JP6803478B1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

電力変換装置であって、電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧を電力変換装置の出力に重畳させて電力用半導体素子をスイッチング動作させる際に発生するスイッチング周波数以上のコモンモード電圧を相殺する電圧重畳手段と、電圧重畳手段により重畳された電力変換装置のコモンモード電圧を検出する残留電圧検出手段とを備える。電圧重畳手段は、残留電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧を加算して電力変換装置の出力に重畳するためのフィードバック手段を含む。電圧検出手段は、第１のチョークコイルと、第１のコンデンサとで構成される。

Description

本発明は、電力変換装置、例えばインバータに代表される電力用半導体素子のスイッチング動作に基づいて電力変換を行う際に発生するコモンモード電圧を相殺する方式に関する。
近年、例えばモータを負荷として運転制御する電圧形ＰＷＭインバータなどの電力変換装置においては、適用範囲の拡大と電力用半導体素子の特性向上に伴って電圧形ＰＷＭインバータのキャリア周波数の高周波化が進められている。
しかし、かかる電圧形ＰＷＭインバータの高周波化が進むにつれて、電圧形ＰＷＭインバータが発生する電磁妨害（ＥＭＩ：electromagnetic interference）が大きな問題となっている。
電圧形ＰＷＭインバータが発生する電磁妨害の原因は、主として接地線を流れる電流にある。
この点で、特開２００１−２６８９２２号公報においては、コイルを用いてインバータ出力のコモンモード電圧を抑制し、漏れ電流を低減する方式が提案されている。
特開２００１−２６８９２２号公報
しかしながら、上記公報に記載される技術は、コイルの漏れインダクタンスの影響により出力コモンモード電圧の減衰量が低いという課題がある。
本発明は、上記のような問題を解消するためなされたもので、コモンモード電圧の減衰効果を向上する電力変換装置を提供することを目的とする。
本開示のある局面に従う電力用半導体素子をスイッチング動作させて電力変換を行う電力変換装置であって、電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧を電力変換装置の出力に重畳させて電力用半導体素子をスイッチング動作させる際に発生するスイッチング周波数以上のコモンモード電圧を相殺する電圧重畳手段と、電圧重畳手段により重畳された電力変換装置のコモンモード電圧を検出する残留電圧検出手段とを備える。電圧重畳手段は、残留電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧を加算して電力変換装置の出力に重畳するためのフィードバック手段を含む。電圧検出手段は、第１のチョークコイルと、第１のコンデンサとで構成される。
好ましくは、第１のチョークコイルの漏れインダクタンスに基づく共振の影響を低減するためのダンパをさらに備える。
好ましくは、ダンパは、第２のチョークコイルと、抵抗とを含む。
好ましくは、ダンパは、第２のコンデンサをさらに含む。抵抗と第２のコンデンサとで高周波カットフィルタを形成する。
好ましくは、電圧検出手段は、コモンモード電圧の高周波成分を検出する検出高速化回路をさらに含む。
好ましくは、残留電圧検出手段は、電力変換装置の出力の各相に残留したコモンモード電圧を検出する検出用コンデンサと、検出用コンデンサと直列に接続された検出用抵抗とを含む。
本発明の電力変換装置は、出力コモンモード電圧の減衰効果を向上させることが可能である。
