JP6865903B2 - 給電回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＶＨＦ（Ｖｅｒｙ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯、ＵＨＦ（Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯、マイクロ波帯及びミリ波帯などの周波数帯において複数の偏波を分離する機能を有する給電回路に関する。

衛星放送及び衛星通信の分野においては、追尾機能を実現するために、互いに異なる複数種の偏波モードを分離する偏波分離機能を有する給電回路が使用されている。たとえば、基地局の受信アンテナは、人工衛星の送信アンテナから電波を受信し、当該受信電波に含まれる複数種の偏波モードを分離し、これら偏波モードを用いて当該基地局の受信アンテナの指向方向を電子的または機械的に制御することにより人工衛星を追尾する追尾機能を有することがある。逆に、人工衛星の受信アンテナが、基地局の送信アンテナから電波を受信し、当該受信電波に含まれる複数種の偏波モードを分離し、これら偏波モードを用いて当該人工衛星の受信アンテナの指向方向を電子的または機械的に制御することにより基地局を追尾する追尾機能を有することもある。

下記の非特許文献１は、モノパルス追尾（ｍｏｎｏｐｕｌｓｅ ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式に基づく追尾機能を実現するための導波管型の給電回路を開示している。この給電回路は、同軸ホーン（ｃｏａｘｉａｌ ｈｏｒｎ）構造及び４本の矩形導波管を有するターンスタイル型結合器（ｔｕｒｎｓｔｉｌｅ ｔｙｐｅ ｊｕｎｃｔｉｏｎ）と、複数個のマジックＴ型結合器（ｍａｇｉｃ−Ｔ ｊｕｎｃｔｉｏｎｓ）と、９０度移相器（９０°ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）とを備える。非特許文献１によれば、同軸ホーン構造は、同軸状に配置された内側ホーン（ｉｎｎｅｒ ｈｏｒｎ）及び外側ホーン（ｏｕｔｅｒ ｈｏｒｎ）からなり、内側ホーンの内部空間に比較的高い周波数帯（Ｘバンド）の信号を伝搬させ、内側ホーンと外側ホーンとの間の空間に比較的低い周波数帯（Ｓバンド）の信号を伝搬させることができる。また、互いに異なる複数種の偏波モードを分離するために９０度移相器とマジックＴ型結合器とが使用されている。

Wentao Zhang, Qiang Wang, Chuanfei She, Yingyi He, Kui Zhuang and Ying Zhan, "Design of Multimode Monopulse Tracking Feed for Satellite Communication", Proceedings of the 46th European Microwave Conference 2016, pp. 862-865, London, UK, 4th-6th October 2016.（たとえば、図３及び図５参照）

前述のとおり、非特許文献１に開示されている給電回路では、互いに異なる複数種の偏波モードを分離するために９０度移相器とマジックＴ型結合器とが使用されている。使用周波数帯域内の中心周波数では、９０度移相器における移相量は９０度となるので、アイソレーション特性（偏波分離特性）は良好である。しかしながら、その移相量は周波数に依存するため、当該中心周波数から外れた周波数領域では９０度の移相量が得られるとは限らない。したがって、非特許文献１に開示されている給電回路では、広帯域で良好なアイソレーション特性を得ることが難しいという課題がある。

また、非特許文献１に開示されている給電回路は、９０度移相器の存在による非対称な構造を有するため、給電回路内に不要なスペースが生じ、回路サイズの小型化を困難にするという課題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、９０度移相器を使用せずに、広帯域での良好なアイソレーション特性と回路サイズの小型化とを実現することができる給電回路を提供することである。

本発明の一態様による給電回路は、同軸状に配置された複数個の筒状導体を有し、前記複数個の筒状導体のうちのいずれか２つの筒状導体間に形成されている導波空間から、前記複数個の筒状導体の中心軸に関して対称に分岐する第１乃至第４の分岐導波路を有する偏分波器と、前記第１乃至第４の分岐導波路のうち隣り合う第１及び第２の分岐導波路からそれぞれ出力された第１の伝搬モード及び第２の伝搬モードを入力とし、前記第２の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第１の伝搬モードとを重ね合わせることで第１の合成信号を生成すると同時に、前記第１の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第２の伝搬モードとを重ね合わせることで第２の合成信号を生成する第１の９０度カプラと、前記第１乃至第４の分岐導波路のうち隣り合う第３及び第４の分岐導波路からそれぞれ出力された第３の伝搬モード及び第４の伝搬モードを入力とし、前記第４の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第３の伝搬モードとを重ね合わせることで第３の合成信号を生成すると同時に、前記第３の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第４の伝搬モードとを重ね合わせることで第４の合成信号を生成する第２の９０度カプラと、前記第１の合成信号及び前記第３の合成信号を入力とし、前記第１の合成信号の信号成分と前記第３の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに逆相の信号成分を合成することで第１の円偏波信号を第１の出力端子から出力する第１の１８０度カプラと、前記第２の合成信号及び前記第４の合成信号を入力とし、前記第２の合成信号の信号成分と前記第４の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに逆相の信号成分を合成することで、前記第１の円偏波信号とは直交する第２の円偏波信号を第２の出力端子から出力する第２の１８０度カプラとを備えることを特徴とする。

本発明の一態様による給電回路は、９０度移相器を使用せずに、広帯域での良好なアイソレーション特性と回路サイズの小型化とを実現することができる。

本発明に係る実施の形態１の給電回路１の構成を概略的に示す図である。 実施の形態１の偏分波器の概略構成を示す図である。 実施の形態１の９０度カプラ及び１８０度カプラの動作を説明するための概略図である。 右旋円偏波信号を生成する方法を説明するための図である。 左旋円偏波信号を生成する方法を説明するための図である。 同軸ＴＥＭモードを生成する方法を説明するための図である。 本発明に係る実施の形態２の給電回路の具体的な構造例を示す斜視図である。 図７に示した給電回路の上面図である。 実施の形態２の偏分波器の斜視図である。 図９に示した偏分波器のＡ１−Ａ１線における断面構造を示す概略図である。 実施の形態２の屈曲導波管からなる導波路の構成を示す斜視図である。 実施の形態２の９０度カプラを構成するＨ面クロスカプラの斜視図である。 実施の形態２の１８０度カプラを構成するマジックＴ回路の斜視図である。 実施の形態２の給電回路のアイソレーション特性の計算結果を示すグラフである。 ３重円筒構造の偏分波器１０Ａの概略断面図である。 ショートスロットカプラの構成例を示す図である。 ブランチラインカプラとツイスト導波管とを有するハイブリッドカプラの構成例を示す図である。 本発明に係る実施の形態３の偏分波器及び屈曲導波路の概略構成を示す図である。 図１８に示した偏分波器の及び屈曲導波路の上面図である。 実施の形態２の給電回路の反射特性を示すグラフである。 実施の形態３の給電回路の反射特性を示すグラフである。 実施の形態１の変形例に係る給電回路の構成を概略的に示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の給電回路１の構成を概略的に示す図である。この給電回路１は、ホーンアンテナなどの多周波共用アンテナ（図示せず）のアンテナ入出力端１００から入力された広帯域信号に含まれる、同軸ＴＥＭ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ ａｎｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃ）モード、左旋円偏波信号及び右旋円偏波信号を分離することができる偏波分離回路として機能する。給電回路１の使用周波数帯としては、たとえば、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯及びミリ波帯が挙げられる。

