JP6930260B2 - 直流電圧変換回路及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧変換回路及びその制御方法に関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータの一例である周知のチョッパ回路は、例えば、２個１組のスイッチング素子と、リアクトルとによって構成されている。ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とは互いに直列に同じ向きに接続されている。各スイッチング素子には逆並列にダイオードが設けられている。２つのスイッチング素子の制御動作については、電流が流れる方向（昇圧／降圧）に応じて何れか一方のスイッチング素子を選択してスイッチングを行う切替制御と、両方のスイッチング素子の導通、非導通を交互に切り替える相補スイッチング（例えば、特許文献１、図３参照。）を行うシームレス制御と、がある。

スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのバイポーラ型の場合には、スイッチング素子には一方向の電流しか流れず、逆方向電流はＩＧＢＴと逆並列に配置したダイオードに流れる。ダイオードはＩＧＢＴ自体よりも通電抵抗が大きい。よって、相補スイッチングを行っても、リアクトルのエネルギー放出期間の導通損失を低減することができないため、切替制御を選択すべきである。

一方、スイッチング素子が、双方向導通可能な電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）である場合には、相補スイッチングを行うことによって導通損失を低減することができる。そのためシームレス制御を選択する意義がある。

特開２０１４−１９２９１４号公報

しかしながら、シームレス制御には切替制御と比べて劣る点がある。それは、出力電流が小さいときに、電流不連続モードにならず、常に電流連続モードで動作するためリプル電流の振幅が大きい点である。そのため、低出力時にはスイッチング素子やリアクトルの抵抗によって発生する損失の割合が増え、変換効率が低下する。

かかる課題に鑑み、本発明は、低出力時に電流不連続モードを実現する直流電圧変換回路を提供することを目的とする。

本開示は以下の発明を含む、ただし、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。
本開示の一表現に係る直流電圧変換回路は、ハイサイドのスイッチング素子と、前記ハイサイドのスイッチング素子と直列に接続されたローサイドのスイッチング素子と、前記ハイサイドのスイッチング素子及び前記ローサイドのスイッチング素子の直列体における相互接続点に、一端が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と、前記ローサイドのスイッチング素子の一端とに繋がっていて、入力及び出力の一方となる第１ポートと、前記直列体の両端に繋がっていて、前記入力及び出力の他方となる第２ポートと、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のスイッチングを行う制御部と、を備え、前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のうち、前記リアクトルのエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子は、オン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子であり、前記制御部は、前記双方向導通素子をオンにして前記エネルギー放出期間を開始し、前記リアクトルに流れる電流が０になるとオフにする、直流電圧変換回路である。

また、本開示の一表現による制御方法は、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子と、リアクトルとを含む、直流チョッパ回路としての直流電圧変換回路について、そのスイッチングの制御部によって行われる直流電圧変換回路の制御方法であって、前記リアクトルのエネルギー蓄積期間において、前記各スイッチング素子の一方をオン、他方をオフとして、前記リアクトルに電流を流し、前記リアクトルのエネルギー放出期間において、前記各スイッチング素子の前記一方をオフにするとともに、前記他方については、双方向に導通可能として、前記リアクトルに流れる電流が０になるとオフにする、直流電圧変換回路の制御方法である。

本発明によれば、直流電圧変換回路に関して、低出力時に電流不連続モードを実現し、変換効率を向上させることができる。

直流電圧変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ、チョッパ回路）の一例を示す回路図である。 放電時のゲートパルスの生成要領を示すタイミングチャートである。 充電時のゲートパルスの生成要領を示すタイミングチャートである。 シミュレーションモデルとしての、直流電圧変換回路１の回路図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋１Ａ、放電、電流不連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋３Ａ、放電、電流不連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋５Ａ、放電、電流連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−１Ａ、充電、電流不連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−４Ａ、充電、電流不連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−５Ａ、充電、電流連続モードでのシミュレーション結果を示す波形図である。 電流指令値ｉ^＊ _Ｌを、−１０Ａと１０Ａとに交互に変える場合でのシミュレーション結果を示す波形図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）この直流電圧変換回路は、ハイサイドのスイッチング素子と、前記ハイサイドのスイッチング素子と直列に接続されたローサイドのスイッチング素子と、前記ハイサイドのスイッチング素子及び前記ローサイドのスイッチング素子の直列体における相互接続点に、一端が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と、前記ローサイドのスイッチング素子の一端とに繋がっていて、入力及び出力の一方となる第１ポートと、前記直列体の両端に繋がっていて、前記入力及び出力の他方となる第２ポートと、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のスイッチングを行う制御部と、を備え、前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のうち、前記リアクトルのエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子は、オン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子であり、前記制御部は、前記双方向導通素子をオンにして前記エネルギー放出期間を開始し、前記リアクトルに流れる電流が０になるとオフにする、直流電圧変換回路である。

このように構成された直流電圧変換回路では、制御部が、リアクトルのエネルギー放出期間においてエネルギー放出の開始から電流が０になるまでの期間、双方向導通素子をオンにする。電流が０になれば制御部は当該スイッチング素子をオフにして、逆方向へ流れようとする電流を阻止する。従って、エネルギー放出期間にリアクトルに流れる電流の絶対値は、ピーク値から０までに制限される。この結果、低出力時に、エネルギー放出期間の電流の不連続モードが実現され、変換効率を向上させることができる。