比較例に基づくモータ制御システム１００の構成を説明する図である。 実施形態１に基づくモータ制御システム１の構成を説明する図である。 実施形態１に基づくコモンモード抑制回路１７のコモンモードに対する等価回路を説明する図である。 コモンモード電圧波形について説明する図である。 コモンモード電圧の減衰量を説明する図である。 実施形態１に基づくコモンモード抑制回路１７のコモンモードに対する等価回路を説明する別の図である。 一巡伝達関数のゲインおよび位相について説明する図である。 実施形態２に基づくモータ制御システム１＃の構成を説明する図である。 実施形態２に基づくダンパ回路の構成を説明する図である。 実施形態２に基づくコモンモード抑制回路１７＃のコモンモードに対する等価回路を説明する図である。 ダンパ回路２５挿入後の共振周波数のゲインおよび位相について説明する図である。 コモンモード電圧検出回路７のコモンモード電圧の検出について説明する図である。 実施形態３に基づくモータ制御システム１＃Ａの構成を説明する図である。 実施形態３の変形例に基づくモータ制御システム１＃Ｂの構成を説明する図である。 実施形態４に基づく残留コモンモード電圧検出回路について説明する図である。
本実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
［比較例］
図１は、比較例に基づくモータ制御システム１００の構成を説明する図である。
図１を参照して、モータ制御システム１００は、交流電動機６と、電力変換装置２０とを含む。
電力変換装置２０は、電圧形ＰＷＭインバータ４と、コモンモード電圧を抑制するコモンモード抑制回路７０とを含む。
電圧形ＰＷＭインバータ４（単にインバータとも称する）は、直流電源３と接続され、この直流電圧を電力用半導体素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等）のスイッチング動作により三相の交流電圧に変換する。
インバータ４により変換された交流電圧は、三相ケーブル５を介して交流電動機（モータ）６に接続され、この交流電動機６のフレームは接地線を介して接地電圧ＧＮＤと接続されている。
インバータ４と交流電動機（モータ）６との間にコモンモード抑制回路７０が設けられる。
コモンモード抑制回路７０は、インバータ４の三相交流出力端にスター結線されてコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出回路７と、コモンモード電圧を一次側コイルに入力し、その二次側コイルを三相ケーブル５に設けたコモンモードトランス１１と、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂとを含む。
コモンモード電圧検出回路７は、コンデンサ７Ａ〜７Ｃと、チョークコイル７Ｄ〜７Ｆとを含む。チョークコイル７Ｄ〜７Ｆは、コモンモードトランス１１とインバータ４との間の三相ケーブル５に接続される。チョークコイル７Ｄ〜７Ｆは、非零相チョークコイル群を形成する。コンデンサ７Ａ〜７Ｃは、チョークコイル７Ｄ〜７Ｆとそれぞれ直列に接続される。
コンデンサ７Ａ〜７Ｃは、スター結線されてコモンモードトランス１１の一次側コイルの一端側と接続される。
コンデンサ１０Ａ，１０Ｂは、直流電源３と直列に接続され、その接続ノードＮＡは、コモンモードトランス１１の一次側コイルの他端側と接続される。
コモンモード電圧検出回路７の出力端は、コモンモードトランス１１の一次側と接続され、コモンモードトランス１１の励磁インダクタンスに従ってコモンモード電圧に対して逆相の電圧を重畳する。これによりコモンモード電圧を相殺する方式である。
一方で、実際にはコモンモード電圧検出回路７は、チョークコイルで形成されており、漏れインダクタンスが発生する。当該漏れインダクタンスにより、コモンモードトランスの結合率が悪化し、コモンモード電圧の抑制が十分ではない場合がある。
［実施形態１］
図２は、実施形態１に基づくモータ制御システム１の構成を説明する図である。
図２を参照して、モータ制御システム１は、交流電動機６と、本発明の電力変換装置２とを含む。なお、交流電動機は、誘導モータおよび同期モータのいずれも含む。
電力変換装置２は、電圧形ＰＷＭインバータ４と、コモンモード電圧を抑制するコモンモード抑制回路１７とを含む。
電力変換装置２は、電力変換装置２０と比較してコモンモード抑制回路７０をコモンモード抑制回路１７に置換した点が異なる。その他の構成については同様である。
コモンモード抑制回路１７は、インバータ４の三相交流出力端にスター結線されてコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出回路７と、コモンモード電圧を一次側コイルに入力し、その二次側コイルを三相ケーブル５に設けたコモンモードトランス１１と、残留コモンモード電圧検出回路８と、フィードバック回路９とを含む。
