JP6789929B2 - 電子直流電圧トランス - Google Patents

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Description

本発明は、一般的には、電子直流電圧トランス（electronic direct voltage transformer ：EDVT）回路に関し、より詳細には、磁気蓄積結合（磁気ストレージ結合、magnetic storage coupling）を使用して、直流電圧（一般にＤＣと呼ばれる）電力を電源から負荷へ伝達する回路に関する。
電力を電源から負荷に伝送する既存の技術は、キャパシタをＤＣ容量性ストレージ（DC capacitive storage）として使用するコンバータを利用する。一般的に、ＤＣ容量性ストレージシステムは、サイズおよびコストの理由から使用されてきた。このような場合、エネルギーは１／２ＣＶ＾２としてキャパシタ内に蓄積される。すなわち、一般的に言えば、キャパシタは、キャパシタプレート間に電位差を生じさせる電荷の形態でエネルギーを蓄積する。このような回路の問題の１つは、それらが、整流、直接ワイヤ接続、電流パルス、ＤＣ出力用ＤＣレギュレータ回路、方形波出力を再現するインバータまたはＡＣ正弦波を再現するためのより複雑なデジタル／アナログ電力整形器、および、他の複雑さなどを必要とすることである。さらに、ＤＣ容量性ストレージを使用するそのような従来の電子コンバータ回路は、典型的には、入力交流（ＡＣ）信号を受け、直流（ＤＣ）に変換され、キャパシタ内にエネルギーの蓄積を可能にし、それによってＤＣ信号を負荷に出力する。
既存のコンバータは、インダクタを充電することによって蓄積し、フリーホイールダイオード、または、その他の能動リターンスイッチ（active return switch）を介して電流が負荷に流れ続けるようにすることによって、高電圧ＤＣ入力から低電圧ＤＣ出力に変化させる。これは、入力から出力への電力の一方向の経路であることに留意されたい。負荷がほとんどまたは全く接続されていない場合は、通常は最小放電回路があり、負荷側の過電圧を防止するために、充電パルスを最小限に抑えるか、または、定期的に遮断しなければならない。さらに、最小のオン／オフパルスにより、入力電圧範囲に対する出力の最大の比が制限される。
容量性ストレージソリューションの欠点を除去または軽減するように、電力を電源から負荷に伝送してエネルギーを伝送する回路を提供することが有利であろう。
一態様によれば、入力直流電圧電源を受けるように適合された入力ノードと、磁気蓄積結合装置であって、第１の双方向ＡＣスイッチに結合された第１組の巻線であって、第１の双方向ＡＣスイッチは入力電圧に関連する入力充電電流を受ける第１組の巻線と、第１組の巻線と直列に配置された第２組の巻線であって、第１組の巻線と第２組の巻線は共通のコアを共有する第２組の巻線と、一端で第１および第２組の巻線の間に接続され、他端で共通接地に接続された第２の双方向ＡＣスイッチであって、第１および第２の双方向ＡＣスイッチは、キロヘルツ範囲内のスイッチング周波数を有し、交互のモードでオンとオフの間で切り替わる第２の双方向ＡＣスイッチと、を備える磁気蓄積結合装置と、第２組の巻線に接続された出力ノードであって、出力ノードは出力ＤＣ電力を供給するように適合され、出力電力は、入力電圧と、第１および第２組の巻線の巻線比、第１および第２組の巻線の極性、ならびに、第１および第２の双方向ＡＣスイッチのデューティサイクルのうちの少なくとも１つと、に基づく振幅を有する出力電圧を有する出力ノードと、を備え、磁気蓄積装置は、入力電力を受け取り、入力ノードと出力ノードとの間で入力電力を伝達するように構成され、第１組の巻線および第２組の巻線は、第１および第２の双方向ＡＣスイッチのそれぞれが連続的に切り替えられることに基づいて、エネルギーの磁気的な蓄積を提供するように構成される、電子直流電圧（ＤＣ）トランス回路が提供される。出力ノード電圧が等価伝達定数電圧よりも高い場合、本来の双方向伝達回路から期待されるように、負荷から電源に電力が流れるであろう。出力電圧は、可変パルスデューティサイクルの関数であり、典型的なコンバータ回路のような負荷レベルの電流の関数ではないであろう。システムのスイッチング周波数は、インダクタおよびキャパシタなどの回路要素、および、可聴周波数範囲を超えて動作することによる音響スイッチングノイズなどの他のパラメータを最小限に抑えるように選択することができる。エネルギーは、インダクタシステムに蓄積され、キャパシタは、単純な周波数のローパスフィルタであり、従来のＤＣ電力コンバータシステムで使用されるようなエネルギー蓄積キャパシタではないことに留意されたい。
いくつかの態様では、入力ＤＣ電力と出力ＤＣ電力は、滑らかな変動しないＤＣ電圧であり得る。他の態様では、入力は変動するレベルの電圧源とすることができ、システムは、一定のオン／オフパルスレートを使用して、変動する入力形状を負荷に忠実に変換し、それにより負荷電流に依存しない固定の伝達関数を提供する。あるいは、フィードバックシステムを使用して、パルス幅を変化させ、システムの伝達定数に影響を及ぼすことにより、出力は一定レベルに維持されてもよい。さらに他の態様では、回路は、第２組の巻線と共通接地との間に配置されたキャパシタをさらに備えることができ、キャパシタは、出力ノードにおける出力信号の選択されたスイッチング周波数の結果のキロヘルツ範囲の高周波成分を抑制するように構成される。さらに他の態様では、出力電圧信号は、第２組の巻線に対する第１組の巻線の巻数比にさらに依存でき、巻線比とデューティサイクルの少なくとも１つを変化させることが出力電圧信号の振幅を直接変化させる。さらに他の態様では、回路は、入力ノードから出力ノードへの電圧伝達の所定の一定比率を提供できる。さらに他の態様では、回路は、第１の双方向スイッチと共通接地との間に配置された第２のキャパシタをさらに備えることができ、第２のキャパシタは、入力ノードにおける高周波電流成分を抑制するように構成される。関連する態様では、回路は、入力ノードと第１の双方向スイッチとの間に配置された入力インダクタと、入力ノードと共通接地との間に配置された入力キャパシタとをさらに備えることができ、入力インダクタは、入力キャパシタと協働して、入力ノードでの高周波成分の追加的な抑制を提供する。他の態様では、入力および出力電力、電圧および電流は、スイッチング周波数によって生成されるスイッチング周波数成分の制限された周波数成分を有する。