（２）また、（１）の直流電圧変換回路において、例えば、前記第１ポートは入力、前記第２ポートは出力であり、前記ハイサイドのスイッチング素子が前記双方向導通素子である。
この場合、昇圧チョッパとしての直流電流変換回路において、制御部が、リアクトルのエネルギー放出期間においてエネルギー放出の開始から電流が０になるまでの期間、ハイサイドのスイッチング素子をオンにする。電流が０になれば制御部は当該スイッチング素子をオフにして、逆方向へ流れようとする電流を阻止する。従って、エネルギー放出期間にリアクトルに流れる電流の絶対値は、ピーク値から０までに制限される。この結果、エネルギー放出期間の電流の不連続モードが実現される。

（３）また、（１）の直流電圧変換回路において、例えば、前記第１ポートは出力、前記第２ポートは入力であり、前記ローサイドのスイッチング素子が前記双方向導通素子である。
この場合、降圧チョッパとしての直流電流変換回路において、制御部が、リアクトルのエネルギー放出期間においてエネルギー放出の開始から電流が０になるまでの期間、ローサイドのスイッチング素子をオンにする。電流が０になれば制御部は当該スイッチング素子をオフにして、逆方向へ流れようとする電流を阻止する。従って、エネルギー放出期間にリアクトルに流れる電流の絶対値は、ピーク値から０までに制限される。この結果、エネルギー放出期間の電流の不連続モードが実現される。

（４）また、（１）〜（３）のいずれかの直流電圧変換回路において、前記双方向導通素子の制御信号を得るために参照値と比較されるキャリアは、他方のスイッチング素子の制御信号を得るための三角波のキャリアと同期し、かつ、振幅が２倍の鋸歯状の三角波であってもよい。
この場合、鋸歯状の三角波と参照値とを互いに比較することで容易に、他方のスイッチング素子をオフにするタイミングを得ることができる。

（５）また、（１）〜（４）のいずれかの直流電圧変換回路において、例えば、２つの前記スイッチング素子は電界効果トランジスタであり、前記制御部は、前記エネルギー放出期間に前記リアクトルに流れる電流の向きが変わらない場合には、２つの前記スイッチング素子に相補スイッチングを行わせることができる。
この場合、代表的なスイッチング素子である電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を一対用いて、高出力時は相補スイッチングを行うことにより、ダイオードを通す場合よりも導通損失を低減し、かつ、低出力時には制御により不連続モードを実現することができる。なお、他の素子によって同様のことを実現することもできるが、単一素子で双方向性を有する電界効果トランジスタが好適である。

（６）制御方法としての観点からは、これは、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子と、リアクトルとを含む、直流チョッパ回路としての直流電圧変換回路について、そのスイッチングの制御部によって行われる直流電圧変換回路の制御方法であって、前記リアクトルのエネルギー蓄積期間において、前記各スイッチング素子の一方をオン、他方をオフとして、前記リアクトルに電流を流し、前記リアクトルのエネルギー放出期間において、前記各スイッチング素子の前記一方をオフにするとともに、前記他方については、双方向に導通可能として、前記リアクトルに流れる電流が０になるとオフにする、直流電圧変換回路の制御方法である。

このような直流電圧変換回路の制御方法によれば、他方のスイッチング素子は、リアクトルのエネルギー放出期間においてエネルギー放出の開始から電流が０になるまでの期間、オンになる。電流が０になれば当該スイッチング素子をオフにして、逆方向へ流れようとする電流を阻止する。従って、エネルギー放出期間にリアクトルに流れる電流の絶対値は、ピーク値から０までに制限される。この結果、低出力時に、エネルギー放出期間の電流の不連続モードが実現され、変換効率を向上させることができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る直流電圧変換回路（その制御方法を含む。）について、図面を参照して説明する。

《回路構成例》
図１は、直流電圧変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ、チョッパ回路）の一例を示す回路図である。図において、直流電圧変換回路１は、第１ポートＰ１の直流電圧ｖ_ｉを、第２ポートＰ２の直流電圧ｖ_ｏに変換するか、又は、その逆の変換をする双方向変換が可能な回路となっている。相対的に、ｖ_ｉの方が低電圧、ｖ_ｏの方が高電圧の関係となる。

直流電圧変換回路１は、主回路要素として、コンデンサ１１と、リアクトル１２と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈ、ローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌ、及び、コンデンサ１３を備えている。スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌは同じ向きに直列に互いに接続されて直列体を成し、その相互接続点にリアクトル１２の一端が接続されている。リアクトル１２の他端及びスイッチング素子Ｑ_Ｌの一端（ソース）が、第１ポートＰ１に繋がっている。直列体の両端（スイッチング素子Ｑ_Ｈのドレイン、スイッチング素子Ｑ_Ｌのソース）は第２ポートに繋がっている。スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_ＬはＦＥＴであり、それぞれ、ボディダイオードｄ_Ｈ，ｄ_Ｌを有している。スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌの各々は、オンのときは、素子自身（ボディダイオードを含まず）が双方向に通電可能である。

スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌのオン／オフ制御は、制御部１０によって行われる。制御部１０は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１０の記憶装置（図示せず。）に格納される。