コモンモード電圧検出回路７は、コンデンサ７Ａ〜７Ｃと、チョークコイル７Ｄ〜７Ｆとを含む。チョークコイル７Ｄ〜７Ｆは、コモンモードトランス１１とインバータ４との間の三相ケーブル５に接続される。チョークコイル７Ｄ〜７Ｆは、非零相チョークコイル群を形成する。コンデンサ７Ａ〜７Ｃは、チョークコイル７Ｄ〜７Ｆとそれぞれ直列に接続される。
コンデンサ７Ａ〜７Ｃは、スター結線されてコモンモードトランス１１の一次側コイルの一端側と接続される。
残留コモンモード電圧検出回路８は、コモンモードトランス１１と交流電動機６との間の三相ケーブル５にスター結線されて残留しているコモンモード電圧を検出するコンデンサ８Ａ〜８Ｃを含む。
フィードバック回路９は、演算増幅器ＣＰと、抵抗Ｒ０，Ｒ１と、電力増幅するコンプリメンタリのトランジスタを用いたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路と、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂと、直流電源３Ａ，３Ｂとをさらに含む。
エミッタフォロワ回路は、直流電源３Ａ，３Ｂと直列に接続され、そのベースが演算増幅器ＣＰの出力と接続されるバイポーラトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４を含む。
なお、本例においては、演算増幅器ＣＰの出力可能電流を増幅するためにエミッタフォロワ回路（バイポーラトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４）を設ける構成について説明するが、当該エミッタフォロワ回路を設けない構成とすることも可能である。
コンデンサ１０Ａ，１０Ｂは、直流電源３と直列に接続され、その接続ノードＮＡは、演算増幅器ＣＰの一方側（＋側）の入力と接続される。また、接続ノードＮＡは、直流電源３Ａ，３Ｂとの間の接続ノードとも接続される。
演算増幅器ＣＰの他方側（−側）の入力は、抵抗Ｒ１を介して残留コモンモード電圧検出回路８と接続される。また、演算増幅器ＣＰの他方側（−側）の入力と、エミッタフォロワ回路の出力との間には抵抗Ｒ０が設けられる。
図３は、実施形態１に基づくコモンモード抑制回路１７のコモンモードに対する等価回路を説明する図である。
図３を参照して、容量Cはモータの巻線とフレーム間の浮遊容量、インダクタンスLは経路全体の配線のインダクタンス、抵抗Ｒは経路全体の配線の抵抗成分を表している。励磁インダクタンスLm、巻線比１:１のトランスは、漏れインダクタンスを無視したコモンモードトランス１１である。
コモンモード電圧検出回路７は、非零相チョークの漏れインダクタンスLlと、コンデンサ７Ａ，７Ｂ，７Ｃの和である容量C2であらわされる。
フィードバック回路９は、電圧Veを入力し、電圧Vceを出力する電圧制御電源Ａ＃で表すことができる。
電圧Vinvはインバータ出力のコモンモード電圧である。電流Imは、コモンモードトランスの励磁電流である。電流Icは、モータに流れるコモンモード電流である。電圧Voは、コモンモード電圧を抑制した後のコモンモード電圧である。
インバータ４の一相がスイッチングした場合、インバータ４が出力するコモンモード電圧Vinvは、ステップ状に変化する。
インバータ４がスイッチングされる毎に、インバータ４に出力零相電圧、すなわち、コモンモード電圧がステップ状に変化する。これにより、コモンモード電流Icは交流電動機（モータ）６の巻線とフレーム間の浮遊容量を通して接地線に流れる。
コモンモード電圧Vinvには、零相電圧成分Vlowとスイッチング周波数以上の成分の電圧Vhiが含まれる。
したがって、次式（１）となる。
Vinv=Vlow+Vhi・・・（１）
励磁インダクタンスLmとコンデンサ１０Ａ，１０Ｂの合成容量C4と、コンデンサ７Ａ，７Ｂ，７Ｃの和である合成容量C2とで共振回路が形成される。
共振周波数fは、次式（２）で表される。
Figure 0006803478
コモンモード電圧検出回路７によって検出された電圧Vcには、漏れインダクタンスLlに起因する誤差電圧Vdを含み、式（１）を用いると次式（３）で表される。
