계적 변화에 대한 응답 시간으로서 정의된다. 시간 정렬 오프셋에서의 단계적 변화는 일반적으로 예상되지 않는다; 그러나, 이들은 오디오 프로세서 설정에서의 변화에 따라 발생할 수 있을 것이다.
IIR 필터는, 측정된 오프셋 입력 값의 표준 편차를, α의 제곱근만큼 감소시킨다. 필터링된 오프셋 값은, 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 정렬 오프셋을 추적 및 보정하기 위해 사용될 수 있다.
다른 실시형태에서, 설명된 알고리즘은 간헐적인 또한 손상된 신호의 프로세싱을 위해 사용될 수 있을 것이다.
상기에서 설명되는 시간 오프셋 측정 알고리즘은, 간헐적인 또는 손상된 신호를 갖는 측정에 대한 제안을 포함한다. 예외 프로세싱은, 디지털 오디오 패킷이 (예를 들면, 손상으로 인해) 누락되는 경우 또는 아날로그 신호가 다중 경로 페이딩에 의해 영향을 받거나, 또는 수신기에서의 의도적인 소프트 뮤팅 및/또는 대역폭 감소를 경험하는 경우 실제 채널 조건 하에서 유용할 수도 있다. 수신기는 이들 조건이 검출되는 경우 또는 검출될 때 시간 오프셋 측정을 금지할 수도 있다.
알고리즘의 효율성에 영향을 줄 수 있는 몇 가지 구현 선택이 존재한다. 상관 계수 계산의 정규화 성분은 상관 벡터에 걸친 모든 래그 값에 대해 완전히 계산될 필요는 없다. 아날로그 오디오 정규화 성분(예를 들면, CROSS_CORRELATE에 의해 호출되는 제1 함수 corr_coef 벡터의 의사코드에서의 Suua 및 Suub)는 모든 래그에 대해 일정하게 유지되고, 따라서 그것은 한 번만 계산된다. 디지털 오디오 벡터 및 그것의 후속 프로세싱된 벡터의 정규화 에너지, 평균, 및 다른 성분은, 가장 오래된 샘플을 빼는 것 및 가장 새로운 샘플을 추가하는 것에 의해 모든 연속하는 래그에 대해 간단히 업데이트될 수 있다. 또한, 정규화 성분은 레벨 정렬 측정에서 나중에 사용될 수 있을 것이다.
또한, 제곱근 연산은, 상관 계수의 극성을 유지하면서, 상관 계수의 제곱을 사용하는 것에 의해 방지될 수 있다. 정사각형이 원래의 계수에 단조롭게 관련되기 때문에, 상관 임계 값이 또한 제곱된다는 것을 가정하면, 알고리즘 성능은 영향을 받지 않는다.
초기 시간 오프셋이 계산된 이후, 연속하는 측정 사이에서 정렬 변화가 작다는 것을 가정하면, 래그 값의 범위를 제한하는 것에 의해 알고리즘의 효율성은 추가로 향상될 수 있다. 너무 작은 입력 벡터를 사용하는 것이 시간 오프셋 측정의 정확도를 감소시킬 수 있을지라도, 프로세싱 요건을 제한하기 위해 아날로그 오디오 입력 벡터(x)의 사이즈(M)도 또한 감소될 수 있을 것이다.
마지막으로, CORRELATION_METRICS 함수에서 계산되는 위상 조정된 디지털 오디오(ynormadj)는 상이한 함수에서 실제로 계산될 수 있을 것이다. 이 신호는, 블렌드 램프 동안 그것이 입력 디지털 오디오를 일시적으로 대체하는 것에 의해 사운드 품질을 향상시키도록 설계되었다. 그러나 블렌드가 산발적으로 발생하기 때문에, 필요로 될 때에만 ynormadj를 계산하는 것이 더욱 효율적일 수 있을 것이다. 실제로, ynormadj 계산의 타이밍은, 위상 조정된 샘플을 대체를 위한 준비가 되는 것을 보장하기 위해, 블렌드 자체의 타이밍과 동기화되어야만 한다. 결과적으로, 이 피쳐를 위해, 블렌드 알고리즘에서의 신중한 조정이 필요로 된다.
상기의 설명으로부터, 아날로그 및 디지털 신호를 정렬하기 위한 설명된 방법의 다양한 실시형태가, 라디오 수신기 및 라디오 송신기를 비롯한 다양한 타입의 신호 프로세싱 장치에서 사용될 수 있다는 것이 명백해야 한다. 그 방법의 하나의 실시형태는: 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림을 수신 또는 생성하는 것; 및 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하기 위해 아날로그 오디오 스트림 및 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프의 정규화된 교차 상관을 사용하는 것을 포함한다. 엔벨로프의 정규화된 교차 상관은, 아날로그 오디오 스트림의 대역 통과 샘플의 벡터 및 디지털 오디오 스트림의 대역 통과 샘플의 벡터를 사용하여 계산될 수 있다.
설명된 방법은 라디오 수신기 또는 송신기와 같은 장치에서 구현될 수 있다. 장치는, 상기에서 설명되는 기능을 수행하도록 프로그래밍되거나 또는 다르게는 구성되는 공지된 타입의 프로세싱 회로부를 사용하여 구축될 수 있다.
본 발명이 본 발명의 바람직한 실시형태의 관점에서 설명되었지만, 기술 분야의 숙련된 자에게는, 다음의 청구범위에서 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않으면서, 설명된 실시형태에 대해 다양한 수정이 이루어질 수 있다는 것이 명백할 것이다.