いくつかの態様では、第１の双方向ＡＣスイッチがオンであり、第２の双方向スイッチがオフである第１の期間が存在することができ、電流が第１および第２組の巻線から負荷に流れるようにされ、第１および第２組の巻線は、第１の双方向ＡＣスイッチが閉じられる第１の期間の間、磁気的に充電される。他の態様では、第２の双方向ＡＣスイッチがオンであり、第１の双方向スイッチがオフである第２の期間が存在することができ、電流が第１組の巻線で流れなくなり、負荷の点での電流は、第２組の巻線によって、それが磁気的に放電するときに維持される。さらに他の態様では、磁気蓄積装置は、第１および第２の双方向ＡＣスイッチのスイッチング動作中に、負荷に関する供給入力電圧に対する一定の出力電圧比を維持するように構成されることができる。さらに他の態様では、出力電圧は、第２組の巻線に対する第１組の巻線の巻数比およびデューティサイクルのうちの少なくとも１つに基づいて比例して変化することができる。他の態様では、システムの伝達定数より高い負荷ノードでの電圧電源を提供することにより、インダクタは、負荷側から充電されることができる。この場合、電力は負荷から電源に流れるであろう。
他の態様では、第１および第２のスイッチは、入力電圧波形の一部分のみが負荷に伝達されるように、特定の期間だけ動作することができる。さらに他の態様では、第１および第２の双方向ＡＣスイッチのデューティサイクルを制御して入力電圧の変動に対してより安定した出力を提供するようにフィードバックが使用され得る。
本発明は、一般的には、電子直流電圧トランス（ＥＤＶＴ）回路に関し、より詳細には、磁気蓄積結合を使用して、直流電圧（一般にＤＣと呼ばれる）電力を電源から負荷へ伝達し、同様に、負荷側に伝達電圧より高いものが存在するときに電力を負荷側から入力側に流す回路に関する。したがって、真の双方向電力トランスを備える。
ここで、本発明の実施形態を、以下の図面を参照して一例として説明する。
電子直流電圧トランス回路の概略図である。 別の実施形態による電子直流電圧トランス回路の概略図である。 別の実施形態による電子直流電圧トランス回路の概略図である。 別の実施形態による電子直流電圧トランス回路の概略図である。 別の実施形態による電子直流電圧トランス回路の概略図である。 巻線の蓄積の組を通る電流の電流波形と、巻線の蓄積の組を通る平均電流を示す電流波形の図である。 図１Ａ−１Ｅの電子直流電圧トランス回路のブロック図である。 デューティサイクル変調を使用してＡＣ波形を再現するためのインバータを示す、図３Ａの電子直流電圧トランス回路のブロック図である。
便宜上、明細書中の同様の数字は、図面における同様の構造を指す。図１Ａ−１Ｅを参照すると、磁気蓄積結合と、複数の巻線を有する１つの磁気的に結合されたコアからなる磁気蓄積装置を充電するために使用される（１つまたは複数のスイッチによって提供される）高周波パルスと、を使用して電源ノードから負荷への電力の変換または伝達を可能にする電子正弦波トランス（以下、ＥＳＷＴ）回路の異なる実施形態による代替の回路概略構成が示されている。すなわち、エネルギーの磁気蓄積は、一緒に結合され、高周波パルスを供給してコアの充放電および磁気蓄積装置の複数組の巻線を制御する１つまたは複数のスイッチに接続された複数組の巻線を有する１つのコアによって処理される。さらに、磁気蓄積結合装置は、中央の蓄積コアと、１つまたは複数のスイッチによって制御される結合された複数組の巻線とを介して、磁気エネルギー蓄積を使用する間、入力ＡＣ電力および電圧を、入力電力および電圧と同じ動作周波数で出力に（例えば、負荷に）伝達させる。
具体的には、入力ＤＣ電源は、磁気蓄積結合装置に入力電源電圧を供給する。以下に説明する磁気蓄積結合装置は、１または複数組の巻線を有する共通コアと、交互にオンおよびオフにされて共通コア巻線（インダクタンスＬｃ、Ｌｄを有して示される）と負荷とに高周波磁気パルスを供給する少なくとも２つの双方向ＡＣスイッチ（例えば、第１および第２の双方向スイッチ）との形態で実施される。少なくとも１つのスイッチは直列の巻線の組の第１組に結合され、スイッチの別の１つは巻線の組と共通の接地との間に結合される。さらに、第１および第２のスイッチは、スイッチング周波数にて反対のモード（すなわち、第１のスイッチがオン、第２のスイッチがオフ、逆も同様）で切り替えられる。このようにして、第１および第２組の巻線（例えば、組み合わせ）は、短い充電パルス、および、充電パルス間の短い放電パルスのみを見る。
すなわち、第１のスイッチがオンであり（且つ、第２のスイッチがオフである）１つのモードでは、第１および第２組の巻線の両方がまとめて充電され、その中にエネルギーを蓄積する。この場合、電流は両方の巻線の組を通って流れ、蓄積される総エネルギーまたは磁束は、Ｅ＝１／２ＬＩ＾２である。ここで、Ｌは一緒に用いられた第１および第２組の巻線のインダクタンスを指し、Ｉはそこを流れる磁気的な充電電流である。
第２のスイッチがオンであり（且つ第１のスイッチがオフである）第２のモードでは、総電流が第２組の巻線のみを通って流れるので、電流は、放電パルスの開始時に磁束を維持するために増加し、そして、エネルギーが負荷電力を保持するために使用されると、ゆっくりと減少する。開放回路負荷状態では、充電電流は一方の極性にあり、放電電流はゼロ電流を通り、逆方向に流れ、入力に対する出力電圧の一定比率を維持する。つまり、出力波形の形状は入力波形の形状に従うが、電流はゼロ正味電流を維持するために一方向と他方向の間で交互に変化する。負荷電圧が等価伝達定数電圧（equivalent transfer constant voltage）よりも高い場合、インダクタシステムは、第２のスイッチのオン時間の間に充電され、第１のスイッチのオン時間の間に放電される。これにより、負荷から電源に電力を伝達する。