Vc=Vinv+Vd=Vlow+Vhi+Vd・・・（３）
電圧制御電源A#の出力Vceに従って、等価回路においては、次式（４）の関係を満たす。
Vt=Vc+Vce-Vcap・・・（４）
電圧制御電源A#の出力Vceが漏れインダクタンスに起因する誤差電圧を補償する電圧となる。
コモンモード電圧の大半は電圧Vcによって補償されるため、電圧Vceの振幅は電圧Vcの振幅に比べると十分小さい。よって電圧Vceの影響は無視でき、励磁電流Imは主に電圧Vcによって規定される。
このため共振周波数fを、零相電圧周波数とスイッチング周波数の間になるように設定すると、電圧Vcapは零相電圧成分Vlowとなる次式（５）が満たされる。
Vcap=Vlow・・・（５）
抑制後のコモンモード電圧Voは、上式（１）、式（３）、式（４）、式（５）により次式（６）で表される。
Vo=Vinv-Vt=(Vlow+Vhi)-(Vc+Vce-Vcap)=(Vlow+Vhi)-((Vlow+Vhi+Vd)+Vce-(Vlow))=Vlow-Vd-Vce・・・（６）
電圧制御電源Ａ＃の入力Veは、式（５）を用いると次式（７）で表わされる。
Ve=Vo-Vcap=Vo-Vlow・・・（７）
つまり、コモンモード電圧Voから零相電圧成分を除いたものとなる。
電圧制御電源Ａ＃の入出力電圧は、次式（８）で表わされる。
Vce=GVe・・・（８）
ゲインＧが十分大きい場合には、イマジナリーショートによりVeは０となる。
従って、式（７）より次式（９）が満たされる。
Ve=0=Vo-Vlowより、Vo=Vlow・・・（９）
この時Vceは、式（６）より次式（１０）として表わされる。
Vo=Vlow=Vlow-Vd-Vceより、Vce=-Vd・・・（１０）
コモンモード電圧Voには零相電圧成分のみが残留する。
電圧制御電源Ａ＃は、零相電圧成分を基準電位として動作し、振幅の小さい残留成分のみを入出力する。
励磁インダクタンスLmと、コンデンサ７Ａ，７Ｂ，７Ｃの和である容量C2と、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂの合成容量C4との共振回路により、電源中点と演算増幅器の増幅基準点であるノードＮＡの電位は、インバータの零相電圧Vlowと等しくなる。
残留コモンモード電圧検出回路８のコンデンサ８Ａ〜８Ｃで検出された残留しているコモンモード電圧は、演算増幅器ＣＰで反転増幅され、コモンモードトランス１１に加算される。
これらの動作により、インバータ負荷に印加されるコモンモード電圧が、インバータの零相電圧と等しくなるようにフィードバック制御が行なわれ、インバータ出力のコモンモード電圧のうちスイッチング周波数以上の成分のみがキャンセルされる。
フィードバック制御に使用する演算増幅器の動作基準点(グラウンド)をインバータの出力コモンモード電圧の零相電圧とすることで、低耐圧、高速、安価な演算増幅器を使用することができる。
［実施例］
上記の比較例および実施形態１のインバータのコモンモード電圧の減衰特性を評価した場合について説明する。
インバータの電源電圧を６００Ｖ、スイッチング周波数を１００ｋＨｚとした。なお、交流電動機（モータ）６に負荷は接続していない。ゲインＧは１０に設定している。
図４は、コモンモード電圧波形について説明する図である。
図４（Ａ）は、比較例のコモンモード抑制回路７０により抑制したコモンモード電圧である。
図４（Ｂ）は、実施形態１に基づくコモンモード抑制回路１７により抑制したコモンモード電圧である。
なお、基準電位は、インバータ電源の中性点としている。
当該構成に示されるように、図４（Ａ）で示される５．８Ｖ程度の振幅が、図４（Ｂ）では、０．６Ｖ程度の振幅に低減することが可能である。
図５は、コモンモード電圧の減衰量を説明する図である。
図５に示されるように、比較例の構成では、１００ｋＨｚでの減衰量は、４０ｄＢであるが、実施形態１の構成では、６０ｄＢに減衰している。２０ｄＢの減衰量の向上が見られる。
当該図より明らかなように本実施形態１に基づくコモンモード抑制回路を用いた場合には、コモンモード電圧を抑制しコモンモード電流の低減に非常に効果的であることが分かる。
［実施形態２］
実施形態２においては、精度の高いコモンモード抑制回路について説明する。