Claims (26)

  1. 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법으로서,
    하이브리드 브로드캐스트 신호를 수신하는 단계;
    상기 하이브리드 브로드캐스트 신호를 복조하여 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 프레임들을 포함하는 디지털 오디오 스트림을 생성하는 단계;
    상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프(envelope)들의 정규화된 교차 상관을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋(time offset)을 측정하는 단계로서, 상기 측정하는 단계는:
    래그(lag) 값들의 제1 범위에 걸쳐 계산되는 거친(coarse) 엔벨로프 교차 상관을 사용하여 상기 시간 오프셋의 부근(vicinity)을 위치확인하는 단계;
    래그 값들의 제2 범위 - 상기 래그 값들의 제2 범위는 상기 래그 값들의 제1 범위보다 더 좁음 - 에 걸쳐 계산되는 정교한(fine) 엔벨로프 교차 상관을 후속적으로 사용하는 단계
    를 포함하는 것인, 측정하는 단계;
    상기 시간 오프셋을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림을 정렬하는 단계;
    상기 라디오 수신기의 출력을, 상기 아날로그 오디오 스트림으로부터 상기 디지털 오디오 스트림으로, 또는 상기 디지털 오디오 스트림으로부터 상기 아날로그 오디오 스트림으로 블렌딩하는 단계;
    상기 디지털 오디오 스트림의 상기 디지털 오디오 프레임들을 위상 조정하는 단계; 및
    상기 위상 조정된 디지털 오디오 프레임들을 사용하여, 상기 라디오 수신기의 출력의 블렌딩에서 사용되는 블렌드 램프(blend ramp) 동안 입력 디지털 오디오 프레임들을 일시적으로(temporarily) 대체하는 단계
    를 포함하는, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    아날로그 신호 블렌드 메트릭(analog signal blend metric)을 스케일링하기 위해, 상기 라디오 수신기의 출력의 블렌딩에서의 블렌드 임계치(blend threshold)들을 제어하기 위해, 그리고 오정렬이 검출되는 경우 블렌딩을 금지하기 위해, 상기 시간 오프셋을 사용하는 단계
    를 더 포함하는, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    반전(inversion)을 검출하기 위해, 시간 오프셋 측정들의 유효성을 확인(validate)하기 위해, 또는 블렌드 품질을 향상시키기 위해 상기 아날로그 오디오 스트림 및 상기 디지털 오디오 스트림의 베이스 신호(bass signal)들의 교차 상관을 계산하는 단계
    를 더 포함하는, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관은, 상기 아날로그 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터 및 상기 디지털 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터를 사용하여 계산된 것인, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  8. 삭제
  9. 제1항에 있어서,
    계산된 피크 래그의 분해능(resolution)을 향상시키기 위해 엔벨로프 교차 상관들에 의해 결정된 피크 인덱스들의 이차 보간(quadratic interpolation)을 사용하는 단계
    를 더 포함하는, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관은, 상기 아날로그 오디오 스트림의 샘플들의 벡터 및 상기 디지털 오디오 스트림의 샘플들의 벡터를 사용하여 계산되고;
    상기 아날로그 오디오 스트림의 샘플들의 벡터 및 상기 디지털 오디오 스트림의 샘플들의 벡터의 상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관은, 시간적 일관성(temporal consistency)을 통한 상관 유효성 확인(correlation validation)을 위해 비교되는 두 개로 나뉘어진(bifurcated) 복합 상관 피크들을 생성하는 것인, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  11. 삭제
  12. 제1항에 있어서,
    상기 시간 오프셋의 유효성을 확인하기 위해 위상 조정된 주파수 도메인 상관 계수들을 계산하는 단계
    를 더 포함하는, 라디오 수신기에서 디지털 오디오 브로드캐스트 신호를 프로세싱하기 위한 방법.
  13. 라디오 수신기로서,
    프로세싱 회로부를 포함하고, 상기 프로세싱 회로부는:
    하이브리드 브로드캐스트 신호를 수신하고;
    상기 하이브리드 브로드캐스트 신호를 복조하여 아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 프레임들을 포함하는 디지털 오디오 스트림을 생성하고;
    상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하고,
    래그(lag) 값들의 제1 범위에 걸쳐 계산되는 거친(coarse) 엔벨로프 교차 상관을 계산하여 상기 시간 오프셋의 부근(vicinity)을 위치확인하고;
    래그 값들의 제2 범위 - 상기 래그 값들의 제2 범위는 상기 래그 값들의 제1 범위보다 더 좁음 - 에 걸쳐 정교한(fine) 엔벨로프 교차 상관을 후속적으로 계산하고;
    상기 시간 오프셋을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림을 정렬하고;
    상기 라디오 수신기의 출력을, 상기 아날로그 오디오 스트림으로부터 상기 디지털 오디오 스트림으로, 또는 상기 디지털 오디오 스트림으로부터 상기 아날로그 오디오 스트림으로 블렌딩하고;
    상기 디지털 오디오 스트림의 상기 디지털 오디오 프레임들을 위상 조정하고;