計測用の回路要素としては、電圧ｖ_ｉ又はコンデンサ１１の両端電圧を検出する電圧センサ１４が設けられている。電圧センサ１４の検出出力は制御部１０に送られる。リアクトル１２に流れる電流は、電流センサ１５によって検出される。電流センサ１５の検出出力は制御部１０に送られる。また、電圧ｖ_ｏ又はコンデンサ１３の両端電圧を検出する電圧センサ１６が設けられている。電圧センサ１６の検出出力は制御部１０に送られる。

ここで、例えば、直流電圧変換回路１の両端の第１ポートＰ１及び第２ポートＰ２にはそれぞれ定電圧の直流電源が接続されていると考える。実際の直流電源の例としては、ｖ_ｉには、蓄電池、太陽光発電パネル等、ｖ_ｏには、大容量のコンデンサが接続されたＤＣバス等がある。これらの直流電源の電圧は、充電状態や、流れる電流によって生ずる電圧降下によって変化するが、コンデンサ１１，１３によってインピーダンスが低減されており、スイッチング周期程度の短時間では電圧は一定と考えてよい。よって、低電圧側、高電圧側はそれぞれ、電圧ｖ_ｉ、電圧ｖ_ｏの電圧源とみなすことができる。リアクトル１２のインダクタンスをＬ、リアクトルに流れる電流はｉ_Ｌ、電流ｉ_Ｌのリプルの中点における検出値をｉ_ｄ、キャリア周波数をｆ_ｓとする。以下の説明では便宜上、低電圧側から高電圧側に電流が流れる場合を放電、その逆を充電と呼び、電流の符号は放電方向を「＋」、充電方向を「−」と定義する。

《使用する記号の一覧》
ｖ_ｉ：低電圧側の電圧
ｖ_ｏ：高電圧側の電圧
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
ｉ_Ｌ：リアクトル電流（リアクトルに流れる電流）
ｉ^＊ _Ｌ：リアクトル電流指令値（制御の指令値）
ｉ_ｄ：リアクトル電流のセンサ検出値（キャリアの谷で検出）
ｉ_Ｌｘ：電流不連続モードにおけるリアクトル電流換算値
＜ｉ_Ｌ＞：リアクトル電流の平均値（連続モードではｉ_ｄと一致）
ｆ_ｓ：キャリア周波数
Ｔ_ｓ：キャリア周期
Ｄ：ローサイドのスイッチング素子Ｑ_ＬのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）参照値
Ｄ_２：ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_ＨのＰＷＭ参照値
Ｋ_ｃｄ：フィードバック制御のゲイン（放電時、電流連続モード）
Ｋ_ｄｄ：フィードバック制御のゲイン（放電時、電流不連続モード）
Ｋ_ｃｃ：フィードバック制御のゲイン（充電時、電流連続モード）
Ｋ_ｄｃ：フィードバック制御のゲイン（充電時、電流不連続モード）

《制御理論》
上記ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈと、ローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌとは、交互にオンになるよう制御部１０により、切替制御される。
切替制御のうち、リアクトル１２をチャージ（エネルギー蓄積）する期間をエネルギー蓄積期間、ディスチャージ（エネルギー放出）する期間をエネルギー放出期間と称する。

エネルギー蓄積期間に導通するＦＥＴのゲート制御パルスを生成するためのＰＷＭ参照値は以下のようにして得られる。
放電時、電流不連続モードにおけるリアクトル電流換算値は、ｉ^＊ _Ｌ≧０のとき、以下の式（１）により表される。
ｉ_Ｌｘ＝２Ｌｆ_ｓｉ_ｄ ^２［（１／ｖ_ｉ）＋｛１／（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）｝］ ・・・（１）

また、放電時、電流連続モードにおけるローサイドのスイッチング素子Ｑ_ＬのＰＷＭ参照値Ｄは、ｉ^＊ _Ｌ≧０、かつ、ｉ_Ｌｘ≧ｉ_ｄの場合、以下の式（２）により表される。
Ｄ＝｛（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／ｖ_ｏ｝＋｛Ｋ_ｃｄＬｆ_ｓ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_ｄ）／ｖ_ｏ｝
・・・（２）

放電時、電流不連続モードにおけるローサイドのスイッチング素子のＰＷＭ参照値Ｄは、ｉ^＊ _Ｌ＞０、かつ、ｉ_Ｌｘ＜ｉ_ｄの場合、以下の式（３）により表される。
Ｄ＝｛２Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／(ｖ_ｉｖ_ｏ)｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／(２ｉ^＊ _Ｌ ｖ_ｉｖ_ｏ)｝^１／２ Ｋ_ｄｄ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_Ｌｘ）
・・・（３）

充電時、電流不連続モードにおけるリアクトル電流換算値は、ｉ^＊ _Ｌ＜０の場合、以下の式（４）により表される。
ｉ_Ｌｘ＝２Ｌｆ_ｓｉ_ｄ ^２［｛１／（ｖ_ｉ−ｖ_ｏ）｝−（１／ｖ_ｉ）］ ・・・（４）
充電時、電流連続モードにおけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ_ＨのＰＷＭ参照値Ｄ_２は、ｉ^＊ _Ｌ＜０、かつ、ｉ_Ｌｘ≧ｉ_ｄの場合、以下の式（５）により表される。
Ｄ_２＝（ｖ_ｉ／ｖ_ｏ）−｛Ｋ_ｃｃＬｆ_ｓ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_ｄ）／ｖ_ｏ｝ ・・・（５）