図１に示されるように、給電回路１は、アンテナ入出力端１００に接続されるアンテナ側端子を有する偏分波器１０と、９０度カプラ（第１及び第２の９０度カプラ）３１，３２と、１８０度カプラ（第１及び第２の１８０度カプラ）５１，５２と、偏分波器１０と９０度カプラ３１との間を結合する導波路２１，２２と、偏分波器１０と９０度カプラ３２との間を結合する導波路２３，２４と、９０度カプラ３１と１８０度カプラ５１，５２との間を結合する導波路４１，４２と、９０度カプラ３２と１８０度カプラ５１，５２との間を結合する導波路４３，４４とを備えて構成されている。

偏分波器１０は、多重円筒構成を有する。すなわち、偏分波器１０は、同軸状に配置された２個の筒状導体１１，１２と、これら筒状導体１１，１２間に形成されている導波空間から、筒状導体１１，１２の中心軸に関して対称に分岐する４個の分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄとを有する。偏分波器１０のアンテナ側端子は、筒状導体１１の内側導波空間の入出力端１０ｐと、筒状導体１１，１２間に形成されている導波空間の入出力端１０ｑとで構成される。筒状導体１１の内側導波空間は、入出力端１０ｐに入力された広帯域信号のうちＸバンドなどの比較的高い周波数帯（以下「高周波数帯」という。）の信号を導波管モードとして伝搬させるように構成されており、筒状導体１１，１２間に形成されている導波空間は、環状の入出力端１０ｑに入力された広帯域信号のうちＳバンドなどの比較的低い周波数帯（以下「低周波数帯」という。）の信号を同軸モードとして伝搬させるように構成されている。このような偏分波器１０の具体的な構造例については、後述する。

なお、図１の例では、偏分波器１０は２重円筒構成を有しているが、これに限定されるものではない。同軸状に配置された３個以上の筒状導体を有し、これら筒状導体のうちのいずれか２つの筒状導体間に形成されている導波空間から分岐導波路１３Ａ〜１３Ｄが分岐するような構成が採用されてもよい。

図１を参照すると、筒状導体１１の内側導波空間を伝搬した信号は、高周波数帯端子（図示せず。）から高周波数帯偏波分離回路６０に出力される。この高周波数帯偏波分離回路６０は、高周波数帯端子に入力された偏波信号を分離して入出力端子６０ａ，６０ｂから出力するものである。追尾機能を実現するため、高周波数帯偏波分離回路６０は、高周波数帯端子に入力された信号に含まれる、互いに異なる複数種の偏波信号（たとえば、ＴＭ０１モードもしくはＴＥ２１モード、またはこれらの双方）を個別に分離する構成を有してもよい。このような高周波数帯偏波分離回路６０の構成は、たとえば導波管構造を用いて構成可能であるが、特に限定されるものではない。

一方、筒状導体１１，１２間に形成されている導波空間を同軸モードとして伝搬した信号は、分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄに入力される。図２は、偏分波器１０の概略構成を示す図である。入出力端１０ｑに入力される広帯域信号は、右旋円偏波、左旋円偏波及び同軸ＴＥＭモードを含み得る。偏分波器１０は、図２に示されるような位相関係に従って、右旋円偏波、左旋円偏波及び同軸ＴＥＭモードを分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄの伝搬モードに変換する。

具体的には、図２に示されるように、分岐導波路１３Ａの伝搬モードの位相状態を基準とするとき、すなわち、分岐導波路１３Ａの伝搬モードのうち、右旋円偏波に対応する信号成分の位相を０°、左旋円偏波に対応する信号成分の位相を０°、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分の位相を０°とする。このとき、分岐導波路１３Ｂは、右旋円偏波に対応する信号成分を相対位相−９０°で伝搬させ、左旋円偏波に対応する信号成分を相対位相＋９０°で伝搬させ、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分を相対位相０°で伝搬させる。また、分岐導波路１３Ｃは、右旋円偏波に対応する信号成分を相対位相−１８０°で伝搬させ、左旋円偏波に対応する信号成分を相対位相＋１８０°で伝搬させ、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分を相対位相０°で伝搬させる。さらに、分岐導波路１３Ｄは、右旋円偏波に対応する信号成分を相対位相−２７０°で伝搬させ、左旋円偏波に対応する信号成分を相対位相＋２７０°で伝搬させ、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分を相対位相０°で伝搬させる。このように分岐導波路１３Ａ〜１３Ｄのうち隣り合う分岐導波路間では、右旋円偏波に対応する信号成分の位相差の大きさはいずれも９０°であり、左旋円偏波に対応する信号成分の位相差の大きさはいずれも９０°である。また、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分の位相は、いずれも０°（同相）である。

９０度カプラ３１は、４個の入出力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｅ，３１ｆを有している。９０度カプラ３１は、偏分波器１０の入出力端１３ａ，１３ｂ（分岐導波路１３Ａ，１３Ｂの端部）からそれぞれ入出力端子３１ａ，３１ｂに入力された伝搬モードを合成して第１の合成信号及び第２の合成信号を生成し、当該第１の合成信号を入出力端子３１ｅから導波路４１に出力し、当該第２の合成信号を入出力端子３１ｆから導波路４２に出力する。一方、９０度カプラ３２は、４個の入出力端子３２ｃ，３２ｄ，３２ｇ，３２ｈを有している。９０度カプラ３２は、偏分波器１０の入出力端１３ｃ，１３ｄ（分岐導波路１３Ｃ，１３Ｄの端部）からそれぞれ入出力端子３１ｃ，３１ｄに入力された伝搬モードを合成して第３の合成信号及び第４の合成信号を生成し、当該第３の合成信号を入出力端子３２ｇから導波路４３に出力し、当該第４の合成信号を入出力端子３２ｈから導波路４４に出力する。