    상기 위상 조정된 디지털 오디오 프레임들을 사용하여, 상기 라디오 수신기의 출력의 블렌딩에서 사용되는 블렌드 램프(blend ramp) 동안 입력 디지털 오디오 프레임들을 일시적으로(temporarily) 대체하도록
    구성되는 것인, 라디오 수신기.
  14. 삭제
  15. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 아날로그 신호 블렌드 메트릭을 스케일링하기 위해, 상기 블렌딩에서의 블렌드 임계치들을 제어하기 위해, 그리고 오정렬이 검출되는 경우 블렌딩을 금지하기 위해, 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림의 상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관을 사용하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  16. 삭제
  17. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 반전을 검출하기 위해, 시간 오프셋 측정들의 유효성을 확인하기 위해, 또는 블렌드 품질을 향상시키기 위해 상기 아날로그 오디오 스트림 및 상기 디지털 오디오 스트림의 베이스 신호들의 교차 상관을 계산하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  18. 삭제
  19. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 상기 아날로그 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터 및 상기 디지털 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터를 사용하여 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관을 계산하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  20. 삭제
  21. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 계산된 피크 래그의 분해능을 향상시키기 위해 엔벨로프 교차 상관들에 의해 결정된 피크 인덱스들의 이차 보간을 사용하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  22. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 두 개로 나뉘어진 복합 상관 피크들을 생성하기 위해 상기 아날로그 오디오 스트림의 샘플들의 벡터와 상기 디지털 오디오 스트림의 샘플들의 벡터를 사용하여 상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관을 계산하고; 시간적 일관성을 통한 상관 유효성 확인을 위해 상기 두 개로 나뉘어진 복합 상관 피크들을 비교하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  23. 삭제
  24. 제13항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로부는 또한, 상기 시간 오프셋의 유효성을 확인하기 위해 위상 조정된 주파수 도메인 상관 계수들을 계산하도록 구성된 것인, 라디오 수신기.
  25. 아날로그 신호와 디지털 신호를 정렬하기 위한 방법으로서,
    아날로그 오디오 스트림과 디지털 오디오 프레임들을 포함하는 디지털 오디오 스트림을 수신하거나 또는 생성하는 단계;
    상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림의 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림 사이의 시간 오프셋을 측정하는 단계로서, 상기 측정하는 단계는:
    래그(lag) 값들의 제1 범위에 걸쳐 계산되는 거친(coarse) 엔벨로프 교차 상관을 사용하여 상기 시간 오프셋의 부근(vicinity)을 위치확인하는 단계;
    래그 값들의 제2 범위 - 상기 래그 값들의 제2 범위는 상기 래그 값들의 제1 범위보다 더 좁음 - 에 걸쳐 계산되는 정교한(fine) 엔벨로프 교차 상관을 후속적으로 사용하는 단계
    를 포함하는 것인, 측정하는 단계;
    상기 시간 오프셋을 사용하여 상기 아날로그 오디오 스트림과 상기 디지털 오디오 스트림을 정렬하는 단계;
    출력을, 상기 아날로그 오디오 스트림으로부터 상기 디지털 오디오 스트림으로, 또는 상기 디지털 오디오 스트림으로부터 상기 아날로그 오디오 스트림으로 블렌딩하는 단계;
    상기 디지털 오디오 스트림의 상기 디지털 오디오 프레임들을 위상 조정하는 단계; 및
    상기 위상 조정된 디지털 오디오 프레임들을 사용하여, 상기 출력의 블렌딩에서 사용되는 블렌드 램프(blend ramp) 동안 입력 디지털 오디오 프레임들을 일시적으로(temporarily) 대체하는 단계
    를 포함하는, 아날로그 신호와 디지털 신호를 정렬하기 위한 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 엔벨로프들의 정규화된 교차 상관은 상기 아날로그 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터와 상기 디지털 오디오 스트림의 대역 통과 샘플들의 벡터를 사용하여 계산된 것인, 아날로그 신호와 디지털 신호를 정렬하기 위한 방법.
KR1020187032885A 2016-04-14 2017-04-12 하이브리드 hd radio™ 기술을 위한 시간 정렬 측정 KR102482615B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/099,233 2016-04-14
US15/099,233 US9832007B2 (en) 2016-04-14 2016-04-14 Time-alignment measurement for hybrid HD radio™ technology
PCT/US2017/027104 WO2017180685A1 (en) 2016-04-14 2017-04-12 Time-alignment measurement for hybrid hd radiotm technology