充電時、電流不連続モードにおけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ_ＨのＰＷＭ参照値Ｄ_２は、ｉ^＊ _Ｌ＜０、かつ、ｉ_Ｌｘ＜ｉ_ｄの場合、以下の式（６）により表される。
Ｄ_２＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌｖ_ｉ／(ｖ_ｏ（ｖ_ｉ-ｖ_ｏ）)｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓｖ_ｉ／(２ｖ_ｉ（ｖ_ｉ−ｖ_ｏ）ｉ^＊ _Ｌ)｝^１／２ Ｋ_ｄｃ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_Ｌｘ）
・・・（６）

上記式のうち、（２）、（５）は電流連続モードにおける演算式で、これらの式で得た参照値を用いたパルスを逆変換してデッドタイムを設ければ、他方のエネルギー放出期間に導通するスイッチング素子のゲート制御パルスを得ることができる。電流不連続モードにおけるエネルギー蓄積期間に導通するスイッチング素子のＰＷＭ参照値は（３）、（６）で得られるが、エネルギー放出期間に導通するスイッチング素子のゲート制御パルスは、電流連続モードと同じ単純な逆変換処理ではエネルギー放出電流が０になると同時にターンオフするようなパルスを得ることはできない。そこで、これらの数式の導出プロセスに遡って、エネルギー放出期間に導通するスイッチング素子のゲート制御パルスについて検討する。

（放電時）
モードI（スイッチング素子Ｑ_Ｌオンで、スイッチング素子Ｑ_Ｈオフの期間）における連続方程式より、以下の式（７）が得られる。
ｖ_ｉ＝Ｌ（ｄｉ_Ｌ／ｄｔ）＝Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／Ｄ＝２Ｌｆｉ_ｄ／Ｄ ・・・（７）
モードII（スイッチング素子Ｑ_Ｌオフで、スイッチング素子Ｑ_Ｈオンの期間）における連続方程式より、以下の式（８）が得られる。
ｖ_ｉ−ｖ_ｏ＝Ｌ（ｄｉ_Ｌ／ｄｔ）＝−（Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／Ｄ_２）
＝２Ｌｆ_ｓｉ_ｄ／Ｄ_２ ・・・（８）

全期間の平均電流が電流指令値に一致する条件より以下の式（９）となる。
ｉ^＊ _Ｌ＝（Ｄ＋Ｄ_２）（ｉ_ｐｅａｋ／２） ・・・（９）
上記式（７）、式（９）式よりＤを消去して、以下の式（１０）が得られる。
ｉ^＊ _Ｌ＝｛（Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／ｖ_ｉ）＋Ｄ_２｝（ｉ_ｐｅａｋ／２）
・・・（１０）
式（８）よりｉ_ｐｅａｋを消去して、以下の式（１１）が得られる。
ｉ^＊ _Ｌ＝Ｄ_２ ^２ｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（２Ｌｆ_ｓｖ_ｉ） ・・・（１１）

式（１１）を整理して、Ｄ_２のフィードフォワード項である式（１２）を得る。
Ｄ_２＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌｖ_ｉ／（ｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ））｝^１／２ ・・・（１２）
式（１２）をｉ^＊ _Ｌで偏微分して、以下の式（１３）が得られる。
∂Ｄ_２／∂ｉ^＊ _Ｌ＝｛Ｌｆ_ｓｖ_ｉ／（２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ））｝^１／２
・・・（１３）
式（１２）に式（１３）を加算して、以下の式（１４）が得られる。
Ｄ_２＋∂Ｄ_２＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌｖ_ｉ／ｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓｖ_ｉ／２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）｝^１／２ ∂ｉ^＊ _Ｌ
・・・（１４）

式（１４）の∂ｉ^＊ _Ｌを指令値と検出値の偏差に置き換えて、フィードバック制御を組込んだＰＷＭ参照値の演算式（１５）を得る。ここで、Ｋ_ｄｄは０から１の範囲をとる調整係数である。式（１５）は式（３）の右辺にｖ_ｉ／（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）を掛けたものとなっている。すなわち、ｉ^＊ _Ｌ＞０、かつ、ｉ_Ｌｘ＜ｉ_ｄの場合、以下の式（１５）が得られる。
Ｄ_２＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌｖ_ｉ／（ｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ））｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓｖ_ｉ／（２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ））｝^１／２ Ｋ_ｄｄ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_Ｌ）
・・・（１５）
式（１５）でハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈのオン時間率は決まるが、ローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌのオン／オフのタイミングとの同期を考えなければならない。

図２は、放電時のゲートパルスの生成要領を示すタイミングチャートである。
図２において、まず、（ａ）に示すように、式（３）の参照値Ｄを、ピーク幅１、デューティ０．５、バイアスなしの三角波キャリアと比較して、参照値がキャリア以上となる範囲をオン期間とすることによって、（ｃ）に示す、目的のスイッチング素子Ｑ_Ｌのゲート制御パルスＧ_Ｌが得られる。なお、（ｃ）のゲート信号は１組のみ示し、他の図示は省略している。