１８０度カプラ５１は、４個の入出力端子５１ｅ，５１ｇ，５１ｐ，５１ｑを有している。１８０度カプラ５１は、９０度カプラ３１，３２の入出力端子３１ｅ，３２ｇから入出力端子５１ｅ，５１ｇにそれぞれ入力された第１の合成信号及び第３の合成信号に基づいて左旋円偏波信号及び同軸ＴＥＭモードを生成し、当該左旋円偏波信号を入出力端子５１ｑから外部に出力し、当該同軸ＴＥＭモードを入出力端子５１ｐから外部に出力することができる。一方、１８０度カプラ５２は、４個の入出力端子５２ｆ，５２ｈ，５２ｐ，５２ｑを有している。１８０度カプラ５２は、９０度カプラ３１，３２の入出力端子３１ｆ，３２ｈから入出力端子５２ｆ，５２ｈにそれぞれ入力された第２の合成信号及び第４の合成信号に基づいて右旋円偏波信号及び同軸ＴＥＭモードを生成し、当該右旋円偏波信号を入出力端子５２ｑから外部に出力し、当該同軸ＴＥＭモードを入出力端子５２ｐから外部に出力することができる。

次に、図３〜図６を参照しつつ、９０度カプラ３１，３２及び１８０度カプラ５１，５２の動作について詳細に説明する。図３は、９０度カプラ３１，３２及び１８０度カプラ５１，５２の動作を説明するための概略図である。今、９０度カプラ３１の入出力端子３１ａに入力される位相θａの伝搬モードをＳ（θａ）と表し、９０度カプラ３１の入出力端子３１ｂに入力される位相θｂの伝搬モードをＳ（θｂ）と表し、９０度カプラ３２の入出力端子３２ｃに入力される位相θｃの伝搬モードをＳ（θｃ）と表し、９０度カプラ３２の入出力端子３２ｄに入力される位相θｄの伝搬モードをＳ（θｄ）と表すものとする。たとえば、図２の入出力端子１３ａから入出力端子３１ａに入力される伝搬モードＳ（θａ）のうち右旋円偏波に対応する信号成分の位相は０°であるので、入出力端子３１ｂに入力される伝搬モードＳ（θｂ）のうち右旋円偏波に対応する信号成分の位相（相対位相）は、図２に示したとおり、−９０°である。

図４は、右旋円偏波信号を生成する方法を説明するための図であり、図５は、左旋円偏波信号を生成する方法を説明するための図であり、図６は、同軸ＴＥＭモードを生成する方法を説明するための図である。図４において、記号Ｒ（θ）は、入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄのいずれかに入力された伝搬モードのうち右旋円偏波に対応する位相θの信号成分を表し、図５において、記号Ｌ（θ）は、入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄのいずれかに入力された伝搬モードのうち左旋円偏波に対応する位相θの信号成分を表し、図６において、記号Ｔ（θ）は、入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄのいずれかに入力された伝搬モードのうち同軸ＴＥＭモードに対応する位相θの信号成分を表している。

図３に示されるように、９０度カプラ３１は、入出力端子３１ａに入力された伝搬モードＳ（θａ）と、入出力端子３１ｂに入力された伝搬モードＳ（θｂ）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｓ（θｂ−９０°）とを重ね合わせる（合成する）ことで合成信号Ｓ（θａ）＋Ｓ（θｂ−９０°）を生成する機能を有するように構成され、この合成信号Ｓ（θａ）＋Ｓ（θｂ−９０°）を第１の合成信号Ｘ_１（θｅ）として入出力端子３１ｅから導波路４１に出力することができる。同時に、９０度カプラ３１は、入出力端子３１ｂに入力された伝搬モードＳ（θｂ）と、入出力端子３１ａに入力された伝搬モードＳ（θａ）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｓ（θａ−９０°）とを重ね合わせる（合成する）ことで合成信号Ｓ（θａ−９０°）＋Ｓ（θｂ）を生成する機能を有するように構成され、この合成信号Ｓ（θａ−９０°）＋Ｓ（θｂ）を第２の合成信号Ｘ_２（θｆ）として入出力端子３１ｆから導波路４２に出力することができる。後述するように、このような９０度カプラ３１は、たとえば、Ｈ面クロスカプラまたはショートスロットカプラにより構成可能である。

また、図３に示されるように、９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｃに入力された伝搬モードＳ（θｃ）と、入出力端子３２ｄに入力された伝搬モードＳ（θｄ）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｓ（θｄ−９０°）とを重ね合わせる（合成する）ことで合成信号Ｓ（θｃ）＋Ｓ（θｄ−９０°）を生成する機能を有するように構成され、この合成信号Ｓ（θｃ）＋Ｓ（θｄ−９０°）を第３の合成信号Ｙ_２（θｇ）として入出力端子３２ｇから導波路４３に出力することができる。同時に、９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｄに入力された伝搬モードＳ（θｄ）と、入出力端子３２ｃに入力された伝搬モードＳ（θｃ）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｓ（θｃ−９０°）とを重ね合わせる（合成する）ことで合成信号Ｓ（θｄ）＋Ｓ（θｃ−９０°）を生成する機能を有するように構成され、この合成信号Ｓ（θｄ）＋Ｓ（θｃ−９０°）を第４の合成信号Ｙ_１（θｈ）として入出力端子３２ｈから導波路４４に出力することができる。後述するように、このような９０度カプラ３２は、たとえば、Ｈ面クロスカプラまたはショートスロットカプラにより構成可能である。

先ず、左旋円偏波信号の生成方法について説明する。１８０度カプラ５１は、入出力端子５１ｅに入力された第１の合成信号Ｘ_１（θｅ）の信号成分と、入出力端子５１ｇに入力された第３の合成信号Ｙ_２（θｇ）の信号成分との組み合わせのうち、互いに逆相の信号成分（互いに位相が１８０°ずれた信号成分）を合成することで左旋円偏波信号を入出力端子５１ｑから外部に出力する機能を有する。このとき、当該左旋円偏波信号は、入出力端子５１ｐからは出力されない。このような１８０度カプラ５１は、たとえば、マジックＴ回路またはラットレース回路で構成可能である。