上記の実施形態１においては、コモンモード電圧検出回路７のチョークコイルの漏れインダクタンスに起因するコモンモードトランス１１の結合率の影響を抑制する方式について説明した。
一方で、コモンモード電圧検出回路７の漏れインダクタンスは、交流電動機６との関係で共振周波数を生じさせる可能性もある。
図６は、実施形態１に基づくコモンモード抑制回路１７のコモンモードに対する等価回路を説明する別の図である。
図６に示されるように、等価回路において、コモンモード電圧検出回路７のチョークコイルの漏れインダクタンスLd_leakと、交流電動機（モータ）６のモータコモンモードインダクタンスLmc、モータコモンモードキャパシタンスCmcとが設けられている場合が示されている。
これらに基づく共振周波数は、次式（１１）により算出される。
Figure 0006803478
図７は、一巡伝達関数のゲインおよび位相について説明する図である。
図７に示されるように、位相が−３６０°の場合に、ゲインが０ｄＢ以上の場合に発振する。本例においては、ゲインが２０ｄＢ以上であるため発振する可能性がある。
当該発振は、フィードバック回路９に対するノイズ源となり、残留コモンモード電圧検出回路８は、残留コモンモード電圧を精度よく検出することが難しくなる可能性がある。
図８は、実施形態２に基づくモータ制御システム１＃の構成を説明する図である。
図８を参照して、モータ制御システム１＃は、モータ制御システム１と比較して電力変換装置２を電力変換装置２＃に置換した点が異なる。電力変換装置２＃は、電力変換装置２と比較して、コモンモード抑制回路１７をコモンモード抑制回路１７＃に置換した点が異なる。コモンモード抑制回路１７＃は、コモンモード抑制回路１７と比較して、ダンパ回路２５をさらに設けた点で異なる。
ダンパ回路２５は、コモンモードトランス１１と交流電動機（モータ）６との間に設けられる。なお、当該ダンパ回路２５は、インバータ４とコモンモードトランス１１との間に設けるようにしても良い。また、インバータ４の前段に設けることも可能である。
図９は、実施形態２に基づくダンパ回路の構成を説明する図である。
図９（Ａ）を参照して、４相コモンモードチョークコイルの例が示されている。４つの巻線比の比率は、１：１：１：１である。第４巻線に対してダンパ抵抗が１つ接続される。チョークコイルのリアクタンスは、Ldumpと、ダンパ抵抗の抵抗値は、Rdumpとする。
図９（Ｂ）を参照して、３相コモンモードチョークコイルの例が示されている。３つの巻線比の比率は、１：１：１である。巻線に対してダンパ抵抗が１つ設けられ、それぞれの巻線に対してダンパ抵抗が並列に接続される。
図１０は、実施形態２に基づくコモンモード抑制回路１７＃のコモンモードに対する等価回路を説明する図である。
図１０に示されるように、等価回路において、ダンパ回路２５によるリアクタンスLdumpと、ダンパ抵抗Rdumpとが互いに並列に接続されて、コモンモードトランス１１と交流電動機（モータ）６との間に接続される場合が示されている。
図１１は、ダンパ回路２５挿入後の共振周波数のゲインおよび位相について説明する図である。
図１１に示されるように、位相が−３６０°の場合に、ゲインが０ｄ以上の場合に発振する。本例においては、ゲインが０ｄＢ未満であるため発振を抑制することが可能である。ダンパ回路２５により共振周波数を下げるとともに、共振による位相変化を緩やかにすることが可能である。
なお、一例として、ダンパ回路２５のリアクタンスLdumpを３００μＨ、ダンパ抵抗Rdumpを１ｋΩとした。ゲインＧは１０に設定した。コモンモード電圧検出回路７のチョークコイルの漏れインダクタンスLd_leakを１０μＨ、交流電動機（モータ）６のモータコモンモードインダクタンスLmcを１μＨ、モータコモンモードキャパシタンスCmcを５００ｐＦとしてシミュレーションした。
これにより、コモンモード電圧検出回路７の漏れインダクタンスに起因する共振の影響を低減して、精度の高いコモンモード抑制回路を実現することが可能である。
［実施形態３］
実施形態３においては、さらに精度の高いコモンモード抑制回路について説明する。
上記の実施形態２においては、コモンモード電圧検出回路７の漏れインダクタンスに起因する共振周波数を抑制する方式について説明した。