さらに、磁気蓄積結合装置は、負荷に供給される出力電圧が入力電源電圧の形状に直接追従することを可能にすることができるので、入力波形の直接的なコピーを、巻線の比と電子スイッチのデューティサイクルとに応じた比例する振幅差で提供することができる。負荷に供給される出力電圧の振幅は、電圧定数Ｋｖおよび入力電圧供給振幅の関数である。この関係は、入力電力の電力供給スイッチング周波数で本質的に瞬間的なスイッチング周波数で有効であり、ひいては、完全な入力波形、または、入力波形の任意の部分でのスイッチングの切り捨て（truncating）もしくは再開を含むその任意の部分に対して有効である。電圧定数Ｋｖは、巻数比（巻線の組の互いの巻数の比の尺度）およびデューティサイクルにさらに依存する。すなわち、巻数比が固定されているので、第１および第２のスイッチのスイッチング周波数のデューティサイクルによって出力電圧を制御することができる。したがって、磁気蓄積装置では、入力と出力との間の電圧変化が生じる。正味の結果は、１／２ＬＩ＾２の通常の蓄積法則の範囲内でエネルギーが巻線の組に蓄えられ、負荷に（または負荷から電源に）放出されるということである。このことは、充電電流の傾きが充電電圧とＬｃ＋Ｌｄによって制御され、放電の傾きが出力電圧とＬｄのみによって制御される（または、負荷電圧が伝達定数Ｋｖによって指示される等価電圧伝達よりも高い場合、負荷から充電され、電源に放電される）ことを意味する。
ＥＤＶＴの最終機能は、入力巻線と出力巻線とを有する従来の磁気的な電力トランスと幾分同じであり、入力／出力値がＤＣであるという顕著な違いがある。交流電圧トランスに対する以下の比較は、相対的な参照用にのみ提供される。従来のＡＣトランスは、直流電圧を伝達することができない。例えば図１Ａ−１Ｅを参照して理解されるように、既存のトランス回路に対する相対的な参照のみのためにここで提示されるＥＤＶＴ回路の相違点の１つは、ここで提案されているようなスイッチングを使用しない巻線を有する既知のトランス回路では、それぞれの半サイクルの全電圧および電流はトランスによって誘導的にサポートされる必要があり、これは一般に磁化インダクタンスと呼ばれる、ことである。逆に、ここで論じるＥＤＶＴ回路では、インダクタンス（例えば直列に配置された第１および第２組の巻線）は、（高いスイッチング周波数の間に）短パルスについて一度に充電され、短パルスについて同様に磁気的に放電する。さらに、サイズに関して、既存のトランス回路は、大きな磁化インダクタンスを収容するために約１００ポンドの典型的な重量を有することができるが、ここに提示されるＥＤＶＴ回路は、かなり小さいサイズ（例えば、１ポンド）を有する。
図１Ａ−１Ｅによれば、ＥＤＶＴ回路は磁気蓄積を使用し、本質的に両極性である。すなわち、エネルギーは、変化なく両方の極性で保存され得る。これは従来のトランスでは不可能である。
さらに、図１Ａ−１Ｅの電子直流電圧トランスで提示された利点を従来のＡＣトランスに比べて拡大するために、参照のみのために、従来のトランスは、入力漏れインダクタンス、相互インダクタンスおよび出力漏れインダクタンスを有して表され得る。すべて適切な巻数比が適用される。すなわち、回路内の巻線の組の相互インダクタンスが制御要素である。最大動作電圧では、コア磁束は飽和（すなわち、典型的には１５キロガウス）よりも低い。（５０／６０／４００ヘルツで）印加電圧から生じるアンペアターンは、コア面積で除算されたボルト−秒（正弦波の１／２の下の面積）によって生成された磁束がコア材料の飽和点よりも小さくなるようなものである。典型的なマルチＫＶＡトランスは、１ヘンリーで約５０−１００ポンドの重量で測定し、可変性を可能にする電動式制御装置が含まれている。好ましくは、図１Ａ−１ＥのＥＳＷＴ回路は、典型的には３キロガウスであるフェライトの飽和レベルまで１つの高周波サイクル（キロヘルツ）をカバーするのに十分な磁束のみで磁束蓄積要素を充電および放電する。好ましい実施形態では、電圧伝達比は、正弦波および非正弦波ならびにＤＣ波形に対して作用する。さらに好ましくは、図１Ａ−１Ｅに提示される磁気蓄積装置１００は、１ポンドの重量しかない。したがって、材料の節約、コストおよび柔軟性の向上、ならびに、ＤＣからＤＣへの変換の複雑さの減少がある。図１Ａ−１Ｅのトランス回路の瞬間的かつ電子的に可変な性質は、機械的摩耗品を全く有さない制御を可能にする。
上述したように、磁気蓄積装置の第１および第２のスイッチは、数キロヘルツであり得るスイッチング周波数を有する。例えば、スイッチング周波数は、好ましくは、キロヘルツ範囲内であり、通常、ヘルツ範囲内である通常のＡＣ電力変換のベース電力の周波数（base power frequency）の１００倍よりもはるかに大きい。これは、キロヘルツ範囲のスイッチング周波数より低い高調波が存在しないことも意味する。このようにして、負荷に供給されている磁気回路の出力に供給される出力電力の電力高調波が最小限に抑えられ、実用上、電力高調波は存在しない。さらに、磁気回路内のインダクタンスの大きさ、および、ヘルツ範囲を超える高周波を抑制するために電子直流電圧トランス回路で使用されるキャパシタは、最小にされる。
ここで図１Ａ−１Ｅを参照すると、別の実施形態による参照番号１０１−１０５によって全体的に示されている電子直流電圧トランス回路の例示的な実施形態が示されている。