より具体的に説明すると、図２に示した位相関係に従い、左旋円偏波信号に対応する信号成分が入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄに入力される場合を考える。この場合、図５に示されるように、入出力端子３１ａ，３１ｂには、それぞれ、左旋円偏波信号に対応する信号成分Ｌ（０°），Ｌ（９０°）が入力される。９０度カプラ３１は、入出力端子３１ａに入力された信号成分Ｌ（０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｌ（−９０°）と、入出力端子３１ｂに入力された信号成分Ｌ（９０°）とを重ね合わせる。この重ね合わせの際に、遅延波Ｌ（−９０°）と信号成分Ｌ（９０°）とは、等振幅を有しかつ互いに逆位相であるため、互いにキャンセルされる。よって、入出力端子３１ｆは、左旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。このとき、９０度カプラ３１は、入出力端子３１ｂに入力された信号成分Ｌ（９０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｌ（０°）と、入出力端子３１ａに入力された信号成分Ｌ（０°）とを重ね合わせて第１の合成信号Ｘ_１（θｅ＝０°）を生成し、当該第１の合成信号Ｘ_１（０°）を入出力端子３１ｅから導波路４１に出力する。

一方、図５に示される９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｃに入力された信号成分Ｌ（１８０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｌ（９０°）と、入出力端子３２ｄに入力された信号成分Ｌ（２７０°）とを重ね合わせる。この重ね合わせの際に、遅延波Ｌ（９０°）と信号成分Ｌ（２７０°）とは、等振幅を有しかつ互いに逆位相であるため、互いにキャンセルされる。よって、入出力端子３２ｈは、左旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。このとき、９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｄに入力された信号成分Ｌ（２７０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｌ（１８０°）と、入出力端子３２ｃに入力された信号成分Ｌ（１８０°）とを重ね合わせて第３の合成信号Ｙ_２（θｇ＝１８０°）を生成し、当該第３の合成信号Ｙ_２（１８０°）を入出力端子３２ｇから導波路４３に出力する。

したがって、図５に示される１８０度カプラ５１は、互いに１８０°ずれた位相を有する、第１の合成信号Ｘ_１（０°）及び第３の合成信号Ｙ_２（１８０°）を合成することで左旋円偏波信号を入出力端子５１ｑから外部に出力することができる。このとき、１８０度カプラ５２の入出力端子５２ｆ，５２ｈには、左旋円偏波に対応する信号成分が入力しないため、１８０度カプラ５２は、左旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。

次に、右旋円偏波信号の生成方法について説明する。図３を参照すると、１８０度カプラ５２は、入出力端子５２ｆに入力された第２の合成信号Ｘ_２（θｆ）の信号成分と、入出力端子５２ｈに入力された第４の合成信号Ｙ_１（θｈ）の信号成分との組み合わせのうち、互いに逆相の信号成分（互いに位相が１８０°ずれた信号成分）を合成することで右旋円偏波信号を入出力端子５２ｑから外部に出力する機能を有する。このとき、当該右旋円偏波信号は、入出力端子５２ｐからは出力されない。このような１８０度カプラ５２は、たとえば、マジックＴ回路またはラットレース回路で実現可能である。

より具体的に説明すると、図２に示した位相関係に従い、右旋円偏波信号に対応する信号成分が入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄに入力される場合を考える。この場合、図４に示されるように、入出力端子３１ａ，３１ｂには、それぞれ、右旋円偏波信号に対応する信号成分Ｒ（０°），Ｒ（−９０°）が入力される。９０度カプラ３１は、入出力端子３１ｂに入力された信号成分Ｒ（−９０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｒ（−１８０°）と、入出力端子３１ａに入力された信号成分Ｌ（０°）とを重ね合わせる。この重ね合わせの際に、遅延波Ｒ（−１８０°）と信号成分Ｒ（０°）とは、等振幅を有しかつ互いに逆位相であるため、互いにキャンセルされる。よって、入出力端子３１ｅは、右旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。このとき、９０度カプラ３１は、入出力端子３１ａに入力された信号成分Ｒ（０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｒ（−９０°）と、入出力端子３１ｂに入力された信号成分Ｒ（−９０°）とを重ね合わせて第２の合成信号Ｘ_２（θｆ＝−９０°）を生成し、当該第２の合成信号Ｘ_２（−９０°）を入出力端子３１ｆから導波路４２に出力する。

一方、図４に示される９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｄに入力された信号成分Ｒ（−２７０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｒ（−３６０°）と、入出力端子３２ｃに入力された信号成分Ｒ（−１８０°）とを重ね合わせる。この重ね合わせの際に、遅延波Ｒ（−３６０°）と信号成分Ｌ（−１８０°）とは、等振幅を有しかつ互いに逆位相であるため、互いにキャンセルされる。よって、入出力端子３２ｇは、右旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。このとき、９０度カプラ３２は、入出力端子３２ｃに入力された信号成分Ｒ（−１８０°）の位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波Ｒ（−２７０°）と、入出力端子３２ｄに入力された信号成分Ｌ（−２７０°）とを重ね合わせて第４の合成信号Ｙ_１（θｇ＝−２７０°）を生成し、当該第４の合成信号Ｙ_１（−２７０°）を入出力端子３２ｈから導波路４４に出力する。

したがって、図４に示される１８０度カプラ５２は、互いに１８０°ずれた位相を有する、第２の合成信号Ｘ_２（−９０°）及び第４の合成信号Ｙ_２（−２７０°）を合成することで右旋円偏波信号を入出力端子５２ｑから外部に出力することができる。このとき、１８０度カプラ５１の入出力端子５１ｅ，５１ｇには、右旋円偏波に対応する信号成分が入力しないため、１８０度カプラ５１は、右旋円偏波に対応する信号成分を出力しない。

次に、同軸ＴＥＭモードの生成方法について説明する。１８０度カプラ５１は、入出力端子５１ｅ，５１ｇに入力された同相の信号成分を合成することで同軸ＴＥＭモードを入出力端子５１ｐから外部に出力する機能を有する。このとき、当該同軸ＴＥＭモードは、入出力端子５１ｑからは出力されない。同様に、１８０度カプラ５２は、入出力端子５２ｆ，５２ｈに入力された同相の信号成分を合成することで同軸ＴＥＭモードを入出力端子５２ｐから外部に出力する機能を有する。このとき、当該同軸ＴＥＭモードは、入出力端子５２ｑからは出力されない。