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20180133905A KR20180133905A (ko) 2018-12-17
KR102482615B1 true KR102482615B1 (ko) 2022-12-28

Family

ID=58671907

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020187032885A KR102482615B1 (ko) 2016-04-14 2017-04-12 하이브리드 hd radio™ 기술을 위한 시간 정렬 측정

Country Status (10)

Country Link
US (3) US9832007B2 (ko)
EP (1) EP3443692A1 (ko)
JP (1) JP7039485B2 (ko)
KR (1) KR102482615B1 (ko)
CN (1) CN109565342B (ko)
BR (1) BR112018071128A2 (ko)
CA (1) CA3020968A1 (ko)
MX (2) MX2018012571A (ko)
TW (1) TWI732851B (ko)
WO (1) WO2017180685A1 (ko)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9832007B2 (en) 2016-04-14 2017-11-28 Ibiquity Digital Corporation Time-alignment measurement for hybrid HD radio™ technology
US10666416B2 (en) 2016-04-14 2020-05-26 Ibiquity Digital Corporation Time-alignment measurement for hybrid HD radio technology
EP3337065B1 (en) * 2016-12-16 2020-11-25 Nxp B.V. Audio processing circuit, audio unit and method for audio signal blending
US10574371B2 (en) * 2017-10-23 2020-02-25 Wheatstone Corporation Audio processor apparatus, methods and computer program products using integrated diversity delay error compensation
US10484115B2 (en) * 2018-02-09 2019-11-19 Ibiquity Digital Corporation Analog and digital audio alignment in the HD radio exciter engine (exgine)
US10805025B2 (en) * 2018-09-17 2020-10-13 Octave Communications Method and system for evaluating signal propagation over a radio channel
US11418879B2 (en) * 2020-05-13 2022-08-16 Nxp B.V. Audio signal blending with beat alignment
CN115985333A (zh) * 2021-10-15 2023-04-18 广州视源电子科技股份有限公司 一种音频信号对齐方法、装置、存储介质及电子设备
CA3233115A1 (en) * 2021-10-29 2023-05-04 Ibiquity Digital Corporation Method for time aligning in-band on-channel digital radio audio with fm radio audio