図１Ａを参照すると、電子直流電圧トランス回路１０１が示されている。電子直流電圧トランス回路１０１は、入力ノード１１０と、出力ノード１１２と、入力ノード１１０と負荷に接続された出力ノード１１２との間に電気的に結合された磁気蓄積装置１００とを備える。入力ノード１１０は、入力電源電圧１１４を有する入力ＤＣ（直流電圧）電源を受けるために電源側に配置される。磁気蓄積装置１００は、次いで、高周波磁気エネルギー蓄積を使用して電源側から負荷に電力を変換または伝達するのに役立ち、または、負荷電圧が伝達定数Ｋｖによって指示される等価電圧伝達よりも高いとき、負荷から充電され、電源に放電される。磁気蓄積装置１００は、共通コア１３０（蓄積ノード１１３と呼ばれる）内に磁気的にエネルギーを蓄積するための１または複数の組の巻線（例えば、第１組の巻線１０６および第２組の巻線１０７）を有する共通コア１３０を備える。磁気蓄積装置１００は、２つ以上のスイッチ（例えば、第１のスイッチ１０８および第２のスイッチ１０９）をさらに備える。第１および第２のスイッチ１０８−１０９は、概して１４０で示されるＡＣ双方向スイッチであり、それらは交互に、即ち互いに逆にスイッチオンされ、キロヘルツ範囲のスイッチング周波数を有する。
磁気蓄積装置１００を参照すると、第１組の巻線１０６および第２組の巻線１０７は、共通コア１３０によって磁気的に結合される。好ましくは、第２組の巻線１０７は、共通の磁路内で第１組の巻線１０６に対して直列相助（series aiding）あるいは直列相反（series opposing）の接続で配置される。さらに、第１のスイッチ１０８は、第１組の巻線１０６に直接接続されている（そして、図１Ａと図１Ｃとの違いに示すように第１組の巻線１０６のいずれかの側に配置され得る）。第２のスイッチ１０９は、２組の巻線１０６，１０７と共通接地との間に接続されている。出力ノード１１２は、出力ノードが出力ＤＣ電力および出力ＤＣ電圧１１６を提供するように、第２組の巻線１０７に接続される。さらに、出力電圧１１６の振幅または大きさは、第１および第２組の巻線１０６，１０７の間の巻線比と、第１および第２組の巻線１０６，１０７の極性と、第１および第２のスイッチ１０８，１０９のスイッチング周波数のデューティサイクルとのうちの１つまたは複数に基づいている。後述するように、第１および第２のスイッチ１０８および１０９が交互に反対の方法でオンおよびオフに切り替えられている間でも、第１および第２組の巻線１０６，１０７がエネルギーの磁気的な蓄積を連続的に提供するように、磁気蓄積装置１００は、入力電力を受け取り、それを出力ノード１１２に伝達するように構成されている。
一例では、図１Ａおよび磁気蓄積装置１００を参照すると、スイッチ１０８および１０９のデューティサイクルは所定数に設定され、巻線１０６，１０７の組は一緒に結合され、それぞれは所定数の巻線を有する。図１Ａを参照すると、Ｎｄは第２組の巻線１０７のインダクタンスＬｄを生成するための巻線の数を示し、ＮｃはインダクタンスＬｃを生成するための追加のターンを示す（第１組と第２組の巻線１０６，１０７の組合せを参照）。すなわち、Ｎｃ＋ＮｄはインダクタンスＬｃ＋Ｌｄを生成する。インダクタンスは、巻き数の２乗に比例する。
以下に、図１Ａ−１Ｅの各々の磁気蓄積装置の一般的な動作モードを説明する。第１の動作モードでは、第１のスイッチ１０８がオンされる（そして、第２のスイッチ１０９がオフされる）とき、線電流は第１および第２組の巻線１０６，１０７（蓄積ノード１１３）を通って出力ノード１１２の負荷に流れる。このように、出力電流Ｉｏは、巻線ＩｃおよびＩｄの組を流れる電流と等価な入力電流Ｉｓに等価である。このようにして、巻線１０６，１０７の組を流れる電流は、負荷電流（Ｉｏ）と磁気的な充電電流をサポートする。すなわち、両方の組の巻線１０６，１０７の組み合わせ（蓄積ノード１１３）は、好ましくは、所望のピーク出力電流Ｉｏとピーク充電電流をサポートし、第２組の巻線１０７を流れる電流は、同様に、放電電流のピーク限界をサポートしなければならない。すなわち、蓄積ノード１１３の共通コア１３０の磁気エネルギー束（ＢＨとして知られる）負荷は、好ましくは、上述のピークアンペアターンで飽和に達しない。
再び図１Ａ−１Ｅを参照すると、入力電源電圧１１４は、好ましくはＤＣ波形であり、出力ノード１１２での出力電圧１１６もＤＣ波形である。好ましくは、図１Ａ−１Ｅを参照すると、磁気蓄積装置１００内のスイッチのスイッチング周波数（例えば、第１のスイッチ１０８および第２のスイッチ１０９）は、キロヘルツ範囲（例えば、２０ｋＨｚ）内にある。すなわち、後述するように、磁気蓄積装置１００は、磁気エネルギー蓄積を変換媒体として使用して入力エネルギーを変換または伝達することによって、電力ＤＣ電圧入力を負荷での電力ＤＣ電圧出力に変換することを容易にする。
再び第１の動作モードを参照すると、第１のスイッチ１０８がオンされるとき、電流は、第１および第２組の巻線１０６，１０７（このモードではこれらは直列である）を介して負荷に流れる。
一般に、ノード１１２における瞬時出力電圧はＶｏ＝ＫｖＶｓとして定義され、ノード１１２における出力電流は
Figure 0006789929
 であり、Ｋｖは第１組の巻線１０６と第２組の巻線１０７との間の巻数比（例えば、具体的には、第２組の巻線１０７の巻数Ｎｄに対する第１組の巻線１０６の巻数Ｎｃ）に依存する所定の定数である。すなわち、Ｋｖは、以下に定義するターン定数Ｋｉと充電／放電比Ｋｘの関数である。また、充電／放電比は、第１のスイッチ１０８がオンされてから第２のスイッチ１０９がオンに切り換えられるまでの時間に相当するデルタｔｃ、および、第２のスイッチ１０９がオン（第１のスイッチ１０８はオフである）のときの放電時間であるデルタｔｄに依存する。
このことは、以下のようにさらに理解することができる。
Figure 0006789929
ここで、
Figure 0006789929
 且つ、
Figure 0006789929
 である。
出力電圧１１６の瞬時値からわかるように、一定のデューティサイクルは入力電圧１１４に対して一定の出力電圧１１６を生じさせ、それによって入力ＤＣ波形を出力ＤＣ波形に変換する。
ここで、蓄積ノード１１３を流れる電流を示している図２の電流波形を参照する。また、第１のモードでは、第１のスイッチ１０８がオン、第２のスイッチ１０９がオフの間、蓄積ノード１１３に流れる電流がＩｃｌからＩｃｈに増加する。電流の増加は次のように示され得る。
