JP6810088B2

JP6810088B2 - 利得可変増幅器

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Publication number: JP6810088B2
Application number: JP2018067532A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; 秀之野坂
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2018-03-30
Filing date: 2018-03-30
Publication date: 2021-01-06
Anticipated expiration: 2038-03-30
Also published as: US11942913B2; WO2019187924A1; US20210021248A1; JP2019179992A

Description

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術、特に、利得を調整することが可能な利得可変増幅器に関する。

利得可変増幅器は、その名の通り、利得を外部の調整端子によって調整可能な増幅器であり、高周波無線用受信機の線形性を確保するために用いられたり、高周波無線送信機の送信電力を一定にするために用いられたりする等、さまざまな用途に応用されている（例えば、非特許文献１参照）。

図１４に利得可変増幅器の基本構成を示す。この利得可変増幅器は、利得を調整するための利得調整部１を有する増幅器２と、この増幅器２の後段に設けられたパワーモニタ部３とを備えている。

パワーモニタ部３にはモニタ端子ＰＭが、利得調整部１には利得調整端子ＰＧが備わっており、モニタ端子ＰＭで得られた増幅器２の出力電力情報を利得調整端子ＰＧにフィードバックすることで、増幅器２の出力電力を所望の値に調整することが出来る。

例えば、パワーアンプに利得可変機能を付与する場合には、モニタ端子ＰＭで得られた出力パワーを利得調整端子ＰＧにフィードバックして増幅器（パワーアンプ）２の利得を調整することによって、増幅器（パワーアンプ）２の出力電力を一定にすることができる。

特開２０１５−４６７４１号公報

Rahmatian, B., & Mirabbasi, S. (2007, April). A low-power 75dB digitally programmable CMOS variable-gain amplifier. In Electrical and Computer Engineering, 2007. CCECE 2007. Canadian Conference on (pp. 522-525). IEEE. Yongsheng Wang, et al, "A low gain error two-stage dB-linear variable gain amplifier in 0.35μm CMOS process", 2017 IEEE 12th International Conference on ASIC Shuo Li, et al, "A low power CMOS amplitude peak detector for on-chip self-calibration applications", 2017 IEEE National Aerospace and Electronics Conference H. Mizutani, et al, "A DC-60 GHz GaAs MMIC switch using novel distributed FET", Microwave Symposium Digest, 1997., IEEE MTT-S International

しかしながら、従来の利得可変増幅器においては、非特許文献１や非特許文献２に示されるように、利得調整部にも増幅回路を用いており、したがって利得調整部において一定の消費電力が発生している。また、パワーモニタ部にもアクティブな回路を用いることが多く、ここでも消費電力が発生している。この利得調整部やパワーモニタ部での消費電力が、パワーアンプに利得可変機能を持たせる場合には問題となる。以下、この問題について説明する。

無線通信で用いられるパワーアンプは、高出力特性を得るために電力消費が大きい。一般には、消費電力と出力とは比例している。これは、消費電力を大きくとるほど、パワーアンプを構成するトランジスタに大電圧／大電流を印加することができるため、トランジスタから出力される高周波電力を増加させることが出来るためである。無線通信機器全体に占めるパワーアンプの電力消費の割合は大きいため、無線機器設計者は、無線機器全体での消費電力が大きくなりすぎないように、あらかじめ、仕様としてパワーアンプでの消費電力をある一定値以下に決めることが一般的である。