一方、スイッチング素子Ｑ_Ｈのゲート制御パルス生成に用いるキャリアとしては、（ｂ）に示すように、ピーク幅２、デューティ１、バイアスなしの鋸歯状の三角波キャリアを用いる。この鋸歯状の三角波は、（ａ）に示す三角波キャリアの前半位相０°から１８０°まではそのままで、位相１８０°から３６０°の間はさらに直線を延長した形状となっている。このキャリアを、下記の式（１６）で得られる参照値Ｄ_３と比較して、Ｄ_３がキャリア以上の値をとる範囲Ａを選択し、スイッチング素子Ｑ_Ｈをオフにするタイミングを得ることができる。すなわち、鋸歯状の三角波と参照値Ｄ_３とを互いに比較することで容易に、スイッチング素子Ｑ_Ｈをオフにするタイミングを得ることができる。
さらにこの範囲Ａからスイッチング素子Ｑ_Ｌがオンになる期間とデッドタイムを除外することにより、スイッチング素子Ｑ_Ｈのゲート制御パルスＧ_Ｈを得ることができる。
Ｄ_３＝Ｄ＋２Ｄ_２ ・・・（１６）

デッドタイムは以下の手順で設けることができる。参照値Ｄにバイアス値Ｅ（図示省略）を加算して、ピーク幅１の三角波キャリアと比較して、Ｄ＋Ｅがキャリア以上となる範囲Ｂを選択する。参照値Ｄにバイアス値Ｅを加算したことにより範囲Ｂ（図示省略）にはデッドタイムが含まれるため、範囲Ａから範囲Ｂを除外することによってデッドタイムを考慮したゲート制御パルスＧ_Ｈとなる。なおデッドタイムＭ、キャリアの周波数ｆ_ｓ及びバイアス値Ｅの関係は以下の式（１７）で表すことができる。例えば、キャリア周波数２０ｋＨｚ（周期５０マイクロ秒）に対して、１マイクロ秒のデッドタイムをつくるのであればバイアス値は０．０４とする。
Ｅ＝２ｆ_ｓＭ ・・・（１７）

図２の（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ_Ｌがオンとなるエネルギー蓄積期間ＤＴ_Ｓのときリアクトル電流が０からｉ_ｐｅａｋまで上昇し、リアクトル１２にはエネルギーが蓄えられる。その後のエネルギー放出期間Ｄ_２Ｔ_Ｓでは、スイッチング素子Ｑ_Ｌがオフ、スイッチング素子Ｑ_Ｈがオンとなって、リアクトル電流は下降し、０になる。０になった瞬間から次のエネルギー蓄積期間までの期間Ｄ_３Ｔ_Ｓは、リアクトル電流が０のままの不連続な期間となる。このような動作の繰り返しとなる。（ｄ）における＜ｉ_Ｌ＞の点線は、不連続なリアクトル電流の平均値を表している。

（充電時）
モードI（スイッチング素子Ｑ_Ｌオフで、スイッチング素子Ｑ_Ｈオンの期間）における連続方程式より、以下の式（１８）が得られる。
ｖ_ｉ−ｖ_ｏ＝Ｌ（ｄｉ_Ｌ／ｄｔ）＝Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／Ｄ_２
＝２Ｌｆ_ｓｉ_ｄ／Ｄ_２ ・・・（１８）
モードII（スイッチング素子Ｑ_Ｌオフで、スイッチング素子Ｑ_Ｈオンの期間）における連続方程式より、以下の式（１９）が得られる。
ｖ_ｉ＝Ｌ（ｄｉ_Ｌ／ｄｔ）＝Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／Ｄ＝２Ｌｆｉ_ｄ／Ｄ
・・・（１９）

全期間の平均電流が電流指令値に一致する条件より以下の式（２０）となる。
ｉ^＊ _Ｌ＝（Ｄ＋Ｄ_２）（ｉ_ｐｅａｋ／２） ・・・（２０）
上記式（１８）、式（２０）式よりＤ_２を消去して、以下の式（２１）が得られる。
ｉ^＊ _Ｌ＝［Ｄ＋｛Ｌｆ_ｓｉ_ｐｅａｋ／（ｖ_ｉ−ｖ_ｏ）｝］（ｉ_ｐｅａｋ／２）
・・・（２１）
式（１９）よりｉ_ｐｅａｋを消去して、以下の式（２２）が得られる。
ｉ^＊ _Ｌ＝Ｄ^２ｖ_ｏｖ_ｉ／｛２Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）｝ ・・・（２２）

式（２２）を整理して、Ｄのフィードフォワード項である式（２３）を得る。
Ｄ＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（ｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２ ・・・（２３）
式（２３）をｉ^＊ _Ｌで偏微分して、以下の式（２４）が得られる。
∂Ｄ／∂ｉ^＊ _Ｌ＝｛Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２
・・・（２４）
式（２３）に式（２４）を加算して、以下の式（２５）が得られる。
Ｄ_２＋∂Ｄ＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（ｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２ ∂ｉ^＊ _Ｌ
・・・（２５）