Figure 0006789929
Figure 0006789929
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続いて、第２のモードでは、第１のスイッチ１０８がオフされ、第２のスイッチ１０７がオンされ、ここですべての電流が第２組の巻線１０７のみを流れ、そして、電流はＩｃｈからＩｄｈに瞬時に増加して磁界中のエネルギーの保存を維持する。すなわち、巻数比の差によって電流の大きさが増加する。例えば、巻線１０６の組のＮｃが巻線１０７の組のＮｄと等価である場合、第２組の巻線１０７を流れる電流は、Ｉｄｈに増加する（例えば、この場合、スイッチ１０８がオフされる直前の電流と比較して、値が倍になる）。続いて、第２のスイッチ１０７が導通している間の続く所定の放電時間の間、蓄積ノード１１３を流れる電流は、ＩｄｈからＩｄｌまで緩やかに減少し、その関係は上に示されている。さらに、電流は、第２のスイッチ１０９がオフされ、第１のスイッチ１０８が再びオンしたとき、放電時間の終了時に瞬時にＩｄｌからＩｃｌに減少する。
このように、各スイッチ１０８，１０９がオン／オフされる時間中およびモード間の遷移中にも一定の磁束が維持される。すなわち、磁気蓄積ノード１１３内に蓄積された磁界およびエネルギーは、充電／放電／充電からスイッチングモードの間に一定に保たれる。
図１Ａ−１Ｅの磁気蓄積装置１００に関して説明したエネルギーの連続的な蓄積は、第１および第２の動作モードおよびそれらの間のスイッチング（例えば、第１のスイッチ１０８がオンされてから第２のスイッチ１０９がオンされるスイッチング）の間、入力・出力電圧比（１１４および１１６）は磁界として維持され、蓄積ノード１１３内に蓄積されたエネルギーはＥ＝１／２ＬＩ＾２で規定される一定値のままである、という事実を指す。すなわち、好ましい実施形態では、入力正弦波形状（例えば、入力電源電圧１１４）に関係なく、電源側から負荷側への電圧伝達の一定比が維持され、電圧１１４の入力正弦波形状は、（例えば、Ｋｖ定数によって先に述べたように決定された）固定された伝達比で出力電圧１１６として負荷側に変換される。したがって、負荷インピーダンスが出力電流を決定するであろう。
図１Ａ−１Ｅにおいて使用される電圧および電流の数学的関係は、以下のようにさらに理解することができる。
充電および放電時間の間、スイッチング周波数は非常に高い周波数（典型的には２０ｋＨｚのスイッチング）であるため、ＶｓとＶｏは本質的に変化しないままである。したがって、巻線の組のうち１つの電圧およびインダクタンスは、
Figure 0006789929
 によって与えられる。
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Ｋｖは、ターン定数ＫｉとデューティサイクルＫｘの単なる関数であることに留意されたい。
Figure 0006789929
蓄積要素１１３における電流リップルの大きさは、Ｖｓ、インダクタンス値およびデューティサイクルの関数である。
定数は以下の通りである。
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以下は、簡略化した動作関係である。
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さらに、１０１−１０５のトランス回路を流れる電流の値は、以下のように計算することができる。
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Ｉｃ（ａｖｇ）、Ｉｄ（ａｖｇ）は、負荷電流、デューティサイクルおよび巻線の蓄積の組の巻数の関数であることに留意されたい。
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図１Ａを参照して説明した磁気蓄積装置１００の動作は、図１Ｂ−１Ｅに同様に当てはまることに留意されたい。
図１Ｂおよび１Ｃを参照する一実施形態では、入力キャパシタ１１７が第１のスイッチ１０８および／または第１組の巻線１０６と共通接地との間に配置された別の実施形態による電子直流電圧トランス１０２，１０３が示されている。入力キャパシタ１１７は、第１および第２組の巻線１０６，１０７の両方と協働して、ＥＤＶＴ回路１０２，１０３の入力電源側からのキロヘルツ範囲の高周波電流成分を抑制するように構成されている。さらに、第２組の巻線１０７と共通接地との間に（例えば、負荷にまたがって）位置する出力キャパシタ１１８が設けられ、出力キャパシタ１１８は、第１および第２組の巻線１０６，１０７と協働して、（例えば、第１および第２のスイッチ１０８，１０９の高周波スイッチング速度によって生成される）出力ノードにおける出力電力／電圧のキロヘルツ範囲の高周波成分を抑制するように構成されている。
図１Ｄを参照するさらに別の実施形態では、入力ノードと第１のスイッチ１０８との間に位置する入力インダクタ１１９と、入力ノードと共通接地との間に位置するフィルタリングキャパシタ１２０とが設けられる。入力インダクタ１１９は、入力キャパシタ１２０と協働して、磁気蓄積装置１００に供給される入力信号（例えば１１４）からの高周波成分をさらに抑制する。図１Ｅは、ライン周波数の実施形態における適切な周波数をフィルタリングするための構成部分のいくつかの例示的な値を提供する。
図１Ａ−１Ｅの好ましい実施形態では、入力および出力電力、電圧および電流は、キロヘルツの高周波数成分がないことを含めて、スイッチング周波数より低い高調波成分を有しない。
さらに別の実施形態（図示せず）では、第１および第２のスイッチ１０８，１０９は、入力電源電圧１１４の入力波形の特定の部分のみで動作し、入力電圧１１４の波形の一部のみが出力電圧１１６として負荷に伝達される。
図３Ｂに示すさらに別の実施形態では、出力は電源（例えば１１４）であってもよく、直流電圧であってもよく、スイッチ１０８，１０９のデューティサイクルは、入力１１４に対する線形正弦波電圧または非線形出力電圧から選択される変動する出力電圧１１６を生成するように、一定の繰り返し変動で変調される。この場合、ＤＣ電力は、交流電圧（ＡＣ）電力線に伝達されることができる。