より具体的に説明すると、図２に示した位相関係に従い、同軸ＴＥＭモードに対応する信号成分が入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄに入力される場合を考える。この場合は、図６に示されるように、入出力端子３１ａ，３１ｂ，３２ｃ，３２ｄには、すべて同相の信号成分Ｔ（０°）が入力されるので、９０度カプラ３１，３２は、入出力端子３１ｅ，３１ｆ，３２ｇ，３２ｈから、同一位相を有する、第１の合成信号Ｘ_１（θｅ）、第２の合成信号Ｘ_２（θｆ）、第３の合成信号Ｙ_２（θｇ）及び第４の合成信号Ｙ_１（θｈ）を出力することができる。よって、１８０度カプラ５１は、同一位相を有する、第１の合成信号Ｘ_１（θｅ）及び第３の合成信号Ｙ_２（θｇ）を合成することで同軸ＴＥＭモード（第１の同軸ＴＥＭモード）を入出力端子５１ｐから外部に出力し、同時に、１８０度カプラ５２は、同一位相を有する、第２の合成信号Ｘ_２（θｆ）及び第４の合成信号Ｙ_１（θｈ）を合成することで同軸ＴＥＭモード（第２の同軸ＴＥＭモード）を入出力端子５２ｐから外部に出力することとなる。このとき、同軸ＴＥＭモードは、入出力端子５１ｑ，５２ｑからは出力されない。

以上に説明したように実施の形態１の給電回路１は、アンテナ入出力端１００から入力された広帯域信号に含まれる、２つの同軸ＴＥＭモード、左旋円偏波信号及び右旋円偏波信号を分離することができる。非特許文献１に開示されている給電回路では、周波数依存性を有する９０度移相器が使用されていたため、広帯域で良好なアイソレーション特性を得ることが難しく、回路サイズの小型化が難しいという課題がある。これに対し、実施の形態１の給電回路１は、９０度移相器を使用せずに、同軸ＴＥＭモード、左旋円偏波信号及び右旋円偏波信号を分離することができるので、広帯域での良好なアイソレーション特性と回路サイズの小型化とを実現することができる。

また、偏分波器１０の分岐導波路１３Ａ〜１３Ｄのうち、空間的に隣り合う分岐導波路１３Ａ，１３Ｂの組と、空間的に隣り合う分岐導波路１３Ｃ，１３Ｄの組とを用いて偏波分離が行われるので、給電回路１の回路サイズを小さくしやすいという利点がある。さらに、１８０度カプラ５１，５２の配置選択の自由度が大きいという利点もある。たとえば、１８０度カプラ５１，５２が立体的に交差するように配置されても、偏波分離を行う構成を得ることができる。したがって給電回路１の製造が容易という利点がある。

なお、給電回路１は、入出力端子５１ｐ，５１ｑ，５２ｐ，５２ｑに入力された信号に基づいて広帯域信号を生成し、当該広帯域信号を多周波共用アンテナ（図示せず）に出力することもできる。

実施の形態２．
次に、上記した実施の形態１の給電回路１の具体的な構造例を実施の形態２として以下に説明する。図７は、給電回路１の具体的な構造例を示す斜視図である。図７に示されるＸ軸、Ｙ軸及びＺ軸は、互いに直交するものとする。また、図８は、Ｚ軸正方向からみたときの図７の給電回路１の上面図である。なお、図１に示した高周波数帯円偏波発生器６０の構造は示されていない。

図７に示される給電回路１は、ターンスタイル型ＯＭＴ（ＯｒｔｈｏＭｏｄｅ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）からなる偏分波器１０と、２個のＨ面クロスカプラからなる９０度カプラ（第１及び第２の９０度カプラ）３１，３２と、２個の導波管型のマジックＴ回路からなる１８０度カプラ（第１及び第２の１８０度カプラ）５１，５２と、偏分波器１０と９０度カプラ３１との間を結合する屈曲導波管からなる導波路２１，２２と、偏分波器１０と９０度カプラ３２との間を結合する屈曲導波管からなる導波路２３，２４と、９０度カプラ３１，３２と１８０度カプラ５１，５２との間を結合する４本の矩形導波管からなる導波路４１〜４４とを備えて構成されている。

図９は、実施の形態２の偏分波器１０の斜視図である。図９に示されるように偏分波器１０は、筒状導体１１，１２の中心軸から外側に向けて放射状に延在する４本の矩形導波管からなる分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを有している。分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄの外側端部は、それぞれ、偏分波器１０の入出力端子１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄを構成する。

図１０は、図９に示した偏分波器１０のＡ１−Ａ１線における断面構造を示す概略図である。図１０に示されるように、筒状導体１１の入出力端１０ｐに入力された高周波数帯の信号は、筒状導体１１の内側導波空間を導波管モードとして伝搬し、偏分波器１０の裏側（Ｚ軸負方向側）の入出力端１０ｓから高周波数帯偏波分離回路６０（図１）に出力される。また、入出力端１０ｑに入力された低周波数帯の信号は、筒状導体１１，１２間に形成されている導波空間を伝搬した後に、分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄに分配される。

図１１は、実施の形態２の４本の屈曲導波管からなる導波路２１，２２，２３，２４の構成を示す斜視図である。図１１及び図８に示されるように、導波路２３を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｃの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｃと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｃからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して９０°の角度で延在する複数の段差面２３Ｂｓ，２３Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）２３Ｂとを有している。外側屈曲部２３Ｂの段差面２３Ｂｓ，２３Ｂｓは、導波路２３を伝搬する信号の反射による損失を低減させるために設けられており、たとえばエンドミルを用いた機械加工により形成可能である。ここで、段差面２３Ｂｓ，２３Ｂｓの数は２個に限らず、３個以上の段差面が設けられてもよい。

同様に、導波路２１を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ａの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢａと、９０度Ｅ面ベンドＥＢａからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して９０°の角度で延在する複数の段差面２１Ｂｓ，２１Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）２１Ｂとを有し、導波路２２を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｂの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｂと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｂからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して９０°の角度で延在する複数の段差面２２Ｂｓ，２２Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）２２Ｂとを有し、導波路２４を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｄの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｄと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｄからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して９０°の角度で延在する複数の段差面２４Ｂｓ，２４Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）２４Ｂとを有している。