一方で、コモンモード電圧検出回路７は、チョークコイルを用いてコモンモード電圧を検出する。
図１２は、コモンモード電圧検出回路７のコモンモード電圧の検出について説明する図である。
図１２に示されるように、コモンモード電圧検出回路７は、インバータ４から出力されるコモンモード電圧を検出する。一方で、インバータ４は高速スイッチングデバイス（一例としてスイッチング時間が１００ｎｓ程度）である。コモンモード電圧検出回路７のチョークコイルは、急峻な電圧変化に追従することが難しいため当該図に示されるように、残留コモンモード電圧の原因となる可能性がある。
図１３は、実施形態３に基づくモータ制御システム１＃Ａの構成を説明する図である。
図１３を参照して、実施形態３に基づくモータ制御システム１＃Ａは、モータ制御システム１＃と比較して電力変換装置２＃を電力変換装置２＃Ａに置換した点が異なる。電力変換装置２＃Ａは、電力変換装置２＃と比較して、コモンモード抑制回路１７＃をコモンモード抑制回路１７＃Ａに置換した点が異なる。コモンモード抑制回路１７＃Ａは、コモンモード抑制回路１７＃と比較して、インバータ４とコモンモードトランス１１との間にフィルタ回路３０を設けた点で異なる。
フィルタ回路３０は、ダンパ回路３２と、コンデンサ３４，３６，３８とを含む。
ダンパ回路３２は、実施形態２で説明したダンパ回路２５と同様である。
コンデンサ３４，３６，３８の一旦側は、各相と接続され、他端側はスター結線されて接地側と接続される。
フィルタ回路３０は、高周波成分を減衰する。具体的には、コモンモード電圧の数１００ｋＨｚ以上の高周波成分のみを減衰させる。コモンモード電圧波形の急峻な変化を抑制し、傾き（ｄＶ／ｄｔ）を小さくする。
これにより、インバータ４から出力される高周波成分のコモンモード電圧を抑制して、コモンモード電圧検出回路７の検出精度を向上させて、残留コモンモード電圧を抑制することが可能である。
また、フィルタ回路３０は、ダンパ回路を含むため実施形態２で説明したようにコモンモード電圧検出回路７の漏れインダクタンスに起因する共振を低減することが可能である。すなわち、さらに精度の高いコモンモード抑制回路を実現することが可能である。
なお、本例においては、ダンパ回路３２を設けた構成について説明したが、実施形態２で説明したダンパ回路２５をさらに設けた構成としても良い。具体的には、インバータ４とコモンモードトランス１１との間に第１のダンパ回路を設け、コモンモードトランス１１と交流電動機（モータ）６との間に第２のダンパ回路を設けた構成とすることも可能である。これにより、さらに精度の高いコモンモード抑制回路を実現することが可能である。
図１４は、実施形態３の変形例に基づくモータ制御システム１＃Ｂの構成を説明する図である。
図１４を参照して、実施形態３の変形例に基づくモータ制御システム１＃Ｂは、モータ制御システム１＃Ａと比較して電力変換装置２＃Ａを電力変換装置２＃Ｂに置換した点が異なる。電力変換装置２＃Ｂは、電力変換装置２＃Ａと比較して、コモンモード抑制回路１７＃Ａをコモンモード抑制回路１７＃Ｂに置換した点が異なる。コモンモード抑制回路１７＃Ｂは、コモンモード抑制回路１７＃Ａと比較して、インバータ４とコモンモードトランス１１との間に検出高速化回路４０を設けた点で異なる。
検出高速化回路４０は、抵抗４２，４４，４６と、コンデンサ４６，４８，５０とを含む。
抵抗４２，４４，４６の一端側は、各相と接続され、他端側はコンデンサ４６，４８，５０とそれぞれ接続される。コンデンサ４６，４８，５０の一旦側は、抵抗４２，４４，４６と直列に接続され、他端側はスター結線される。
検出高速化回路４０は、コモンモード電圧検出回路７と並列に設けられ、コモンモードトランス１１の一次側コイルと接続される。
これにより、コモンモード電圧検出回路７と並列に検出高速化回路４０を設けることにより、インバータ４から出力されるコモンモード電圧の急峻な変化を検出高速化回路４０により検出することが可能となり、残留コモンモード電圧を抑制することが可能である。すなわち、さらに精度の高いコモンモード抑制回路を実現することが可能である。
［実施形態４］
図１５は、実施形態４に基づく残留コモンモード電圧検出回路について説明する図である。