図１Ａ−１ＥのＥＤＶＴ１０１−１０５のさらに別の態様では、リップル電流（ΔＩｃとして示される）は負荷電流Ｉｏにより影響されないことに留意されたい。すなわち、負荷電流がゼロになるように負荷が切断されたとき、高周波ではゼロより大きくゼロより小さいリップル電流成分しか存在しないであろう。出力電圧１１６は、依然として、以上で定められた入力電圧１１４に対する比によって定められるであろう。
いくつかの実施形態では、フィードバック回路は、スイッチ１０８，１０９のデューティサイクルを変更するために使用される出力波形１１６を監視するために使用されることができ、入力電圧に対してより安定した出力電圧を提供するか、または、負荷電圧が伝達定数Ｋｖによって規定される等価電圧伝達よりも高い場合に負荷から充電されて電源に放電されるときにより安定した入力電圧を提供する。
したがって、本発明は、負荷に供給される出力電圧の電子的なタイミングスイッチング制御を可能にし、ＤＣ入力電力が出力ＤＣ電力として供給されるようにすること、または、負荷電圧が伝達定数Ｋｖによって規定される等価電圧伝達よりも高い場合に負荷から充電され電源に放電されるときに逆になることを可能にすることにより、電子直流電圧トランス回路の改善された柔軟性を提供し、その振幅は、本明細書に記載の磁気蓄積装置１００で使用される巻線の組の間の巻数比とスイッチのデューティサイクルとに依存する、ということが当業者には理解されるであろう。したがって、材料の節約、コストおよび柔軟性の向上がある。トランス回路１０１−１０５の電子的な可変特性は、機械的摩耗品を伴わずに、かつ、効率を高めて、出力電圧、電力および電流の制御を可能にする。
さらに、特定の特定の実施形態を参照して本発明を説明したが、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の範囲から逸脱することなく、それらの様々な変更が当業者には明らかであろう。

Claims (17)

  1. 出力ＤＣ電力を提供するための電子直流電圧（ＤＣ）トランス回路であって、
    入力電力を受けるように適合された入力ノードと、
    磁気蓄積結合装置であって、
    第１の双方向ＡＣスイッチに結合された第１組の巻線であって、前記第１の双方向ＡＣスイッチは前記入力電力に関連する入力充電電流を受ける第１組の巻線と、
    前記第１組の巻線と直列に配置された第２組の巻線であって、前記第１および第２組の巻線は共通のコアを共有する第２組の巻線と、
    一端で前記第１および第２組の巻線の間に接続され、他端で共通接地に接続された第２の双方向ＡＣスイッチであって、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチは、キロヘルツ範囲内のスイッチング周波数を有し、交互のモードでオンとオフの間で切り替わる第２の双方向ＡＣスイッチと、を備える磁気蓄積結合装置と、
    前記第２組の巻線に接続された出力ノードであって、前記出力ノードは前記出力ＤＣ電力を供給するように適合され、前記出力ＤＣ電力は、入力電圧と、前記第１および第２組の巻線の巻線比、前記第１および第２組の巻線の極性、ならびに、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチのデューティサイクルのうちの少なくとも１つと、に基づく振幅を有する出力電圧を有する、出力ノードとを備え、
    前記磁気蓄積装置は、前記入力電力を受け取り、前記入力ノードと前記出力ノードとの間で前記入力電力を伝達するように構成され、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチのそれぞれが連続的に切り替えられ、前記第１の双方向ＡＣスイッチがオンであり、かつ、前記第２の双方向ＡＣスイッチがオフであるとき、前記第１組の巻線および前記第２組の巻線は集合的に、エネルギーの磁気的な蓄積を提供し、前記第１の双方向ＡＣスイッチがオフであり、かつ、前記第２の双方向ＡＣスイッチがオンであるとき、前記第２組の巻線は、エネルギーの磁気的な蓄積を提供し、入力および出力電力、電圧および電流の両方においてゼロに近い電力高調波ひずみを固定のデューティサイクルで提供し、前記スイッチング周波数は入力周波数の約１００倍より大きく、高調波はキロヘルツのスイッチング周波数未満に存在せず、
    電力方向の形式に依存して、前記入力ノードは、前記入力電力と、電力を吸収するための負荷の一方に結合するように構成され、前記出力ノードは、電力を吸収するための前記負荷と前記入力電力の他方に結合するように構成される、電子直流電圧（ＤＣ）トランス回路。
  2. 前記第２組の巻線と前記共通接地との間に配置されたキャパシタをさらに備える、請求項１に記載の回路。
  3. 出力電圧信号は、前記第２組の巻線に対する前記第１組の巻線の巻数比にさらに依存し、前記巻線比と前記デューティサイクルの少なくとも１つを変化させることが前記出力電圧信号の振幅を直接変化させる、請求項１に記載の回路。
  4. 入力波形の形状にかかわらず、前記入力ノードから前記出力ノードへの電圧伝達の所定の一定比率を提供し、前記入力波形の形状は前記所定の伝達比で前記負荷に変換される、請求項１に記載の回路。
  5. 前記第１の双方向スイッチと前記共通接地との間に配置された第２のキャパシタをさらに備える、請求項２に記載の回路。
  6. 前記入力ノードと前記第１の双方向スイッチとの間に配置された入力インダクタと、前記入力ノードと前記共通接地との間に配置された入力キャパシタとをさらに備え、前記入力インダクタは、前記入力キャパシタと協働する、請求項５に記載の回路。
  7. 前記入力および出力電力、電圧および電流は、ベース電力のヘルツ周波数成分以外の制限された高調波成分を有し、前記スイッチング周波数によって生成されるキロヘルツの高周波数成分は制限される、請求項６に記載の回路。