式（２５）の∂ｉ^＊ _Ｌを指令値と検出値の偏差に置き換えて、フィードバック制御を組込んだＰＷＭ参照値の演算式（２６）を得る。ここでＫ_ｃｄは０から１の範囲をとる調整係数である。式（２６）は式（６）の右辺に（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／ｖ_ｉを掛けたものとなっている。すなわち、ｉ^＊ _Ｌ＜０、かつ、ｉ_Ｌｘ＞ｉ_ｄの場合、以下の式（２６）が得られる。
Ｄ＝｛２Ｌｆ_ｓｉ^＊ _Ｌ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（ｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２＋
｛Ｌｆ_ｓ（ｖ_ｏ−ｖ_ｉ）／（２ｉ^＊ _Ｌｖ_ｏｖ_ｉ）｝^１／２ Ｋ_ｃｄ（ｉ^＊ _Ｌ−ｉ_Ｌ）
・・・（２６）
式（２６）でローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌのオン時間率は決まるが、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈのオン／オフのタイミングとの同期を考えなければならない。

図３は、充電時のゲートパルスの生成要領を示すタイミングチャートである。
図３において、（ａ）に示すように、式（６）の参照値Ｄ_２を、ピーク幅１、デューティ０．５、バイアスなしの三角波キャリアと比較して、参照値がキャリア以上となる範囲をオン期間とすることによって、（ｃ）に示す目的のスイッチング素子Ｑ_Ｈのゲート制御パルスＧ_Ｈが得られる。なお、（ｃ）のゲート信号は１組のみ示し、他の図示は省略している。

一方、スイッチング素子Ｑ_Ｌのゲート制御パルス生成には、（ｂ）に示すように、ピーク幅２、デューティ１、バイアスなしの鋸歯状の三角波をキャリアに用いる。この鋸歯状の三角波は、スイッチング素子Ｑ_Ｈ用の三角波キャリアの前半位相０°から１８０°まではそのままで、位相１８０°から３６０°の間は直線を延長した形状となっている。このキャリアを下記の式（２７）で得られる参照値Ｄ_４と比較して、Ｄ_４がキャリア以上の値をとる範囲Ｃを選択し、スイッチング素子Ｑ_Ｌをオフにするタイミングを得ることができる。すなわち、鋸歯状の三角波と参照値Ｄ_４とを互いに比較することで容易に、スイッチング素子Ｑ_Ｌをオフにするタイミングを得ることができる。
さらにこの範囲Ｃからスイッチング素子Ｑ_Ｈがオンになる期間とデッドタイムを除外することによりスイッチング素子Ｑ_Ｌのゲート制御パルスＧ_Ｌを得ることができる。
Ｄ_４＝２Ｄ＋Ｄ_２ ・・・（２７）

デッドタイムは以下の手順で設けることができる。参照値Ｄ_２にバイアス値Ｅ（図示省略）を加算して、ピーク幅１の三角波キャリアと比較して、Ｄ_２+Ｅがキャリア以上となる範囲Ｆ（図示省略）を選択する。参照値Ｄ_２にバイアス値Ｅを加算したことにより範囲Ｆにはデッドタイムが含まれるため、範囲Ｃから範囲Ｆを除外することによってデッドタイムを考慮したゲート制御パルスＧ_Ｌとなる。なおデッドタイムＭ、キャリアの周波数ｆ_ｓ及びバイアス値Ｅの関係は放電時と同じく式（１７）で表すことができる。

図３の（ｄ）に示すように、充電のために、スイッチング素子Ｑ_Ｈがオンとなるエネルギー蓄積期間Ｄ_２Ｔ_Ｓのときリアクトル電流が、絶対値で考えると、０からｉ_ｐｅａｋまで上昇し、リアクトル１２にはエネルギーが蓄えられる。その後のエネルギー放出期間ＤＴ_Ｓでは、スイッチング素子Ｑ_Ｌがオン、スイッチング素子Ｑ_Ｈがオフとなって、リアクトル電流は下降し、０になる。０になった瞬間から次のエネルギー蓄積期間までの期間Ｄ_３Ｔ_Ｓは、リアクトル電流が０のままの不連続な期間となる。このような動作の繰り返しとなる。（ｄ）における＜ｉ_Ｌ＞の点線は、不連続なリアクトル電流の平均値を表している。

《検証》
図４は、シミュレーションモデルとしての、直流電圧変換回路１の回路図である。
図において、第１ポートＰ１には２００Ｖの直流電源２が接続されている。第２ポートＰ２には、３５０Ｖの直流電源３が接続されている。コンデンサ１１のキャパシタンスは２００μＦ、リアクトル１２のインダクタンスは５００μＨ、コンデンサ１３のキャパシタンスは２．２ｍＦ、そして、制御部１０の制御周波数は２０ｋＨｚとする。デッドタイムは１マイクロ秒とした。電流が低電圧の直流電源２から高電圧の直流電源に流れる状態を、直流電源２の放電と定義し、その逆方向を充電と定義する。この状態で、制御部１０は、電圧センサ１４の検出出力に基づいて電圧ｖ_ｉを取得する。また、制御部１０は、電流センサ１５の検出出力に基づいて、リアクトル１２に流れる電流ｉ_Ｌのセンサ検出値ｉ_ｄを取得する。また、制御部１０は、電圧センサ１６の検出出力に基づいて、電圧ｖ_ｏを取得する。

図５から図１１は、シミュレーション結果を示す波形図である。各図の条件は以下の通りである。
図５：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋１Ａ、放電、電流不連続モード
図６：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋３Ａ、放電、電流不連続モード
図７：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝＋５Ａ、放電、電流連続モード
図８：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−１Ａ、充電、電流不連続モード
図９：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−４Ａ、充電、電流不連続モード
図１０：電流指令値ｉ^＊ _Ｌ＝−５Ａ、充電、電流連続モード
図１１：電流指令値ｉ^＊ _Ｌを、−１０Ａと１０Ａとの間で連続的に変化させる。