ここで、前記のようにパワーアンプに電力消費を有する利得可変機能を付与する場合、パワーアンプ全体での消費電力が決まっているから、パワーアンプを構成する一個一個のトランジスタに印加する電圧／電流値を削減したり、パワーアンプ出力段のトランジスタ並列配置数を削減するなどの工夫をして、パワーアンプコア部の電力消費を低下させる必要がある。これらの工夫は、そのいずれもが、パワーアンプの出力電力を削減する方向に作用する。つまり、利得可変機能をパワーアンプに付与しようとすると、パワーアンプの出力電力を下げざるを得ないのである。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、パワーアンプの出力電力を下げることなく、パワーアンプに利得可変機能を持たせることが可能な利得可変増幅器を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、増幅回路（１０１）の入力部に設けられた制御端子（ＰＣ）を有するスイッチ（６）からなる利得調整部（１０２）と、前記増幅回路の出力部に分岐して設けられたパワーモニタ部（１０３）とを備え、前記パワーモニタ部は、前記増幅回路の出力ラインにその一端が接続されたカプラ（ＣＰ）と、前記カプラの他端にアノードが接続されたダイオード（Ｄ１）と、前記ダイオードのカソードに低域通過フィルタ（ＰＬＦ１）を介して接続されたモニタ端子（ＰＭ）とを備え、前記ダイオードのアノードは無バイアスとされ、一端が接地電位に接続された伝送線路もしくはインダクタをショートスタブとして備え、前記ショートスタブの他端が前記ダイオードのアノードに接続されていることを特徴とする。

本発明において、利得調整部は、制御端子を有するスイッチによって構成されている。すなわち、利得調整部は、電力消費の無いスイッチによって構成されている。また、本発明において、パワーモニタ部を構成するダイオードのアノードは、無バイアス（接地電位＝０ボルトに設定）とされている。これにより、利得調整部、パワーモニタ部の何れにおいても消費電力をほゞゼロとすることができるようになる。

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって示している。

以上説明したように、本発明によれば、増幅回路の入力部に制御端子を有するスイッチからなる利得調整部を設け、パワーモニタ部を構成するダイオードのアノードを無バイアスとしたので、利得調整部およびパワーモニタ部のいずれにおいても消費電力をほゞゼロとすることができるようになり、パワーアンプの出力電力を下げざることなく、パワーアンプに利得可変機能を持たせることが可能となる。

図１は、本発明でパワーモニタ部として提案するパワーモニタ回路の概要を示す図である。図２は、このパワーモニタ回路におけるダイオード入力信号およびダイオード出力信号をダイオードの特性と合わせて示す図である。図３は、このパワーモニタ回路においてモニタリングすることが可能な出力電力を説明する図である。図４は、負荷抵抗Ｒloadを５０Ω、１００Ω、３５０Ωとした場合の負荷にかかる電圧Ｖloadの計算結果を示す図である。図５は、分布スイッチを示す図である。図６は、本発明に係る利得可変増幅器の第１の実施の形態の全体構成を示す図である。図７は、この利得可変増幅器における増幅回路を構成する単位アンプの構成を示す図である。図８は、図６の構成におけるアンプ出力電力に対するモニタ出力電圧の計算結果を示す図である。図９は、パワーモニタ部の感度を向上するために伝送線路をショートスタブとして付加した例を示す図である。図１０は、図６の構成におけるダイオードのアノード近傍の等価回路を示す図である。図１１は、図９の構成におけるダイオードのアノード近傍の等価回路を示す図である。図１２は、図９の構成におけるアンプ出力電力に対するモニタ出力電圧の計算結果を示す図である。図１３は、分布スイッチによって増幅回路のゲインを最大ゲインから最小ゲインに変化させたときの計算結果を示す図である。図１４は、利得可変増幅器の基本構成を示す図である。図１５は、従来のパワーモニタ回路の概要を示す図である。図１６は、従来のパワーモニタ回路におけるダイオード入力信号およびダイオード出力信号をダイオードの特性と合わせて示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。先ず、実施の形態の説明に入る前に、本発明の原理について説明する。

[発明の原理]
本発明では、上記の課題に鑑み、電力消費をほゞゼロとすることができる利得調整部およびパワーモニタ部を提案し、それらとパワーアンプを組み合わせることによる、高出力の利得可変増幅器を構成する手段を提供する。

まず、パワーモニタ部での電力消費について説明する。従来より、ダイオード回路を用いたパワーモニタ回路がある。図１５に従来のパワーモニタ回路４の概要を示す。

このパワーモニタ回路４では、モニタリング対象である増幅器Ａ１の出力ラインにカプラＣＰ（この例では、高抵抗Ｒ１）の一端を接続し、カプラＣＰの他端をダイオードＤ１のアノードに接続することにより、増幅器Ａ１の出力の一部をカプラＣＰにより取り出して、ダイオードＤ１に入力するようにしている。