  8. 前記第１の双方向ＡＣスイッチがオンであり、前記第２の双方向スイッチがオフである第１の期間の間、電流が前記第１および第２組の巻線から前記負荷に流れるようにされ、前記第１および第２組の巻線は、前記第１の双方向ＡＣスイッチが閉じられる前記第１の期間の間、磁気的に充電される、請求項１に記載の回路。
  9. 前記第２の双方向ＡＣスイッチがオンであり、前記第１の双方向スイッチがオフである第２の期間の間、前記電流が前記第１組の巻線で流れなくなり、前記負荷の点での前記電流は、前記第２組の巻線によって、それが磁気的に放電するときに維持される、請求項８に記載の回路。
  10. 前記磁気蓄積装置は、前記第１および前記第２の双方向ＡＣスイッチのスイッチング動作中に、前記負荷に関する供給入力電圧に対する一定の出力電圧比を維持するように構成される、請求項９に記載の回路。
  11. 前記出力電圧は、前記第２組の巻線に対する前記第１組の巻線の巻数比および前記デューティサイクルのうちの少なくとも１つに基づいて比例して変化する、請求項１０に記載の回路。
  12. 前記第１および第２のスイッチは、入力電圧波形の一部分のみが前記負荷に伝達されるように、入力波形の特定の期間だけ動作する、請求項１に記載の回路。
  13. 出力ＤＣ電力を提供するための電子直流電圧（ＤＣ）トランス回路であって、
    入力電力を受けるように適合された入力ノードと、
    磁気蓄積結合装置であって、
    第１の双方向ＡＣスイッチに結合された第１組の巻線であって、前記第１の双方向ＡＣスイッチは前記入力電力に関連する入力充電電流を受ける第１組の巻線と、
    前記第１組の巻線と直列に配置された第２組の巻線であって、前記第１および第２組の巻線は共通のコアを共有する第２組の巻線と、
    一端で前記第１および第２組の巻線の間に接続され、他端で共通接地に接続された第２の双方向ＡＣスイッチであって、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチは、キロヘルツ範囲内のスイッチング周波数を有し、交互のモードでオンとオフの間で切り替わる第２の双方向ＡＣスイッチと、を備える磁気蓄積結合装置と、
    前記第２組の巻線に接続された出力ノードであって、前記出力ノードは前記出力ＤＣ電力を供給するように適合され、前記出力ＤＣ電力は、入力電圧と、前記第１および第２組の巻線の巻線比、前記第１および第２組の巻線の極性、ならびに、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチのデューティサイクルのうちの少なくとも１つと、に基づく振幅を有する出力電圧を有する、出力ノードとを備え、
    前記磁気蓄積装置は、前記入力電力を受け取り、前記入力ノードと前記出力ノードとの間で前記入力電力を伝達するように構成され、前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチのそれぞれが連続的に切り替えられ、前記第１の双方向ＡＣスイッチがオンであり、かつ、前記第２の双方向ＡＣスイッチがオフであるとき、前記第１組の巻線および前記第２組の巻線は集合的に、エネルギーの磁気的な蓄積を提供し、前記第１の双方向ＡＣスイッチがオフであり、かつ、前記第２の双方向ＡＣスイッチがオンであるとき、前記第２組の巻線は、エネルギーの磁気的な蓄積を提供し、
    前記入力電力はＤＣ電圧であり、前記第１および第２のスイッチのデューティサイクルは、デューティサイクル変動を伴う一定の繰り返しのヘルツレートで変調されて、線形正弦波電圧または前記負荷への非線形出力電圧から選択される変動出力電圧を生成し、
    電力方向の形式に依存して、前記入力ノードは、前記入力電力と、電力を吸収するための負荷の一方に結合するように構成され、前記出力ノードは、電力を吸収するための前記負荷と前記入力電力の他方に結合するように構成される、電子直流電圧（ＤＣ）トランス回路。
  14. 前記第１および第２の双方向ＡＣスイッチのデューティサイクルを制御して前記入力電圧の変動に対してより安定した出力を提供するようにフィードバックが使用され、または、前記出力電圧が、Ｖｏ＝ＫｖＶｓに従って前記出力電圧Ｖｏと前記入力電圧Ｖｓとの比として定義される伝達定数Ｋｖによって指示される等価電圧伝達よりも高いときに前記負荷から充電され前記入力電力の電源に放電されるときに逆になる、請求項１に記載の回路。
  15. 前記出力電圧が、Ｖｏ＝ＫｖＶｓに従って前記出力電圧Ｖｏと前記入力電圧Ｖｓとの比として定義される伝達定数Ｋｖによって指示される変換された電圧よりも高いとき、前記電力は前記負荷の側から前記入力の側に流れる、請求項１に記載の回路。
  16. 前記出力電圧が、Ｖｏ＝ＫｖＶｓに従って前記出力電圧Ｖｏと前記入力電圧Ｖｓとの比として定義される伝達定数Ｋｖによって指示される変換された電圧よりも高く、前記入力電圧が直流電圧であるとき、前記電力は前記負荷の側から前記入力の側に流れる、請求項１に記載の回路。
  17. 前記出力電圧が、Ｖｏ＝ＫｖＶｓに従って前記出力電圧Ｖｏと前記入力電圧Ｖｓとの比として定義される伝達定数Ｋｖによって指示される変換された電圧よりも高く、前記入力電圧が交流または直流電圧またはそれらの組み合わせであるとき、前記電力は前記負荷の側から前記入力の側に流れる、請求項１に記載の回路。
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Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4504896A (en) * 1981-03-18 1985-03-12 Rca Corporation Switching dc-to-dc converters
US4577268A (en) * 1982-12-20 1986-03-18 Rca Corporation Switching dc-to-dc converters