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130003801A1 (en) * 2011-06-29 2013-01-03 Javier Elenes Delaying analog sourced audio in a radio simulcast
JP2013084334A (ja) * 2011-09-23 2013-05-09 Harman Internatl Industries Inc 記録された音声信号の時間整合
US20130279700A1 (en) * 2012-04-21 2013-10-24 Texas Instruments Incorporated Undetectable Combining of Nonaligned Concurrent Signals

Family Cites Families (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3726986B2 (ja) 1997-08-07 2005-12-14 ソニー株式会社 通信方法、送信装置、受信装置及びセルラー無線通信システム
US6178317B1 (en) 1997-10-09 2001-01-23 Ibiquity Digital Corporation System and method for mitigating intermittent interruptions in an audio radio broadcast system
US6590944B1 (en) 1999-02-24 2003-07-08 Ibiquity Digital Corporation Audio blend method and apparatus for AM and FM in band on channel digital audio broadcasting
US6549544B1 (en) 1999-11-10 2003-04-15 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for transmission and reception of FM in-band on-channel digital audio broadcasting
US6836520B1 (en) 2000-11-10 2004-12-28 Motorola, Inc. Method and apparatus for establishing synchronization with a synchronization signal
US6876859B2 (en) * 2001-07-18 2005-04-05 Trueposition, Inc. Method for estimating TDOA and FDOA in a wireless location system
FR2835120B1 (fr) * 2002-01-21 2006-10-20 Evolium Sas Procede et dispositif de preparation de signaux destines a etre compares pour etablir une pre-distorsion sur l'entree d'un amplificateur
EP1370016B1 (en) * 2002-06-07 2005-04-20 Sony International (Europe) GmbH Method and apparatus for the reception of an audio signal transmitted both in analogue and in higher-quality digital modulation, gradually varying the mixing ratio from digital to analogue in case of poor channel conditions, so as to make the change less perceptible
US7463311B2 (en) 2002-09-09 2008-12-09 General Instrument Corporation Method and system for including non-graphic data in an analog video output signal of a set-top box
US7224721B2 (en) 2002-10-11 2007-05-29 The Mitre Corporation System for direct acquisition of received signals
US7209531B1 (en) * 2003-03-26 2007-04-24 Cavium Networks, Inc. Apparatus and method for data deskew
US7106814B2 (en) * 2003-04-30 2006-09-12 Motorola, Inc. Method and wireless device employing a preamble to initiate communications
US20040235442A1 (en) 2003-05-19 2004-11-25 Toporski Todd A. Method to block audio and data in a digital radio receiver
JP2004349805A (ja) * 2003-05-20 2004-12-09 Alpine Electronics Inc Ｉｂｏｃ放送受信機
US7546088B2 (en) * 2004-07-26 2009-06-09 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for blending an audio signal in an in-band on-channel radio system
JP2006115200A (ja) * 2004-10-14 2006-04-27 Fujitsu Ten Ltd 受信機
JP2006270824A (ja) * 2005-03-25 2006-10-05 Pioneer Electronic Corp ディジタル放送受信装置及びディジタル放送受信方法
US8027419B2 (en) * 2005-04-08 2011-09-27 Ibiquity Digital Corporation Method for alignment of analog and digital audio in a hybrid radio waveform
US7733983B2 (en) 2005-11-14 2010-06-08 Ibiquity Digital Corporation Symbol tracking for AM in-band on-channel radio receivers
US8947233B2 (en) 2005-12-09 2015-02-03 Tego Inc. Methods and systems of a multiple radio frequency network node RFID tag
KR100954117B1 (ko) * 2006-02-22 2010-04-23 주식회사 하이닉스반도체 지연 고정 루프 장치
US7613104B2 (en) * 2006-05-31 2009-11-03 Nokia Corporation Method, apparatus and computer program product providing synchronization for OFDMA downlink signal
JP4182444B2 (ja) 2006-06-09 2008-11-19 ソニー株式会社 信号処理装置、信号処理方法、及びプログラム
US7944998B2 (en) * 2006-06-16 2011-05-17 Harman International Industries, Incorporated Audio correlation system for high definition radio blending
US8107694B2 (en) * 2006-07-20 2012-01-31 Ultrasound Medical Devices, Inc. Method of tracking speckle displacement between two images
US8014446B2 (en) * 2006-12-22 2011-09-06 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for store and replay functions in a digital radio broadcasting receiver
EP1944887B1 (en) * 2007-01-11 2013-11-06 Harman Becker Automotive Systems GmbH Radio receiver for hybrid broadcast systems
US7933368B2 (en) * 2007-06-04 2011-04-26 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for implementing a digital signal quality metric
US8351843B2 (en) * 2007-09-04 2013-01-08 Ibiquity Digital Corporation Digital radio broadcast receiver, broadcasting methods and methods for tagging content of interest