ダイオードＤ１は、図１６に実線で示すような特性をもっているから、ダイオードＤ１のアノードを閾値電圧（Ｖｔｈ）にバイアスしておくことによって、ダイオードＤ１のカソードには、図１６にダイオード出力信号として示したような半波整流波形が現れる。

この半波整流波形の振幅は、カプラＣＰにより取り出された電力に比例、すなわち、増幅器Ａ１の出力に比例することになり、結果として増幅器Ａ１の出力をモニタしていることになる。ダイオード出力信号の振幅に比例した直流電圧（もしくは直流電流）をモニタ情報としてモニタ端子ＰＭから得るために、ダイオードＤ１のカソードには低域通過フィルタＬＰＦ１が設けられる。

この方法の場合、常にダイオードＤ１のアノードをＶｔｈにバイアスする必要があり、かつ、ダイオード検波時にダイオードＤ１に電流が流れるため、パワーモニタ回路４における電力消費が発生する。パワーアンプのような出力電力の大きい増幅回路にこのパワーモニタ回路４をパワーモニタ部として適用すると、検波電流も大きくなるため、より大きな電力消費が発生してしまう。

次に、利得調整部での電力消費について述べる。非特許文献１、２に記載の利得調整部は、そのいずれもがオペアンプのような能動素子を用いている。したがって、これらは電力消費を発生する。

本発明では、上記に述べた、パワーモニタ部と利得調整部での電力消費をほゞゼロとするような利得可変増幅器を提供する。本発明は、特に、パワーアンプのような出力電力の大きい増幅器への応用に適した手法である。

まず、本発明でパワーモニタ部として提案するパワーモニタ回路（パワーモニタ部）について説明する。このパワーモニタ回路の概要を図１に示す。

このパワーモニタ回路５においても、従来のパワーモニタ回路４（図１５）と同様に、増幅器Ａ１の出力ラインにカプラＣＰ（この例では、高抵抗Ｒ１）の一端を接続し、カプラＣＰの他端をダイオードＤ１のアノードに接続することにより、増幅器Ａ１の出力の一部をカプラＣＰにより取り出して、ダイオードＤ１に入力するようにしている。また、ダイオードＤ１のカソードに低域通過フィルタＬＰＦ１を接続し、ダイオードＤ１で検波した信号の直流分をモニタ端子ＰＭへと出力する構成としている。

このパワーモニタ回路５において、従来のパワーモニタ回路４と異なる点は、ダイオードＤ１のアノードが閾値電圧Ｖｔｈにバイアスされておらず、無バイアス（接地電位＝０ボルトに設定）とされている点にある。すなわち、このパワーモニタ回路５では、ダイオード用のバイアス回路は設けられていない。

この場合、閾値電圧Ｖｔｈ付近の急峻な検波特性を用いることが出来ないため、微弱な信号の検波はできなくなるものの、出力電力が大きいパワーアンプのような回路の出力電力はモニタすることが出来る。すなわち、出力電力が大きい回路では、ダイオードＤ１のアノードに発生する電圧が大きく、図２に示すように、ダイオードＤ１のアノードの電圧がＶｔｈを超える。その場合においては、Ｖｔｈよりも大きい振幅の部分が図２に示すようにダイオードＤ１に検波され、パワーをモニタリングすることが出来るのである。

具体的にいくらの出力電力から、このようなモニタリングができるかは、以下のように計算することが出来る。いま、図３に示すように、増幅器Ａ１の出力に接続される負荷のインピーダンス（負荷抵抗）をＲloadとする。また、増幅器Ａ１の出力電力をＰoutとし、負荷に印加される電圧をＶloadとする。このとき、ＰoutはＶload，Ｒloadを用いて次の式(１)のようにあらわされる。

式（１）から、Ｖloadは以下の式（２）のようにあらわされる。

式（２）のＶloadが閾値電圧Ｖｔｈを超えると、図１に示した構成で増幅器Ａ１の出力電力をモニタリングできるようになる。ここで、通常、同軸系のコンポーネントを用いたパワーアンプでは負荷抵抗は５０Ωとなる。また、差動出力の場合、負荷抵抗に１００Ωが用いられることもある。１００ＧＨｚを超えるような周波数帯では、導波管が用いられるが、その場合、負荷抵抗（導波管の特性インピーダンスに等しい）は３５０Ωとなる。