図１２は、実施の形態２の９０度カプラ３１を構成するＨ面クロスカプラの斜視図である。図１２に示されるＨ面クロスカプラは、同一面上に配置された広壁面３１Ｗと、４個のＨ面ベンドと、４本の矩形導波管とを有している。４本の矩形導波管の端部は、それぞれ、９０度カプラ３１の入出力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｅ，３１ｆを形成している。このＨ面クロスカプラは、入出力端子３１ａから入出力端子３１ｅまで延在する導波路（導波管路）と、入出力端子３１ｂから入出力端子３１ｆまで延在する導波路（導波管路）とが中央部で十字状に交差する構造を有している。９０度カプラ３２も、９０度カプラ３１と同様の構造を有していればよい。なお、９０度カプラ３１，３２の内部に整合素子（図示せず）が配置されてもよい。

図１３は、実施の形態２の１８０度カプラ５１を構成する導波管型のマジックＴ回路の斜視図である。図１３に示されるマジックＴ回路は、４個の入出力端子５１ｇ，５１ｅ，５１ｐ，５１ｑを構成する４個の開口端を有している。１８０度カプラ５２も、１８０度カプラ５１と同様の構造を有していればよい。

図７に示されるように、９０度カプラ３１，３２は、１３５度Ｈ面ベンドＨＢａ，ＨＢｂ，ＨＢｃ，ＨＢｄ及び９０度Ｅ面ベンドＥＢａ，ＥＢｂ，ＥＢｃ，ＥＢｄ（図１１）を介して偏分波器１０と接続され、かつ、Ｈ面ベンド及びＥ面ベンドを介して１８０度カプラ５１，５２（マジックＴ回路）と接続されている。また、図７に示されるように、１８０度カプラ５１，５２は、互いに物理的に干渉しないようにＺ軸方向（管軸方向）に互いの位置をずらして配置されている。１８０度カプラ５１と９０度カプラ３１との間の接続長は、１８０度カプラ５１と９０度カプラ３２との間の接続長と同じであり、かつ、１８０度カプラ５２と９０度カプラ３１との間の接続長も、１８０度カプラ５２と９０度カプラ３２との間の接続長と同じである。図７に示されるように、右旋円偏波を出力する入出力端子５２ｑと左旋円偏波を出力する入出力端子５１ｑとは、給電回路１の上面方向（Ｚ軸方向）からみたときに給電回路１の中心位置に配置されており、かつ、偏分波器１０の中心軸に沿って配置されている。さらに、図８に示されるように、同軸ＴＥＭモードを出力する入出力端子５１ｐ，５２ｐは、互いに逆方向を向くように配置されている。

したがって、本実施の形態の給電回路１は、偏分波器１０の中心軸（筒状導体１１，１２の中心軸）に関して幾何学的にほぼ対称な構造を有しており、回路サイズの小型化が実現されていることが分かる。導波路４１，４３の長さを同一長とし、かつ、導波路４２，４４の長さを同一長とすれば、導波路４３，４４の長さを同一長としなくても、所定の位相関係を得ることができる。したがって、１８０度カプラ５１，５２のそれぞれの位置調整を厳密に行う必要がないため、給電回路１を容易に製造することができる。また、９０度カプラ３１，３２は、導波路２１，２２，２３，２４の１３５度Ｈ面ベンドＨＢａ，ＨＢｂ，ＨＢｃ，ＨＢｄを介して偏分波器１０と接続されるので、給電回路１の製造が容易であるという効果もある。

図１４は、図７に示した給電回路１のアイソレーション特性の計算結果を示すグラフである。グラフの横軸は、使用周波数帯域の中心周波数で正規化された正規化周波数、縦軸はアンテナ入出力端１００から低周波数帯の同軸ＴＥＭモードを入力した場合に入出力端子５１ｑ，５２ｑにそれぞれ出力されるアイソレーション量（単位：ｄＢ）を示している。実線は、偏分波器１０の入出力端と１８０度カプラ５１の入出力端子５１ｑとの間の通過特性を表し、点線は、偏分波器１０の入出力端と１８０度カプラ５２の入出力端子５２ｑとの間の通過特性を表す。図１４のグラフに示されるように、中心周波数（正規化周波数「１」）だけでなく、中心周波数から外れた周波数領域でもアイソレーション特性は良好であり、広帯域で良好なアイソレーション特性が実現されている。

なお、偏分波器１０の多重円筒構造は、２重円筒構造に限定されない。図１５は、３重円筒構造の偏分波器１０Ａの概略断面図である。図１５に示されるように、偏分波器１０Ａは、筒状導体１２と、この筒状導体１２の内側に同軸状に配置された筒状導体１１Ａと、筒状導体１１Ａの内側にさらに同軸状に配置された筒状導体１４と、この筒状導体１４と筒状導体１１Ａとの間に形成された導波空間から放射状に延びる分岐導波路（矩形導波管）１５Ｂ，１５Ｄ，…とを備えている。筒状導体１４と分岐導波路１５Ｂ，１５Ｄ，…とでターンスタイル型ＯＭＴが構成される。

図１５に示されるように、入出力端１０ｐａに入力された高周波数帯の信号は、筒状導体１４の内側導波空間を導波管モードとして伝搬し、偏分波器１０Ａの裏側（Ｚ軸負方向側）の入出力端１０ｓａから高周波数帯偏波分離回路６０（図１）に出力可能である。また、入出力端１０ｑに入力された第１低周波数帯の信号は、筒状導体１１Ａ，１２間に形成されている導波空間を伝搬した後に、分岐導波路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄに分配される。さらに、入出力端１０ｐｂに入力された第２低周波数帯の信号は、筒状導体１１Ａ，１４間に形成されている導波空間を伝搬した後に、分岐導波路１５Ｂ，１５Ｄ，…に分配される。分岐導波路１５Ｂ，１５Ｄ，…の入出力端子１５ｂ，１５ｄ，…に上記実施の形態１，２の偏波分離回路部分と同構成の回路が結合されてもよい。この場合、複数の周波数帯で円偏波信号と同軸ＴＥＭモードとを分離することができるという効果が得られる。

また、上記したＨ面クロスカプラからなる９０度カプラ３１，３２の代わりに、ショートスロットカプラまたはハイブリッドカプラが使用されてもよい。図１６は、９０度カプラ３１，３２の各々に代替しうるショートスロットカプラ６１の正面図であり、図１７は、９０度カプラ３１，３２の各々に代替しうるハイブリッドカプラ７１の正面図である。図１６に示すようにショートスロットカプラ６１は、４個の入出力端子６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，６１ｄと、各々が同一面上に配置された一対の広壁面６１ｆ，６１ｇと、広壁面６１ｆ，６１ｇの間に形成されて入出力端子６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，６１ｄの間を結合する導波路とを備える。広壁面６１ｆ，６１ｇは、ショートスロットカプラ６１の厚み方向に対向している。