KR100956774B1 (ko) * 2007-12-28 2010-05-12 주식회사 하이닉스반도체 지연 고정 루프 회로 및 그 제어 방법
JP5579373B2 (ja) * 2008-05-22 2014-08-27 ピーエスフォー ルクスコ エスエイアールエル Ｄｌｌ回路
US8180470B2 (en) 2008-07-31 2012-05-15 Ibiquity Digital Corporation Systems and methods for fine alignment of analog and digital signal pathways
KR101038470B1 (ko) * 2008-10-30 2011-06-03 포항공과대학교 산학협력단 동작영역이 넓은 디지털제어발진기
US8830224B2 (en) * 2008-12-31 2014-09-09 Intuitive Surgical Operations, Inc. Efficient 3-D telestration for local robotic proctoring
JP4749512B2 (ja) * 2009-01-23 2011-08-17 三菱電機株式会社 ラジオ受信装置
US8467482B2 (en) * 2009-04-03 2013-06-18 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for identifying transmitter in digital broadcasting system
KR101616874B1 (ko) * 2009-09-23 2016-05-02 삼성전자주식회사 다중 영상 합성 방법 및 그 장치
US8408061B2 (en) * 2009-12-02 2013-04-02 Olympus Ndt Sequentially fired high dynamic range NDT/NDI inspection device
TWI429203B (zh) * 2010-02-03 2014-03-01 Mstar Semiconductor Inc 相位數位化裝置及其方法
US8724757B2 (en) 2010-03-26 2014-05-13 General Dynamics C4 Systems, Inc. Symbol timing synchronization methods and apparatus
US8526897B2 (en) * 2010-11-03 2013-09-03 Silicon Laboratories Inc. Controlling power consumption in a radio tuner
JP5372294B2 (ja) * 2011-04-28 2013-12-18 三菱電機株式会社 中継衛星および衛星通信システム
US8804865B2 (en) 2011-06-29 2014-08-12 Silicon Laboratories Inc. Delay adjustment using sample rate converters
US20130003637A1 (en) 2011-06-29 2013-01-03 Javier Elenes Dynamic time alignment of audio signals in simulcast radio receivers
US9184961B2 (en) 2011-07-25 2015-11-10 Ibiquity Digital Corporation FM analog demodulator compatible with IBOC signals
US8831546B2 (en) * 2011-11-07 2014-09-09 Ibiquity Digital Corporation MRC antenna diversity for FM IBOC digital signals
US8811757B2 (en) * 2012-01-05 2014-08-19 Texas Instruments Incorporated Multi-pass video noise filtering
US8862084B2 (en) * 2012-04-30 2014-10-14 St-Ericsson Sa Methods and apparatus for receiver quality test measurements
JP5870836B2 (ja) * 2012-05-08 2016-03-01 ソニー株式会社 受信装置および半導体集積回路
KR101388587B1 (ko) * 2012-06-04 2014-04-24 주식회사 글로베인 오디오 신호 제어 장치 및 방법
US9094139B2 (en) * 2012-06-26 2015-07-28 Ibiquity Digital Corporation Look ahead metrics to improve blending decision
EP2560412A1 (en) * 2012-10-08 2013-02-20 Oticon A/s Hearing device with brain-wave dependent audio processing
EP2720426B1 (en) * 2012-10-09 2019-09-11 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and a device for correcting a frequency shift on received symbols
US9054905B2 (en) * 2013-01-15 2015-06-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for timing synchronization at sub-sampled rate for sub-sampled wideband systems
WO2014116518A1 (en) * 2013-01-24 2014-07-31 Dolby Laboratories Licensing Corporation Automatic loudspeaker polarity detection
US8873677B1 (en) * 2013-05-01 2014-10-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for enveloping tracking calibration
US9584347B2 (en) * 2013-05-31 2017-02-28 Silicon Laboratories Inc. Methods and systems for rapid detection of digital radio signals
US9467255B2 (en) * 2014-12-23 2016-10-11 Ibiquity Digital Corporation Systems and methods for digital radio broadcast with cross platform reception
US9596044B2 (en) * 2015-02-13 2017-03-14 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for analog and digital audio blend for HD radio receivers
EP3281315B1 (en) * 2015-04-09 2023-10-25 Ibiquity Digital Corporation Systems and methods for automated detection of signal quality in digital radio broadcast signals
TWI563264B (en) * 2015-06-11 2016-12-21 Faraday Tech Corp On-chip apparatus and method for jitter measurement
US9819480B2 (en) * 2015-08-04 2017-11-14 Ibiquity Digital Corporation System and method for synchronous processing of analog and digital pathways in a digital radio receiver
US9947332B2 (en) * 2015-12-11 2018-04-17 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for automatic audio alignment in a hybrid radio system
US10666416B2 (en) 2016-04-14 2020-05-26 Ibiquity Digital Corporation Time-alignment measurement for hybrid HD radio technology
US9832007B2 (en) 2016-04-14 2017-11-28 Ibiquity Digital Corporation Time-alignment measurement for hybrid HD radio™ technology
US10177729B1 (en) 2018-02-19 2019-01-08 Ibiquity Digital Corporation Auto level in digital radio systems