これらの負荷抵抗を用いた場合の、Ｖloadの計算結果を図４に示す。図４において、横軸はＰoutとした。図４から、Ｓｉ系デバイスによるダイオードを使用した場合には、Ｖloadの値が０．７Ｖを超える範囲のアンプ出力電力であれば本発明が使用でき、化合物系のダイオードを用いる場合には、（化合物半導体では閾値電圧はまちまちであるため、これは一例であるが）、Ｖloadが０．５Ｖを超えるようなアンプ出力電力があれば本発明が使用できることが判る。

たとえば、負荷抵抗Ｒloadが５０Ωの場合、Ｐoutが７ｄＢｍを超えるようなパワーアンプであれば、Ｓｉ系ダイオードを用いて図１の構成が実現できる。また、式（２）、図４から、ＶloadはＲloadが大きくなるとともに大きくなる性質を有するため、負荷抵抗値が大きい導波管系のコンポーネントから成るパワーアンプに、本発明は特に有効である。すなわち、導波管を用いる１００ＧＨｚ以上の周波数帯において、本発明は有用である。

次に、電力消費を発生しない利得調整部の実現方法について説明する。図５に示すような分布スイッチ（ソース接地ＦＥＴ₁〜ＦＥＴ_nよりなるスイッチ）６は、その通過特性をＦＥＴのゲート電圧によって可変とする性質を有する（例えば、非特許文献４参照）。これは、ゲート電圧によって、ＦＥＴのドレイン・ソース間抵抗が変化する性質を利用しているからである。

パワーアンプの入力部、もしくは回路段間に図５の分布スイッチ６を接続することで、アンプの利得を可変とすることが出来る。図５では、ゲート端子の電圧を調整するための制御端子ＰＣには電流が流れないため、利得可変に必要な消費電力は発生しない。

[第１の実施の形態]
本発明の第１の実施の形態として、１８０ＧＨｚ帯アンプに、上記[発明の原理]で説明したパワーモニタ回路によるパワーモニタ部および分布スイッチによる利得調整部を適用した例を説明する。

図６にその概要を示す。図６は全体構成を示す。本実施の形態の利得可変増幅器は、増幅回路（１８０ＧＨｚ帯アンプ）１０１と、利得調整部１０２と、パワーモニタ部１０３とを備えている。図７に、増幅回路１０１におけるアンプ一段あたりの単位構成（単位アンプの構成）を示す。

増幅回路１０１は、図６に示すように、図７に示した単位アンプが６段直列、４段並列になった構成とした。また、４段の並列配置されたアンプをアンプの入出力部で１つのポートに集約するために、２分岐回路を２段用いて構成した４分配合成回路を入出力部に配置した。

図７に示す単位アンプに用いたトランジスタは、ゲート幅４０μｍのＩｎＰ−ＨＥＭＴとした。また、図７に示した抵抗、キャパシタ、伝送線路の素子値は以下の通りとした。抵抗ｒ１は５００Ω、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３はそれぞれ５０ｆＦ、４００ｆＦ、４２ｆＦ、伝送線路Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３は、そのいずれもが特性インピーダンス５０Ωで、１８０ＧＨｚにおける電気長がそれぞれ１０度、９０度、２０度とした。

図６の全体構成の中で用いたパワーモニタ部１０３においては、ダイオードＤ１として、ゲート幅５μｍのＩｎＰ−ＨＥＭＴのゲートをアノード、ドレイン・ソース間を短絡してカソードとした等価的にダイオードとして働くＦＥＴを用いた。本ダイオードＤ１のＶｔｈはおよそ０．２５Ｖである。また、Ｒ１の値は１０００Ω、Ｒ２の値は５００Ω、Ｃ２の値は４５０ｆＦ，Ｃ３の値は２０００ｆＦとした。また、［発明の原理］で説明したように、ダイオードＤ１のアノードは無バイアスとした。すなわち、ダイオードＤ１のアノードへの印加電圧は０ボルト（接地電位）とされており、ダイオードＤ１のアノードとカソードが同電位に設定されている。