図１５を参照して、実施形態４に基づく残留コモンモード電圧検出回路８＃は、残留コモンモード電圧検出回路８と比較して、抵抗８Ｄ〜８Ｆをさらに含む点で異なる。
抵抗８Ｄは、コンデンサ８Ａと直列に接続される。抵抗８Ｅは、コンデンサ８Ｂと直列に接続される。抵抗８Ｆは、コンデンサ８Ｃと直列に接続される。
実施形態１においては、演算増幅器ＣＰの入力側に抵抗Ｒ１を設ける構成について説明したが、当該抵抗を残留コモンモード電圧検出回路８＃側に設けた構成である。
各相に接続されたコンデンサと直列に抵抗を設けることによりコンデンサに流れる電流を抑制することが可能である。
線間電圧変化時に流れる電流を大幅に減少させることが可能である。また、電流を抑制することによりノイズを低減することが可能となり、さらに精度の高いコモンモード抑制回路を実現することが可能である。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
本発明による電圧形ＰＷＭインバータを含む電力変換装置を交流電動機を運転するモータ制御システムに適用する場合について述べたが、適用機器としては電力用半導体素子のスイッチング時にコモンモード電圧を発生する他の電力変換装置、例えばＤＣ−ＤＣコンバータに対しても同様に適用することが可能である。
１，１＃ モータ制御システム、２，２＃ 電力変換装置、３，３Ａ，３Ｂ 直流電源
４ インバータ、５ 三相ケーブル、６ 交流電動機、７ コモンモード電圧検出回路、８，８＃ 残留コモンモード電圧検出回路、１７，１７＃，１７＃Ａ，１７＃Ｂ コモンモード抑制回路、１０，１０Ａ，１０Ｂ コンデンサ、１１ コモンモードトランス、２５ ダンパ回路。

Claims (6)

  1. 電力用半導体素子をスイッチング動作させて電力変換を行う電力変換装置であって、
    前記電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧をコモンモードトランスを介して前記電力変換装置の出力に重畳させて前記電力用半導体素子をスイッチング動作させる際に発生するスイッチング周波数以上のコモンモード電圧を相殺する電圧重畳手段と、
    前記電圧重畳手段により重畳された前記電力変換装置のコモンモード電圧を検出する残留電圧検出手段とを備え、
    前記電圧重畳手段は、前記残留電圧検出手段により検出されたコモンモード電圧を加算して前記コモンモードトランスを介して前記電力変換装置の出力に重畳するためのフィードバック手段を含み、
    前記電圧検出手段は、第１のチョークコイルと、第１のコンデンサとで構成され、
    前記第１のチョークコイルの漏れインダクタンスに基づく共振の影響を低減するための第１のダンパをさらに備え、
    前記第１のダンパは、前記電力用半導体素子と前記コモンモードトランスとの間に設けられた第２のチョークコイルと、前記第２のチョークコイルに対して並列に接続された第１の抵抗とを含む、電力変換装置。
  2. 前記第１のダンパは、第２のコンデンサをさらに含み、
    前記第１の抵抗と前記第２のコンデンサとで高周波カットフィルタを形成する、請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記コモンモードトランスと負荷との間に設けられた第２のダンパをさらに備える、請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記第２のダンパは、前記コモンモードトランスと前記負荷との間に設けられた第３のチョークコイルと、前記第３のチョークコイルに対して並列に接続された第２の抵抗とを含む、請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記電圧検出手段は、前記コモンモード電圧の高周波成分を検出する検出高速化回路をさらに含む、請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 前記残留電圧検出手段は、
    前記電力変換装置の出力の各相に残留したコモンモード電圧を検出する検出用コンデンサと、
    前記検出用コンデンサと直列に接続された検出用抵抗とを含む、請求項１記載の電力変換装置。
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