図５〜図１０の各図においては、上段の波形図は、凡例に示す線種を用いて、参照値Ｄ，Ｄ_２，Ｄ_３，Ｄ_４、キャリアｃｗ１，ｃｗ２，ｃｗ３を示している。中段の波形図は、凡例に示す線種を用いて、ケート制御パルスＧ_Ｌ，Ｇ_Ｈを示している。下段の波形図は、凡例に示す線種を用いて、リアクトル電流ｉ_Ｌ（上下動している実線）、並びに、リアクトル電流に関する平均値＜ｉ_Ｌ＞、換算値ｉ_Ｌｘ、指令値ｉ^＊ _Ｌ、及び、検出値ｉ_ｄを表している。

放電時の電流不連続モード（図５、図６）では、狙いどおりエネルギー放出期間にスイッチング素子Ｑ_Ｈにゲート制御信号が出力され、不連続なリアクトル電流ｉ_Ｌとなっている。また、エネルギー放出期間内に１マイクロ秒のデッドタイムが設けられている。リアクトル電流の平均値＜ｉ_Ｌ＞、換算値ｉ_Ｌｘは指令値ｉ^＊ _Ｌと一致しており、検出値ｉ_ｄはこれらより高い値を示している。

電流連続モード（図７）ではシームレス制御と同じく相補スイッチングが行われているが、エネルギー蓄積からエネルギー放出への遷移、エネルギー放出からエネルギー蓄積への遷移のいずれもがエネルギー放出期間内でそれぞれ１マイクロ秒のデッドタイムが設けられている。リアクトル電流の平均値、検出値ｉ_ｄは指令値ｉ^＊ _Ｌと一致しており、これらよりも換算値ｉ_Ｌｘの方が大きくなっている。
充電時も同様に電流不連続モード（図８、図９）、電流連続モード（図１０）、共に狙い通りの制御が行われている。

図１１は電流指令値ｉ^＊ _Ｌを−１０Ａから＋１０Ａの間で変化させた場合の各種の状態を示している。上から順に、第１段は、状態フラグを示しており、０は待機、１は放電不連続、２は放電連続、３は充電不連続、４は充電連続を、それぞれ表している。第２段は、リアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌ及び平均値＜ｉ_Ｌ＞が重なっている波形図である。第３段は、細い二点鎖線で描いた上下に幅のある部分が、リアクトル電流ｉ_Ｌで、その中央付近にある点線が検出値ｉ_ｄである。残りの一点鎖線は、換算値ｉ_Ｌｘである。第４段は、凡例に示す線種により、参照値Ｄ，Ｄ_２，Ｄ_３，Ｄ_４を表している。

図１１において、ｉ^＊ _Ｌが±０．１Ａ以下の範囲は２つのスイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌを両方ともゲートブロックする待機モード（第１段の０）が設けられている。放電時も充電時も電流不連続モードから電流連続モードへの遷移、電流連続モードから電流不連続モードへの遷移はいずれも問題なく行われており、リアクトル電流のキャリア１周期平均値は指令値と一致している。

《まとめ》
以上、総括すると、本実施形態の直流電圧変換回路１は、まず、スイッチング素子にＦＥＴを用いたチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータである。当該直流電圧変換回路１は、基本構成として、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈと、このスイッチング素子Ｑ_Ｈと直列に接続されたローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌと、スイッチング素子Ｑ_Ｈ及びスイッチング素子Ｑ_Ｌの直列体における相互接続点に、リアクトル１２の一端が接続されている。また、リアクトル１２の他端と、スイッチング素子Ｑ_Ｌの一端とに繋がっていて、入力及び出力の一方となる第１ポートＰ１と、直列体の両端に繋がっていて、入力及び出力の他方となる第２ポートＰ２と、各スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌを制御してチョッパ制御を行う制御部１０と、を備えている。

そして、少なくとも、ハイサイド及びローサイドの各スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌのうち、リアクトル１２のエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子はオン状態で素子自身が双方向導通性の、双方向導通素子であることが前提となる。つまり、双方向導通素子であるからこそ連続性を断つことに意義がある制御であると言える。仮に、図１において、第１ポートＰ１から第２ポートＰ２への昇圧のみを行うのであれば、リアクトル１２のエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子Ｑ_Ｈはオン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子、例えばＦＥＴである。また、図１において、第２ポートＰ２から第１ポートＰ１への降圧のみを行うのであれば、リアクトル１２のエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子Ｑ_Ｌはオン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子、例えばＦＥＴである。昇圧／降圧を双方向に行う場合は、２つのスイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌは共に双方向導通素子である、ということになる。

そして、制御部１０は、双方向導通素子に、リアクトル１２のエネルギー放出による電流が流れるようオンにして、その電流が０になると素子自体をオフにする。すなわち、エネルギー放出による電流を双方向導通素子であるスイッチング素子本体（ＦＥＴ）に逆方向導通（ソースからドレインへ）してスイッチング素子全体（ボディダイオードも含む。）の通電抵抗は低減しながら、エネルギー放出による電流が０になるとスイッチング素子本体をターンオフして不連続モードを実現する。