図８に図６の構成におけるモニタ端子ＰＭに生じる電圧（モニタ出力電圧）の計算結果を示す。計算では、入出力ともに負荷抵抗の値は５０Ωとし、増幅回路１０１の出力電力（アンプ出力電力）を−７ｄＢｍから最大出力電力である１２ｄＢｍまで変化させたときのモニタ出力電圧をプロットしている。

図８から、アンプ出力電力が０ｄＢｍ付近から大きくなるにつれてモニタ出力電圧が有意に増加し、パワーモニタ部１０３がモニタとして機能していることがわかる。なお、［発明の原理］の図４から、５０Ω負荷時においてモニタ出力電圧がこの場合のＶｔｈである０．２５Ｖを超え始めるのはアンプ出力電力が−２ｄＢｍ付近であり、図８の結果とおおよそ対応している。このことからも、［発明の原理］で述べた本発明の提案手法が有効であることが判る。

次に、さらにパワーモニタ部１０３の感度（アンプ出力電力に対するモニタ出力電圧の値）を向上するための構成として、図９に示す構成を説明する。図９では、図６におけるダイオードＤ１のアノードに、一端が接地電位に接続された伝送線路をショートスタブＴｓとして接続している。これによって、パワーモニタ部１０３の感度が向上する。その理由は、以下の通りである。なお、ショートスタブＴｓはインダクタとしてもよい。本明細書では、伝送線路やインダクタの総称をショートスタブと呼ぶ。

図６の構成におけるダイオードＤ１のアノード近傍の等価回路は図１０のように書ける。ここで、ダイオードＤ１には必ず入力容量が存在し、これによってダイオードＤ１のアノードのインピーダンスが低下するため、結果としてダイオードＤ１のアノードに発生する電圧が低下する。このため、パワーモニタ部１０３の感度は、［発明の原理］図４に示すものよりも必ず低下する。

そこで、感度向上のためには、ダイオードＤ１の入力容量を打ち消すことが有効である。そのための手法として、図９のようにダイオードＤ１のアノードに並列にショートスタブＴｓを付加すると、図１１に示すように、ショートスタブＴｓがインダクタンスとして働くため、ダイオードＤ１の入力容量とショートスタブＴｓのインダクタンスとが並列共振器として作用し、ダイオードＤ１の入力容量を打ち消すことが出来る。

図９の構成におけるモニタ出力電圧の計算結果を図１２に示す。ショートスタブＴｓは、特性インピーダンス５０Ω、１８０ＧＨｚにおける電気長２０度とした。図８と比較して、パワーモニタ部１０３の感度が向上していることがわかる。また、図４から、５０Ω負荷時においてモニタ出力電圧がこの場合のＶｔｈである０．２５Ｖを超え始めるのはアンプ出力電圧が−２ｄＢｍ付近であるが、図１２では、実際に−２ｄＢｍ付近からモニタ出力電圧が有意に上昇し始めており、理論値に近い特性が得られていることが判る。これは、ダイオードＤ１の入力容量がショートスタブＴｓによって打ち消されたためである。

ここで、図１１の並列共振周波数ｆｒは、

と計算されるから、ｆｒがアンプの周波数となるようなＬが一意に決まり、図９の回路を設計する際には、そのようなＬを有するようにショートスタブＴｓのパラメータを決定すればよい。

以上説明した図６、図９の構成ともに、パワーモニタ部１０３のダイオードＤ１のアノードに印加する電圧はゼロであるから、パワーモニタ部１０３での消費電力はほゞゼロとなる。図８、図１２からわかるように、従来のパワーモニタ回路（図１５）のように低いパワーをモニタリングするのには本発明は不向きであるが、一般のパワーアンプのように出力電力が０ｄＢｍを超えるようなアンプのパワーモニタ回路としては適している。