US5321348A (en) * 1991-03-08 1994-06-14 Vlt Corporation Boost switching power conversion
US5432431A (en) * 1992-05-21 1995-07-11 Vlt Corporation Boost switching power conversion using saturable inductors
US5747972A (en) * 1995-01-11 1998-05-05 Microplanet Ltd. Method and apparatus for electronic power control
US6442047B1 (en) * 1999-10-08 2002-08-27 Lambda Electronics, Inc. Power conversion apparatus and methods with reduced current and voltage switching
US6400579B2 (en) * 2000-03-24 2002-06-04 Slobodan Cuk Lossless switching DC to DC converter with DC transformer
US6784644B2 (en) * 2001-02-22 2004-08-31 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase clamp coupled-buck converter and magnetic integration
US6798670B2 (en) * 2001-04-02 2004-09-28 International Rectifier Corporation DC-DC converter
US6512352B2 (en) * 2001-06-07 2003-01-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Active clamp step-down converter with power switch voltage clamping function
US6975098B2 (en) * 2002-01-31 2005-12-13 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
US6822427B2 (en) * 2002-05-01 2004-11-23 Technical Witts, Inc. Circuits and circuit elements for high efficiency power conversion
US6771518B2 (en) * 2002-08-26 2004-08-03 Potentia Semiconductor, Inc. DC converters
US6714426B1 (en) * 2002-11-04 2004-03-30 Semtech Corporation Multiple-phase, multi-module power supply system for high frequency operation
US8324872B2 (en) * 2004-03-26 2012-12-04 Marvell World Trade, Ltd. Voltage regulator with coupled inductors having high coefficient of coupling
US7161331B2 (en) * 2005-04-11 2007-01-09 Yuan Ze University Boost converter utilizing bi-directional magnetic energy transfer of coupling inductor
JP4692154B2 (ja) * 2005-08-25 2011-06-01 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US7382113B2 (en) * 2006-03-17 2008-06-03 Yuan Ze University High-efficiency high-voltage difference ratio bi-directional converter
JP5191042B2 (ja) * 2008-04-16 2013-04-24 サンケン電気株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8803361B2 (en) * 2011-01-19 2014-08-12 Schneider Electric It Corporation Apparatus and method for providing uninterruptible power
US8891262B2 (en) * 2011-03-24 2014-11-18 Polar Semiconductor, Llc Series switch bridgeless power supply
JP5934000B2 (ja) * 2012-03-16 2016-06-15 サンケン電気株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
DE102012107032A1 (de) * 2012-05-09 2013-11-14 Steca Elektronik Gmbh Schaltungsanordnung
US9059634B2 (en) * 2013-03-22 2015-06-16 Vito Rinaldi Electronic sine wave transformer

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