また、図１７に示すようにハイブリッドカプラ７１は、当該ハイブリッドカプラ７１の４個の入出力端７１ａ，７１ｂ，７１ｃ，７１ｄを有する４個のツイスト導波管７２，７３，７４，７５と、ツイスト導波管７２，７３，７４，７５の端部に結合されたブランチインカプラ７６とを備えている。ツイスト導波管７２，７３，７４，７５の各々は、矩形導波管が管軸を中心に９０°ツイストした（ねじれた）構造を有している。ブランチインカプラ７６は、ツイスト導波管７２，７３，７４，７５の間を結合する導波路を有する。

実施の形態３．
次に、上記した実施の形態１の給電回路１の具体的な他の構造例を実施の形態３として以下に説明する。実施の形態３の給電回路２の構造は、図１１に示した導波路２１，２２，２３，２４に代えて図１８に示す導波路８１，８２，８３，８４を有する点を除いて、実施の形態２の給電回路１の構造と同じである。図１９は、図１８に示した偏分波器１０及び導波路８１〜８４の上面図である。

図１８及び図１９に示されるように、導波路８３を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｃの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｃと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｃからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して傾斜角度で延在する複数の段差面８３Ｂｓ，８３Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）８３Ｂとを有している。外側屈曲部８３Ｂの段差面８３Ｂｓ，８３Ｂｓは、導波路２３を伝搬する信号の反射による損失を低減させるために設けられており、たとえばエンドミルを用いた機械加工により形成可能である。ここで、段差面８３Ｂｓ，８３Ｂｓの数は２個に限らず、１個または３個以上の段差面が設けられてもよい。

分岐導波路１３Ｃと屈曲導波管の外側屈曲部８３Ｂとの間の距離が短いと、偏分波器１０から分岐導波路１３Ｃに出力された信号の波面が管壁に対して斜めの状態で外側屈曲部８３Ｂに伝搬するため、良好な反射特性が得られない可能性がある。そこで、外側屈曲部８３Ｂに伝搬する信号の波面が管壁に対し垂直となるように１３５度Ｈ面ベンドＨＢｃと９０度Ｅ面ベンドＥＢｃとの間の距離を長くすることができるが、この場合は、回路サイズが大きくなる。あるいは、１３５度Ｈ面ベンドＨＢｃに代えて、円弧状導波路を使用することもできるが、この場合も回路サイズが大きくなるという問題がある。そこで、本実施の形態では、伝搬信号の波面形状に応じて、管壁に対する段差面８３Ｂｓ，８３Ｂｓの角度を変化させているので、回路サイズを大きくせずに、良好な反射特性を得ることができる。

同様に、導波路８１を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ａの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢａと、９０度Ｅ面ベンドＥＢａからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して傾斜角度で延在する複数の段差面８１Ｂｓ，８１Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）８１Ｂとを有し、導波路８２を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｂの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｂと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｂからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して傾斜角度で延在する複数の段差面８２Ｂｓ，８２Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）８２Ｂとを有し、導波路８４を構成する屈曲導波管は、偏分波器１０の分岐導波路１３Ｄの一端と結合する１３５度Ｈ面ベンドＨＢｄと、９０度Ｅ面ベンドＥＢｄからなる内側屈曲部と、当該屈曲導波管の側壁面に対して傾斜角度で延在する複数の段差面８４Ｂｓ，８４Ｂｓを有する階段状の外側屈曲部（コーナカット部）８４Ｂとを有している。

図２０は、実施の形態２の給電回路１の反射特性を示すグラフであり、図２１は、実施の形態３の給電回路２の反射特性を示すグラフである。図２０及び図２１のグラフは、それぞれ、偏分波器１０のアンテナ側端子の、直交する２つのＴＥ１１モードの反射特性を実線と点線で示している。これらのグラフにおいて、横軸は、使用周波数帯域の中心周波数で正規化された正規化周波数、縦軸は、反射量（単位：ｄＢ）を示す。正規化周波数０．９２〜１．０８の範囲においては、図２０の場合の反射量最悪値が約−１８ｄＢであるのに対し、図２１の場合の反射量は約−２０ｄＢであり、実施の形態３では、実施の形態２と比べると反射特性が向上していることが確認される。

なお、外側屈曲部８１Ｂ，８２Ｂ，８３Ｂ，８４Ｂの各々における段差面の数は、２個に限らず、１個あるいは３個以上であってもよい。また、外側屈曲部８１Ｂ，８２Ｂ，８３Ｂ，８４Ｂの各々において、複数の段差面に傾斜角度が同じでもよいし、あるいは、段差面ごとに異なる傾斜角度が形成されてもよい。さらに、外側屈曲部８１Ｂ，８２Ｂ，８３Ｂ，８４Ｂの各々における段差面の傾斜角度を、１３５度Ｈ面ベンドから離れるにつれて小さくするように、あるいは、外側屈曲部８１Ｂ，８２Ｂ，８３Ｂ，８４Ｂの各々における段差面の傾斜角度を、１３５度Ｈ面ベンドに近づくにつれて大きくするように設定してもよい。これにより、より良好な反射特性が得られる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べた。これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な実施の形態もあり得る。たとえば、図７に示す構造では、入出力端子５１ｐ，５２ｐが互いに逆方向を向いているが、これに限定されるものではない。入出力端子５１ｐ，５２ｐが互いに同一方向を向くように上記実施の形態の構成が変形されてもよい。

また、実施の形態１，２，３において、入出力端子５１ｐ，５２ｐの出力を合成する分配合成器が設けられてもよい。この場合、入出力端子５１ｐ，５２ｐの個々の出力を利用する場合と比べると、より大きな電力の同軸ＴＥＭモードを利用することが可能となる。図２２は、実施の形態１の変形例に係る給電回路１Ａの構成を概略的に示す図である。図２２に示される給電回路１Ａの構成は、分配合成器９０を追加で備える点を除いて、実施の形態１の給電回路１の構成と同じである。分配合成器９０は、入出力端子５１ｐ，５２ｐの出力を合成して自己の入出力端子９０ｐから同軸ＴＥＭモードを出力する合成器として機能することができる。また、入出力端子９０ｐに入力された信号を２つの信号に分配し、当該２つの信号をそれぞれ入出力端子５１ｐ，５２ｐに出力する分配器として機能することができる。

なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

本発明に係る給電回路は、たとえば、天体観測用の電波望遠鏡、衛星通信システム及び衛星放送システムにおける多周波共用アンテナで使用されることに適している。

１，２，１Ａ 給電回路、１０，１０Ａ 偏分波器、１１，１１Ａ，１２，１４ 筒状導体、１３Ａ〜１３Ｄ 分岐導波路、１５Ｂ，１５Ｄ 分岐導波路、２１〜２４ 導波路、２１Ｂ〜２４Ｂ コーナカット部（外側屈曲部）、３１，３２ ９０度カプラ、４１〜４４ 導波路、５１，５２ １８０度カプラ、６０ 高周波数帯偏波分離回路、６１ ショートスロットカプラ、７１ ハイブリッドカプラ、７２〜７５ ツイスト導波管、７６ ブランチインカプラ、８１〜８４ 導波路、８１Ｂ〜８４Ｂ コーナカット部（外側屈曲部）、９０ 分配合成器、１００ アンテナ入出力端、ＨＢａ〜ＨＢｄ １３５度Ｈ面ベンド、ＥＢａ〜ＥＢｄ ９０度Ｅ面ベンド。

Claims (12)

1. 同軸状に配置された複数個の筒状導体を有し、前記複数個の筒状導体のうちのいずれか２つの筒状導体間に形成されている導波空間から、前記複数個の筒状導体の中心軸に関して対称に分岐する第１乃至第４の分岐導波路を有する偏分波器と、
   前記第１乃至第４の分岐導波路のうち隣り合う第１及び第２の分岐導波路からそれぞれ出力された第１の伝搬モード及び第２の伝搬モードを入力とし、前記第２の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第１の伝搬モードとを合成することで第１の合成信号を生成すると同時に、前記第１の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第２の伝搬モードとを合成することで第２の合成信号を生成する第１の９０度カプラと、
   前記第１乃至第４の分岐導波路のうち隣り合う第３及び第４の分岐導波路からそれぞれ出力された第３の伝搬モード及び第４の伝搬モードを入力とし、前記第４の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第３の伝搬モードとを合成することで第３の合成信号を生成すると同時に、前記第３の伝搬モードの位相を９０度だけ遅延させて得られる遅延波と前記第４の伝搬モードとを合成することで第４の合成信号を生成する第２の９０度カプラと、
   前記第１の合成信号及び前記第３の合成信号を入力とし、前記第１の合成信号の信号成分と前記第３の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに逆相の信号成分を合成することで第１の円偏波信号を第１の出力端子から出力する第１の１８０度カプラと、
   前記第２の合成信号及び前記第４の合成信号を入力とし、前記第２の合成信号の信号成分と前記第４の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに逆相の信号成分を合成することで、前記第１の円偏波信号とは直交する第２の円偏波信号を第２の出力端子から出力する第２の１８０度カプラと
   を備えることを特徴とする給電回路。
2. 請求項１に記載の給電回路であって、前記第１の１８０度カプラは、前記第１の合成信号の信号成分と前記第３の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに同相の信号成分を合成することで第１の同軸ＴＥＭモードを第３の出力端子から出力することを特徴とする給電回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の給電回路であって、前記第２の１８０度カプラは、前記第２の合成信号の信号成分と前記第４の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに同相の信号成分を合成することで第２の同軸ＴＥＭモードを第４の出力端子から出力することを特徴とする給電回路。
4. 請求項１に記載の給電回路であって、前記第１の１８０度カプラ及び前記第２の１８０度カプラとそれぞれ結合された合成器をさらに備え、
   前記第１の１８０度カプラは、前記第１の合成信号の信号成分と前記第３の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに同相の信号成分を合成して前記合成器に出力し、
   前記第２の１８０度カプラは、前記第２の合成信号の信号成分と前記第４の合成信号の信号成分との組み合わせのうち互いに同相の信号成分を合成して前記合成器に出力し、
   前記合成器は、前記第１の１８０度カプラの出力と前記第２の１８０度カプラの出力とを合成することを特徴とする給電回路。
5. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、前記第１乃至第４の分岐導波路は、前記中心軸から外側に向けて放射状に延在することを特徴とする給電回路。
6. 請求項５に記載の給電回路であって、前記第１乃至第４の分岐導波路は、矩形導波管からなることを特徴とする給電回路。
7. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、
   前記第１及び第２の分岐導波路の当該一端を前記第１の９０度カプラにそれぞれ結合する第１及び第２の屈曲導波管と、
   前記第３及び第４の分岐導波路の当該一端を前記第２の９０度カプラにそれぞれ結合する第３及び第４の屈曲導波管と
   をさらに備え、
   前記第１及び第２の屈曲導波管の各々は、９０度Ｅ面ベンドからなる内側屈曲部と、当該第１及び第２の屈曲導波管の各々の側壁面に対して傾斜する単数または複数の段差面を有する外側屈曲部とを含み、
   前記第３及び第４の屈曲導波管の各々は、９０度Ｅ面ベンドからなる内側屈曲部と、当該第３及び第４の屈曲導波管の各々の側壁面に対して傾斜する単数または複数の段差面を有する外側屈曲部とを含む、
   ことを特徴とする給電回路。
8. 請求項７に記載の給電回路であって、
   前記第１及び第２の屈曲導波管の各々における当該複数の段差面の傾斜角度はそれぞれ異なり、
   前記第３及び第４の屈曲導波管の各々における当該複数の段差面の傾斜角度はそれぞれ異なる、
   ことを特徴とする給電回路。
9. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、
   前記第１の９０度カプラは、同一面上に配置された広壁面を有するＨ面クロスカプラからなり、
   前記第２の９０度カプラは、同一面上に配置された広壁面を有するＨ面クロスカプラからなる、
   ことを特徴とする給電回路。
10. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、
    前記第１の９０度カプラは、同一面上に配置された広壁面を有するショートスロットカプラからなり、
    前記第２の９０度カプラは、同一面上に配置された広壁面を有するショートスロットカプラからなる、
    ことを特徴とする給電回路。
11. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、
    前記第１の９０度カプラは、複数の第１のツイスト導波管と、前記複数の第１のツイスト導波管の端部に結合されたブランチラインカプラとを含み、
    前記第２の９０度カプラは、複数の第２のツイスト導波管と、前記複数の第２のツイスト導波管の端部に結合されたブランチラインカプラとを含む、
    ことを特徴とする給電回路。
12. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載の給電回路であって、
    前記第１の１８０度カプラは、マジックＴ回路からなり、
    前記第２の１８０度カプラは、マジックＴ回路からなる、
    ことを特徴とする給電回路。

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