次に、図６、図９の構成において増幅回路１０１の入力部に配置される分布スイッチ６による利得調整部１０２について説明する。

分布スイッチ６は、ゲート幅１０μｍのＩｎＰ−ＨＥＭＴと、特性インピーダンス６５Ω、１８０ＧＨｚにおける電気長３５度の伝送線路からなる基本スイッチを５段直列接続することにより構成した。

分布スイッチ６の制御端子ＰＣへの入力を調整し、増幅回路１０１のゲインを最大ゲインから最小ゲインに変化させたときの計算結果を図１３に示す。本スイッチによって１０ｄＢのゲイン調整が出来ていることが判る。本スイッチの制御端子ＰＣには電流が流れないため、消費電力はほゞゼロとなる。

以上、述べたように、本構成では、利得可変増幅器に必要となるパワーモニタ部１０３、利得調整部１０２のいずれにおいても消費電力がほゞゼロとなる。つまり、システム設計者は、これらの回路に割り当てる電力消費をすべてパワーアンプに割り当てることが出来、［発明の原理］で説明したように、従来よりも出力電力の高い利得可変増幅器を実現することが出来る。

［第２の実施の形態］
第２の実施の形態として、パワーモニタ部１０３の精度を向上する手段を述べる。ここで、精度とは、アンプの出力電力がある値だった際の、モニタ出力電圧の揺らぎの量のことである。

本発明では、図２に示すように、ダイオードの閾値電圧付近の急峻なダイオード特性を用いているため、アノード・カソード間の電圧がわずかに生じると、モニタ出力電圧が変化してしまう。

そこで、第２の実施の形態では、出力段のパワーモニタ部１０３のダイオードＤ１のアノードの電位を安定した接地電位とするために、カプラＣＰとして接地型の導波管カプラを用いる構成について説明する。

接地型のカプラとは、例えば、特許文献１に高周波接続構造として記載されているような、導波管リッジカプラである。本カプラは、信号線が金属リッジを介して、直接、導波管の壁面と接続される。これによって、出力段に配置されるダイオードＤ１のアノード電位は導波管壁面の安定した接地電位とすることが出来る。これによって、安定した高精度なパワーモニタ部１０３を実現できる。

〔実施の形態の拡張〕
以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の技術思想の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

５…パワーモニタ回路、Ｄ１…ダイオード、ＣＰ…カプラ、ＬＰＦ１…低域通過フィルタ、Ａ１…増幅器、ＰＭ…モニタ端子、ＰＣ…制御端子、６…分布スイッチ、１０１…増幅回路（１８０ＧＨｚ帯アンプ）、１０２…利得調整部、１０３…パワーモニタ部、Ｔｓ…ショートスタブ。

Claims

増幅回路の入力部に設けられた制御端子を有するスイッチからなる利得調整部と、
前記増幅回路の出力部に分岐して設けられたパワーモニタ部とを備え、
前記パワーモニタ部は、
前記増幅回路の出力ラインにその一端が接続されたカプラと、
前記カプラの他端にアノードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードに低域通過フィルタを介して接続されたモニタ端子とを備え、
前記ダイオードのアノードは無バイアスとされ、
一端が接地電位に接続された伝送線路もしくはインダクタをショートスタブとして備え、
前記ショートスタブの他端が前記ダイオードのアノードに接続されている
ことを特徴とする利得可変増幅器。
請求項１に記載された利得可変増幅器において、
前記スイッチは、分布スイッチである
ことを特徴とする利得可変増幅器。
請求項１に記載された利得可変増幅器において、
前記カプラは、抵抗素子である
ことを特徴とする利得可変増幅器。
請求項１〜３の何れか１項に記載された利得可変増幅器において、
前記ショートスタブの持つインピーダンス値は、
動作周波数において、前記ダイオードの入力容量と並列共振回路を構成するように設定されている
ことを特徴とする利得可変増幅器。
請求項１〜４の何れか１項に記載された利得可変増幅器において、
前記カプラは、
接地型の導波管カプラである
ことを特徴とする利得可変増幅器。
請求項１〜５の何れか１項に記載された利得可変増幅器において、
前記ダイオードのアノードに発生する電圧値が０．７Ｖ、もしくは０．５Ｖ、もしくは０．２５Ｖを超える
ことを特徴とする利得可変増幅器。