このように構成された直流電圧変換回路１では、エネルギー放出期間にリアクトル１２に流れる電流の絶対値は、ピーク値から０までに制限され、直前までと逆向きに電流が流れるということは起きない。この結果、エネルギー放出期間の電流の不連続モードが実現される。また、シミュレーションによって、この狙い通りの動作が得られることが確認された。

この電流不連続モードとエネルギー放出による電流の逆方向導通を両立した直流電圧変換回路１は、常に相補スイッチングを行い電流連続モードのみで動作するシームレス制御方式のＦＥＴチョッパ等と比べて低出力時のリプル率を低減することができる。そのため、高効率化と低ノイズ化が期待できる。定格よりも低い出力で運用することが多い蓄電池や太陽光発電の制御に特に有効と考えられる。

《その他》
なお、上記実施形態ではスイッチング素子としてＦＥＴを用いたが、エミッタ同士を接続した２個１組のＩＧＢＴを代わりに用いることも可能である。このようなスイッチング素子も、双方向導通素子となる。但し、単一素子で双方向性を有するＦＥＴが最も好適であると考えられる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 直流電圧変換回路
２ 直流電源
３ 直流電源
１０ 制御部
１１ コンデンサ
１２ リアクトル
１３ コンデンサ
１４ 電圧センサ
１５ 電流センサ
１６ 電圧センサ
ｄ_Ｈ ボディダイオード
ｄ_Ｌ ボディダイオード
Ｐ１ 第１ポート
Ｐ２ 第２ポート
Ｑ_Ｈ スイッチング素子
Ｑ_Ｌ スイッチング素子

Claims (5)

1. ハイサイドのスイッチング素子と、
   前記ハイサイドのスイッチング素子と直列に接続されたローサイドのスイッチング素子と、
   前記ハイサイドのスイッチング素子及び前記ローサイドのスイッチング素子の直列体における相互接続点に、一端が接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルの他端と、前記ローサイドのスイッチング素子の、前記相互接続点とは反対側の一端とに繋がっていて、入力及び出力の一方となる第１ポートと、
   前記直列体の両端に繋がっていて、前記入力及び出力の他方となる第２ポートと、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、
   前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のスイッチングを行う制御部と、を備え、
   前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のうち、前記リアクトルのエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子は、オン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子であり、
   前記制御部は、前記双方向導通素子をオンにして前記エネルギー放出期間を開始し、前記リアクトルに流れる電流が次のエネルギー蓄積期間の開始より早く０になるように、前記双方向導通素子の制御信号生成のためのパルス幅変調制御の参照値及びキャリアを与え、前記リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで前記双方向導通素子をオフにする、直流電圧変換回路。
2. 前記第１ポートは入力、前記第２ポートは出力であり、
   前記ハイサイドのスイッチング素子が前記双方向導通素子である請求項１に記載の直流電圧変換回路。
3. 前記第１ポートは出力、前記第２ポートは入力であり、
   前記ローサイドのスイッチング素子が前記双方向導通素子である請求項１に記載の直流電圧変換回路。
4. ハイサイドのスイッチング素子と、
   前記ハイサイドのスイッチング素子と直列に接続されたローサイドのスイッチング素子と、
   前記ハイサイドのスイッチング素子及び前記ローサイドのスイッチング素子の直列体における相互接続点に、一端が接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルの他端と、前記ローサイドのスイッチング素子の、前記相互接続点とは反対側の一端とに繋がっていて、入力及び出力の一方となる第１ポートと、
   前記直列体の両端に繋がっていて、前記入力及び出力の他方となる第２ポートと、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、
   前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のスイッチングを行う制御部と、を備え、
   前記ハイサイド及び前記ローサイドの各スイッチング素子のうち、前記リアクトルのエネルギー放出期間に電流が流れる方のスイッチング素子は、オン状態で素子自身が双方向導通性の双方向導通素子であり、
   前記制御部は、前記双方向導通素子をオンにして前記エネルギー放出期間を開始し、前記リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで前記双方向導通素子をオフにするように制御し、
   前記各スイッチング素子のうち一方のスイッチング素子である前記双方向導通素子の制御信号を得るためにパルス幅変調の参照値と比較されるキャリアは、前記各スイッチング素子のうち他方のスイッチング素子の制御信号を得るための三角波のキャリアと同期し、かつ、振幅が前記三角波の２倍の鋸歯状の三角波である直流電圧変換回路。
5. ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子と、リアクトルとを含む、直流チョッパ回路としての直流電圧変換回路について、そのスイッチングの制御部によって行われる直流電圧変換回路の制御方法であって、
   前記リアクトルのエネルギー蓄積期間において、前記各スイッチング素子の一方をオン、他方をオフとして、前記リアクトルに電流を流し、
   前記リアクトルのエネルギー放出期間において、前記各スイッチング素子の前記一方をオフにするとともに、前記他方については、双方向に導通可能として、前記リアクトルに流れる電流が次のエネルギー蓄積期間の開始より早く０になるように、前記他方のスイッチング素子の制御信号生成のためのパルス幅変調の参照値及びキャリアを与え、前記リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで前記他方のスイッチング素子をオフにする、
   直流電圧変換回路の制御方法。

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