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130003801A1 (en) * 2011-06-29 2013-01-03 Javier Elenes Delaying analog sourced audio in a radio simulcast
JP2013084334A (ja) * 2011-09-23 2013-05-09 Harman Internatl Industries Inc 記録された音声信号の時間整合
US20130279700A1 (en) * 2012-04-21 2013-10-24 Texas Instruments Incorporated Undetectable Combining of Nonaligned Concurrent Signals

Also Published As

Publication number Publication date
CN109565342B (zh) 2021-08-06
WO2017180685A1 (en) 2017-10-19
MX2018012571A (es) 2019-08-14
EP3443692A1 (en) 2019-02-20
JP7039485B2 (ja) 2022-03-22
CN109565342A (zh) 2019-04-02
US20180139035A1 (en) 2018-05-17
JP2019514300A (ja) 2019-05-30
TW201742398A (zh) 2017-12-01
MX2021007128A (es) 2021-08-11
USRE48966E1 (en) 2022-03-08
CA3020968A1 (en) 2017-10-19
US20170302432A1 (en) 2017-10-19
US9832007B2 (en) 2017-11-28
US10225070B2 (en) 2019-03-05
TWI732851B (zh) 2021-07-11
BR112018071128A2 (pt) 2019-02-05
KR20180133905A (ko) 2018-12-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102482615B1 (ko) 하이브리드 hd radio™ 기술을 위한 시간 정렬 측정
US10666416B2 (en) Time-alignment measurement for hybrid HD radio technology
JP4918082B2 (ja) ハイブリッドラジオ波形のアナログ及びデジタル音声を整合する方法
US6330293B1 (en) Method for receiving multicarrier digital signals
RU2235435C2 (ru) Способ оценки отношения &#34;сигнал-шум&#34; цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами
KR101558008B1 (ko) 디지털 무선 신호의 품질을 검출하는 방법 및 수신기
US9106472B1 (en) Channel state information (CSI) estimation and applications for in-band on-channel radio receivers
CN103688479A (zh) 用于实施信号质量度量和天线分集切换控制的方法和装置
TWI761325B (zh) 用於在帶內同頻無線電系統中摻合音訊信號時進行位準控制之方法及設備
JP6812437B2 (ja) 混成無線システムでの自動音声整合化の方法及びそのための装置
AU2004311099B2 (en) Coherent tracking for FM IBOC receiver using a switch diversity antenna system
EP2747295B1 (en) A receiver for demodulating a multiplex signal and corresponding method
JP3797792B2 (ja) ディジタル放送受信機
WO2023076566A1 (en) Method for time aligning in-band on-channel digital radio audio with fm radio audio
EP3570467A1 (en) Receiver and method for reducing the influence of narrowband spurs during an ofdm signal reception

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant