JP6397481B2 - 電子正弦波トランス - Google Patents

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Description

本発明は、電子正弦波トランスに関し、特に電源からのＡＣ（交流）電力を磁気ストレージ結合を用いて負荷に伝送する回路に関する。
従来の電源からの電力を負荷に伝送するための技術として、ＤＣ（直流）容量性ストレージとしてキャパシタを用いたものが使用される。一般的には、サイズ、コストの理由からＤＣ容量性ストレージシステムが用いられてきた。このような場合、エネルギーは１／２×ＣＶ２としてキャパシタに蓄えられる。これは、一般的に言えば、キャパシタはエネルギーを、キャパシタプレート間に電位差を生じさせる電荷の形態で保持しているといえる。このような回路のひとつの問題は、それらが整流、直接的なワイヤ接続、電流パルス、ＤＣ出力のためのＤＣレギュレータ回路、矩形波出力を再生するインバータ、あるいはＡＣ正弦波を再生するより複雑なデジタル／アナログの電力整形器、そのほかの複雑なものを必要とすることである。加えてＤＣ容量性ストレージを用いた電子コンバータ回路は、概して入力ＡＣ信号を受け、キャパシタ内にエネルギーとして蓄えることができるように、それが直流変換され、したがって負荷に直流信号を出力する。これはＡＣ出力信号が必要なほとんどの電力伝送において必ずしも望ましいものではない。なぜなら電力（仕事）機器の多くの割合は、ＡＣ交流信号源によって動作するものであり、負荷が大きくなるほど、より純度の高い（電力高調波成分の少ない）電源が必要であるからである。通常これは、ライン−負荷間の直結によってのみ可能である。
したがって、既存のコンバータは入力電圧をＤＣに変換し、エネルギーをキャパシタに蓄え、そしてスイッチングシステムを用いて所望の出力レベルに変換する。これは高調波を低減するための入力電流制御、整流、ストレージキャパシタ、出力フィルタを必要とする。これらは比較的複雑なシステムであり、通常、クリーンな正弦波出力を生成しない（すなわちこれらのシステムは、入力および出力に、電力高調波および高周波高調波を含む）。
容量性ストレージソリューションの欠点を取り除き、あるいは軽減するような、電源から負荷に対して電力を伝送する回路を提供することは有利である。加えて、ダイオード整流やその他の関連する再構築ステップを用いずに、ＡＣ入力を許容し、ＤＣ出力信号を出力可能な回路の提供は有利である。
ある側面において、電子正弦波トランス回路が提供され、この電子正弦波トランス回路は、ヘルツ（Ｈｚ）のレンジの入力周波数で動作する入力電圧を有する入力ＡＣ（交流）電力を受ける入力ノードと；磁気ストレージ結合ユニットであって、入力電圧に応じた入力充電電流を受ける第１双方向ＡＣスイッチと接続される第１巻線セットと、共通のコアを共有して第１巻線セットと直列に接続される第２巻線セットと、一端が第１巻線セットおよび第２巻線セットの間に接続され、他端がコモングランドに接続される第２双方向ＡＣスイッチであって、第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチは、キロヘルツ（ｋＨｚ）のレンジのスイッチング周波数を有し、相補的なモードでオン、オフが切りかえられる、第２双方向ＡＣスイッチと、を含む磁気ストレージ結合ユニットと；第２巻線セットと接続される出力ノードであり、出力ノードは入力周波数の周波数を有する出力ＡＣ電力を提供し、出力ＡＣ電力は、入力電圧ならびに第１巻線セットと第２巻線セットの巻線比、第１巻線セットと第２巻線セットの極性および第１双方向ＡＣスイッチと第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比の少なくともひとつに応じた振幅の出力電圧を有している、出力ノードと；を備える。磁気ストレージ結合ユニットは入力ＡＣ電力を受け、入力ＡＣ電力を入力ノードと出力ノードの間で伝送し、第１双方向ＡＣスイッチと第２双方向ＡＣスイッチそれぞれを連続的にスイッチングすることで第１巻線セットと第２巻線セットが、エネルギーの磁気ストレージを提供する。
ある別の側面において入力ＡＣ電力および出力ＡＣ電力は正弦波であってもよい。ある別の側面において電子正弦波トランス回路は、第２巻線セットとコモングランドの間に設けられるキャパシタをさらに備え、キャパシタは出力ノードにおける出力ＡＣ電力のキロヘルツのレンジの高周波成分を抑制してもよい。ある別の側面において出力電圧はさらに、第２巻線セットに対する第１巻線セットの巻線比に依存し、巻線比およびデューティ比を変化させると、出力電圧の振幅が変化してもよい。ある別の側面において電子正弦波トランス回路は、入力波形にかかわらず入力ノードから出力ノードへの電圧伝送の所定の一定比を提供し、入力波形は所定の一定比で負荷に対して変換されてもよい。ある別の側面において、電子正弦波トランス回路は、スイッチング周波数は入力周波数の１００倍より大きく、固定されたデューティ比において、入力ＡＣ電力、出力ＡＣ電力、電圧および電流のゼロ近傍の電力高調波歪みを提供してもよい。電子正弦波トランス回路は、正弦波の間にてデューティ比が増加して変化するとき、非線形負荷に対して高調波補正を提供し、非線形負荷の予期される変動を補正してもよい。
ある別の側面の電子正弦波トランス回路は、第１双方向ＡＣスイッチとコモングランドの間に設けられた第２キャパシタをさらに備え、第２キャパシタは入力ノードにおける高周波の電流成分を抑制してもよい。関連する側面の電子正弦波トランス回路は、入力ノードおよび第１双方向ＡＣスイッチの間に設けられた入力インダクタと、入力ノードとコモングランドの間に設けられた入力キャパシタと、をさらに備え、入力インダクタは入力キャパシタとともに、入力ノードの高周波成分の追加的な抑制を提供してもよい。ある別の側面において、入力ＡＣ電力、出力ＡＣ電力、電圧および電流は、基本の電力のヘルツの成分の他は制限された高調波成分を含み、スイッチング周波数によるキロヘルツの高周波成分は制限されてもよい。
ある別の側面において第１双方向ＡＣスイッチがオン、第２双方向ＡＣスイッチがオフである第１期間が存在し、第１巻線セットと第２巻線セットから負荷に電流が流れ、第１双方向ＡＣスイッチが閉である第１期間において第１巻線セットと第２巻線セットが磁気的に充電されてもよい。ある別の側面において、第２双方向ＡＣスイッチがオン、第１双方向ＡＣスイッチがオフである第２期間が存在し、第２期間において第１巻線セットに電流が流れなくなり、負荷のポイントの電流は第２巻線セットの磁気的な放電にしたがって維持されてもよい。磁気ストレージ結合ユニットは第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチのスイッチング動作の間、供給された入力電圧に対して負荷への一定の出力電圧の比を保ってもよい。ある別の側面において、出力電圧は、第２巻線セットに対する第１巻線セットの巻線比およびデューティ比の少なくともひとつに対して比例してもよい。
ある別の側面において、第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチは、ヘルツの周波数のある区間においてのみ動作し、入力電圧の波形の一部のみが負荷に伝送されてもよい。ある別の側面において、第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチのスイッチング周波数は、入力電圧の正の位相または負の位相の区間でのみ適用され、出力ノードにおいて整流器を用いること無く、正または負の制御可能な出力電圧を生成してもよい。
ある別の側面において、入力ＡＣ電力はＤＣ電圧を有し、第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比は規則的に繰り返すヘルツのレートにて変化するよう変調されており、線形な正弦波電圧または非線形な出力電圧から選択される出力電圧を負荷に供給してもよい。ある別の側面において、第１双方向ＡＣスイッチおよび第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比の制御のためにフィードバックが用いられ、入力電圧の変動に対してより安定な出力が提供されてもよい。
電子正弦波トランス回路の構成図である。 別の実施の形態に係る電子正弦波トランス回路の構成図である。 別の実施の形態に係る電子正弦波トランス回路の構成図である。 別の実施の形態に係る電子正弦波トランス回路の構成図である。 別の実施の形態に係る電子正弦波トランス回路の構成図である。 巻線のストレージセットを流れる電流の波形および巻線のストレージセットを流れる平均電流の波形を示す図である。 図１Ａ〜図１Ｅの電子正弦波トランス回路のブロック図である。 図３Ａの電子正弦波トランス回路の半波整流を示すブロック図である。 図３Ａの電子正弦波トランス回路のデューティ比変調によりＡＣ波形を再生するインバータを示すブロック図である。
便宜のため、図面中、同様の符号は、同様の構成要素を示すものとする。図１Ａ〜図１Ｅには、電子正弦波トランス（ＥＳＷＴ：Electronic Sine Wave Transformer）のいくつかの異なる実施の形態に係る回路構成が示される。ＥＳＷＴは、複数の巻線および磁気結合されるコアを含む磁気ストレージ結合、ならびに、磁気ストレージ結合を充電するための高周波パルス（少なくともひとつのスイッチにより提供される）を利用して、ソースノードからの電力を、負荷に対して変換し、あるいは伝送する。すなわち、エネルギーの磁気的保存は、互いに結合された複数の巻線セットを備えるひとつのコアにより実現され、複数の巻線セットは、磁気ストレージユニットのコアおよび巻線セットの充電、放電を制御するための高周波パルスを提供するひとつあるいは複数のスイッチと接続される。さらに磁気ストレージ結合ユニットは、中央のストレージコアおよびひとつあるいは複数のスイッチにより制御される結合された複数の巻線セットを用いて、入力ＡＣ電力および電圧を、周波数を維持しつつ、出力（すなわち負荷）に伝送する。
具体的には、入力ＡＣ電源は、Ｈｚ（ヘルツ）レンジ（たとえばライン周波数としては、通常、４００Ｈｚより低い）のベース周波数を有する入力電圧を、磁気ストレージ結合ユニットに提供する。磁気ストレージ結合ユニットは、以下で説明するように、ひとつもしくは複数の巻線セットおよび共通のコア、ならびに、交互にオン、オフすることにより共通のコア巻線（インダクタンスＬｃ，Ｌｄを有する）および負荷に高周波の磁気パルスを供給する少なくとも２つの双方向ＡＣスイッチ（たとえば第１双方向スイッチおよび第２双方向スイッチ）で構成される。スイッチの少なくともひとつは、第１の巻線セットと直列に接続され、別のスイッチは、複数の巻線セットとコモングランドの間に接続される。さらに第１スイッチおよび第２スイッチは異なるモード（すなわち第１スイッチがオンのとき第２スイッチがオフ、その逆も同様）でスイッチングし、スイッチング周波数は、入力電源のベース周波数（たとえばＨｚレンジ）よりも各段に高い周波数（たとえばｋＨｚ（キロヘルツ）のレンジ）である。このようにして第１巻線セットおよび第２巻線セット（たとえばそれらの組み合わせ）は、短い充電パルスと、充電パルスの間の短い放電パルスのみを見ることとなる。
すなわち、第１スイッチがオン（第２スイッチがオフ）のモードにおいて、第１巻線セットおよび第２巻線セットは集合的に充電され、それらの内部にエネルギーを蓄える。この場合、第１巻線セットおよび第２巻線セットに流れる電流および総エネルギーあるいは蓄えられる磁束は、
Ｅ＝１／２×ＬＩ２
となる。ここでＬは第１巻線セットおよび第２巻線セットの組み合わせのインダクタンスであり、Ｉはそれらに流れる磁気的な充電電流である。
第２スイッチがオン（第１スイッチがオフ）の第２モードにおいて、総電流は第２巻線セットにのみ流れ、その電流は、放電パルスの開始における磁束を維持するために、時間と共に増加し、そして負荷電力を維持するためにエネルギーが使用されるにつれて緩やかに減少する。負荷のオープン回路状態では、充電電流はひとつの極性を有し、放電電流はゼロ電流を通過し、別の方向に流れ、それにより入力に対する出力電圧の一定値が維持される。出力波形は正弦波の入力波形に従うが、電流は第１方向と反対の方向とで切りかえられ、正味ゼロの電流が維持される。
さらに、磁気ストレージ結合ユニットは、負荷に供給される出力電圧を、入力供給電圧の波形に直接従わせることができる。すなわち、もし入力供給電圧が特定のベース周波数を有する正弦波であれば、負荷に供給される出力電圧は、同じベース周波数を有し、波形において直接のコピーである正弦波となるが、その振幅は、巻線比および電気スイッチのデューティ比に比例して異なる。負荷に供給される出力電圧の振幅は、電圧定数Ｋｖおよび入力電圧の振幅の関数である。この関係は、入力電力の電力ヘルツの周波数に対して本質的に瞬時的であるｋＨｚの周波数において成り立つものであり、拡大解釈すると、完全な正弦波、もしくは、任意の部分において正弦波を切り取ったりスイッチングを再開したりした場合を含む、正弦波の任意の部分において成り立つ。電圧定数Ｋｖはさらに、巻線比（巻線セットの巻数と、別の巻線セットの巻数の比）およびデューティ比に依存する。すなわち、巻線比が固定されていれば、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチングのデューティ比によって出力電圧を制御することができる。したがって入力と出力の電圧変化が、磁気ストレージユニットにおいて生ずることとなる。その結果として、巻線セットにエネルギーが蓄えられ、通常の保存式である１／２ＬＩ２にしたがって負荷に放電される。これは、充電電流のスロープが、充電電圧およびＬｃ＋Ｌｄによって制御され、放電のスロープが出力電圧およびＬｄによって制御されることを意味する。
ＥＳＷＴの最後の機能は、通常の入力巻線と出力巻線を有する磁気電力トランスと同様のものである。図１Ａ〜図１Ｅを参照すると分かるように、ここで示されるＥＳＷＴ回路と従来のトランスの違いのひとつは、巻線を有する既知のトランス回路が本明細書で提案するようなスイッチングを用いておらず、各半サイクルのフル電圧および電流が、トランスによって誘導的にサポートされることを必要とすることであり、これは一般的に励磁インダクタンスと称される。反対に、ＥＳＷＴ回路では、インダクタンス（直列な第１巻線セットと第２巻線セット）は短いパルスの間（高いスイッチング周波数の間）充電され、同様に磁気的に短いパルスの間放電される。さらに大きさの観点で、大きな励磁インダクタンスを得ようとした場合、従来のトランス回路は１００ポンド（ｌｂｓ）程度の重さを有するのに対して、ＥＳＷＴ回路は非常に小さいサイズ（たとえば１ポンド）で足り、フル正弦波入力、正弦波の一部分の入力、あるいはその他のＡＣあるいはＤＣの電圧源の入力に対して動作することができる。
図１Ａ〜図１Ｅに関連して、ＥＳＷＴ回路は、磁気ストレージを利用しており、それは本質的に双極的である。エネルギーはいかなる変化をともなわずに両方の極性で蓄えることができる。またそれは負荷に対して半波の形式で伝送することができる。これは従来のトランスではできないことである。
図１Ａ〜図１Ｅの電子正弦波トランスにより提供されるさらなる利点を説明する。従来のトランスは、入力漏れインダクタンス、相互インダクタンスおよび出力漏れインダクタンスを有し、これらはすべて、従来のトランスに適切な巻線比を適用した場合に現れる。すなわち回路の巻線セットの相互インダクタンスは制御要素である。最大の動作電圧において、コア磁束は飽和点以下（たとえば典型的には１５ｋガウス）である。電圧（たとえば５０／６０／４００Ｈｚ）の印加の結果生ずるアンペア回数（アンペアターン）は、ボルト−秒（正弦波の１／２より短い領域）をコアの面積で除して得られる磁束が、コア材料の飽和点より低くなるようになっている。典型的な数ＫＶＡトランスは、１Ｈ（ヘンリー）、重量５０〜１００ポンド、可変の誘導電動制御といったものである。好ましくは磁束ストレージ要素は、図１Ａ〜図１ＥのＥＳＷＴ回路により、高周波（キロヘルツ）サイクルをカバーする必要十分な磁束にて、飽和磁化のレベル（典型的に３ｋＧａｕｓｓ）に充放電する。好ましい実施の形態において、その電圧伝達比は、正弦波、非正弦波のいずれに対しても機能する。より好ましくは、図１Ａ〜図１Ｅに示される磁気ストレージユニット１００の重さは、わずか１ポンドである。したがって材料を節約でき、コストを削減でき、また柔軟性を高めることができる。図１Ａ〜図１Ｅのトランス回路の瞬時的な、および電気的可変な特性は、機械的な要素をともなわない制御を可能とする。
上述したように、磁気ストレージユニットの第１スイッチおよび第２スイッチは、入力電力源の入力周波数よりも大きいオーダーのスイッチング周波数を有する。たとえば好ましくは、スイッチング周波数はｋＨｚレンジであり、典型的にはベース電源周波数のＨｚレンジの１００倍より大きい。したがってスイッチング周波数のｋＨレンジより下の高調波は発生しない。このようにして負荷に供給される磁気回路の出力における出力電力の電力高調波は最小化され、すべての現実的な用途において、電力高調波は除去される。さらに、磁気回路のインダクタンスサイズならびにＨｚレンジより高い高周波を抑制するための電子正弦波トランス回路のキャパシタを最小化できる。
さらに図１Ａ〜図１Ｅによれば、図１Ａ〜図１Ｅの電子正弦波トランス回路は、ＡＣ正弦波電力および電圧を入力源において第１周波数で受け、入力カーブ（すなわち第１周波数）と同じ波形を有するＡＣ正弦波電力および電圧カーブを提供する。ＡＣ正弦波電力および電圧カーブの強度あるいは振幅は、固定された巻線セットの巻線比と磁気ストレージユニットのスイッチの可変の電子的タイミングによって制御可能である（たとえば第１巻線セットと第２巻線セットの巻線比が一定として）。これは有利である。なぜなら、図１Ａ〜図１ＥのＥＳＷＴ回路は、可変タップや電動可変トランスを用いずに出力電力／電圧を電気的に制御できるからである。この回路はさらに、出力エネルギーを、整流やその他の複雑さを伴う容量性ストレージではなく、巻線のインダクタンスに蓄える（たとえば磁気的充電として）ことにより、出力エネルギーを制御可能であるという利点を提供する。さらに入力電力はＡＣ信号（たとえば正弦波）であり、出力電力はＡＣ信号（たとえば入力信号と同じ周波数、同じ波形の正弦波）であることから、サイズ、重量および変換損失（たとえば既存のＤＣ容量性ストレージシステムにおけるＤＣ変換、およびＡＣへの再変換に起因する）を顕著に減らすことができる。これは従来の電力トランスに対してのみでなく、容量性ストレージスイッチング電力コントローラに対する、優位性といえる。
図１Ａ〜図１Ｅを参照すると、異なる実施の形態に対して符号１０１〜１０５で参照される電子正弦波トランス回路の例示的な複数の実施の形態が示される。
図１Ａを参照すると、電子正弦波トランス回路１０１が示される。電子正弦波トランス回路１０１は、入力ノード１１０、出力ノード１１２、および、入力ノード１１０と負荷と接続される出力ノード１１２との間に電気的に結合される磁気ストレージユニット１００を備える。入力ノード１１０は、低いベース周波数（ライン周波数、典型的に４００Ｈｚより低い）で動作する入力供給電圧１１４を有する入力ＡＣ（交流）電源を受ける電源側に設けられる。磁気ストレージユニット１００は、高周波磁気エネルギーストレージを用いて、電源側から負荷への変圧、あるいは電力伝送を提供する。磁気ストレージユニット１００は、共通コア１３０の内部（ストレージノード１１３として参照される）に磁気的にエネルギーを蓄えるためのひとつまたは複数の巻線セット（たとえば第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７）を有する共通コア１３０を備える。磁気ストレージユニット１００はさらに、二つあるいはそれより多くのスイッチ（たとえば第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９）を備える。第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９は、通常、符号１４０で示すような双方向ＡＣスイッチであり、それらは交互に相補的にオンとなり、キロヘルツ（ｋＨｚ）レンジ（たとえば好ましくは入力電力周波数より数桁大きい）のスイッチング周波数を有する。
磁気ストレージユニット１００を参照すると、第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７は共通コア１３０によって磁気的に結合されている。好ましくは第２巻線セット１０７は、同一磁路内において、第１巻線セット１０６に対して直列相助（series aiding）あるいは直列相反（series opposing）にて接続される。さらに第１スイッチ１０８は第１巻線セット１０６と直接接続される（図１Ａあるいは図１Ｃの差異として示すように第１巻線セット１０６のいずれの端子側にも配置することができる）。第２スイッチ１０９は第１巻線セット１０６と第２巻線セット１０７の間と、コモングランドの間に接続される。出力ノード１１２は第２巻線セット１０７と接続され、出力ノードには、入力ベース電力周波数の周波数を有する負荷に対する出力ＡＣ電力ならびにベース周波数の出力電圧１１６が発生する。さらに出力電圧１１６の振幅あるいは強度は、第１巻線セット１０６と第２巻線セット１０７の巻線比、第１巻線セット１０６と第２巻線セット１０７の極性、および第１スイッチ１０８、第２スイッチ１０９のスイッチング周波数でのデューティ比の少なくともひとつに応じている。後述するように、磁気ストレージユニット１００は入力電力を受け、それを出力ノード１１２に伝送し、それにより、第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９が交番で相補的にオン、オフがスイッチングしている間に、第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７がそれらの内部に連続的な様式のエネルギーの磁気ストレージを提供するように構成される。
一例として、図１Ａおよび磁気ストレージユニット１００を参照すると、第１スイッチ１０８、第２スイッチ１０９は、デューティ比が所定数にセットされ、第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７は結合しており、それぞれが所定の巻数を有している。図１Ａを参照すると、Ｎｄは第２巻線セット１０７のインダクタンスＬｄを生じさせる巻数を表し、ＮｃはインダクタンスＬｃ（第１巻線セット１０６と第２巻線セット１０７の組み合わせとして参照される）を生じさせる追加の巻数を表す。したがってＮｃ＋Ｎｄは、インダクタンスＬｃ＋Ｌｄを発生する。このインダクタンスは、巻数の２乗に比例する。
以下では、図１Ａ〜図１Ｅそれぞれの磁気ストレージユニットの通常モードの動作を説明する。動作の第１モードでは、第１スイッチ１０８がオン（第１スイッチ１０８がオフ）であるとき、第１巻線セット１０６、第２巻線セット１０７（ストレージノード１１３）を介して出力ノード１１２の負荷にライン電流が流れる。このようにして出力電流Ｉｏは入力電流Ｉｓと等しくなり、すなわち巻線セットに流れる電流ＩｃおよびＩｄと等しくなる。そして第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７に流れる電流は、負荷電流Ｉｏおよび磁気的な充電電流をサポートする。すなわち巻線セット１０６、１０７（ストレージノード１１３）の組み合わせは、好ましくは出力電流Ｉｏの所望のピーク電流とピーク充電電流の合計をサポートし、第２巻線セット１０７に流れる電流は同様に、放電電流のピークリミットをサポートしなければならない。すなわち、ストレージノード１１３の共通コア１３０の磁気エネルギー束（ＢＨ積として知られる）負荷は、上述のピークアンペア回数の飽和に到達しないことが好ましい。
図１Ａ〜図１Ｅを参照すると、入力供給電圧１１４は好ましくはベース周波数（たとえば５０，６０あるいは４００Ｈｚ）のＡＣ正弦波であり、出力ノード１１２の出力電圧１１６は同様に同じベース周波数（たとえば５０，６０あるいは４００Ｈｚ）のＡＣ正弦波である。好ましくは図１Ａ〜図１Ｅを参照すると、磁気ストレージユニット１００の内部のスイッチ（たとえば第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９）のスイッチング周波数は、ベース周波数より各段に高く、ベース周波数がＨｚレンジ（たとえば４００Ｈｚより下）である場合、ｋＨｚレンジ（たとえば２０ｋＨｚ）である。すなわち後述するように、磁気ストレージユニット１００は、磁気ストレージユニットを伝達媒体として用いて入力エネルギーを変圧あるいは伝送することにより、電力ＡＣ電圧入力を、負荷における電力ＡＣ電圧出力に変圧する。
動作の第１モードに戻ると、第１スイッチ１０８がオンであるとき、第１巻線セット１０６および第２巻線セット１０７（このモードでは直列である）を介して負荷に電流が流れる。
一般的に言えば、出力ノード１１２の瞬時出力電圧は、Ｖｏ＝ＫｖＶＳで定義され、出力ノード１１２の出力電流は、Ｉｏ＝Ｖｏ／ＺＬとなる。ここでＫｖは所定の定数であり、1第１巻線セット１０６と第２巻線セット１０７の巻線比（たとえば、第２巻線セット１０７の巻数Ｎｄに対する、第１巻線セット１０６の巻数Ｎｃ）に依存する。すなわち、Ｋｖは、以下で定義される巻数定数Ｋｉと充電／放電比Ｋｘの関数となる。さらに充電／放電比は、第１スイッチ１０８のオンから第２スイッチ１０９のオンまでの時間に相当するΔｔｃと、第２スイッチ１０９がオン（第１スイッチ１０８がオフ）である放電時間であるΔｔｄと、に依存する。
これは、以下のように理解される。
Figure 0006397481
Ｋｖは、Ｖｓに対するＶｏの比に対して一定である。
ただし、
Figure 0006397481
Figure 0006397481
 Ｋｉは、Ｉｄ（ａｖｇ）に対するＩｃ（ａｖｇ）の比に対して一定である。
出力電圧１１６の瞬時値に着目すると、一定のデューティ比は入力電圧１１４に対して一定の出力電圧１１６を生じさせ、したがって入力正弦波を出力正弦波に変換する。
図２の電流波形はストレージノード１１３に流れる電流を示す。さらに第１モードにおいて、ストレージノード１１３に流れる電流は、第１スイッチ１０８がオン、第２スイッチ１０９がオフである間、ＩｃｌからＩｃｈに増加する。電流の増加は以下に示す通りである。
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
続いて、第２モードにおいて、第１スイッチ１０８がオフ、第２スイッチ１０９がオンであり、全電流は第２巻線セット１０７にのみ流れ、磁界のエネルギー保存則を満たすために、電流は直ちにＩｃｈからＩｄｈに増加する。すなわち電流の強度は巻線比の違いによって増加する。たとえば、第１巻線セット１０６のＮｃが第２巻線セット１０７のＮｄと等しい場合、第２巻線セット１０７に流れる電流はＩｄｈに増加する（すなわち第１スイッチ１０８がターンオフする直前の電流の２倍）。続いて、それに続く第２スイッチ１０９が導通する所定の放電時間インターバルの間、ストレージノード１１３に流れる電流はＩｄｈからＩｄｌに受かって緩やかに減少し、この関係は上述した通りである。さらに、第２スイッチ１０９がターンオフし、第１スイッチ１０８が再びターンオンする放電時間インターバルの終点において、電流はＩｄｌからＩｃｌに瞬時に減少する。
モード間の遷移の間、第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９それぞれがターンオン、ターンオフする間であっても、一定の磁束が維持される。すなわち、磁界およびストレージノード１１３の内部に蓄えられるエネルギーは、充電／放電／充電のモードの切りかえの間、一定に保たれる。
図１Ａ〜図１Ｅの磁気ストレージユニット１００に関して説明したエネルギーの連続的ストレージは、動作の第１および第２モードおよびそれらの間のスイッチング（たとえば第１スイッチ１０８がオンから第２スイッチ１０９がオンへのスイッチング）の間、入力−出力電圧比（１１４および１１６）が磁界として維持され、およびＥ＝１／２ＬＩ２にしたがってストレージノード１１３に蓄えられるエネルギーが一定に保たれることに関連している。すなわち好ましい実施の形態において、電源側から負荷側への一定の電圧伝送比は入力正弦波の波形（たとえば入力供給電圧１１４）にかかわらず維持され、電圧１１４の入力正弦波形は固定された伝送比（たとえば上述した定数Ｋｖ）にて変換され、出力電圧１１６として負荷に提供される。負荷電流はしたがって負荷電流を決定する。
図１Ａ〜図１Ｅにおける電圧および電流の関係は以下のように理解される。
スイッチング周波数はライン周波数よりも著しく高いため（典型的にスイッチング２０ｋＨｚに対してライン６０Ｈｚ）、充電および放電時間の間、ＶｓおよびＶｏは本質的に変化しない。したがって、巻線セットのひとつの電圧およびインダクタンスは、以下の式で表される。
Figure 0006397481
Ｖｓ＝６０Ｈｚの入力正弦波の瞬時値
Ｖｏ＝６０Ｈｚの出力正弦波の瞬時値
Figure 0006397481
Figure 0006397481
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Figure 0006397481
Ｋｖは、巻線定数Ｋｉおよびデューティ比Ｋｘの関数である。
Figure 0006397481
ストレージノード１１３の電流リップルの強度はＶｓ、インダクタンス値およびデューティ比の関数であることに留意されたい。
各定数は以下の通りである。
Figure 0006397481
 Ｋｉは、Ｉｄ（ａｖｇ）に対するＩｃ（ａｖｇ）の比に対して一定である。
Figure 0006397481
 Ｋｏは、Ｉｃ（ａｖｇ），Ｉｄ（ａｖｇ）に対するＩｏ（ａｖｇ）の比に対して一定である。
Figure 0006397481
Figure 0006397481
 Ｋｖは、Ｖｓに対するＶｏの比に対して一定である。
Figure 0006397481
 Ｋｄは、リップルΔＩｃ，ΔＩｄの比に対して一定である。
以下は、簡略化された関係式である。
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
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Figure 0006397481
 Ｄはデューティ比
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
さらに、トランス回路１０１〜１０５に流れる電流の値は以下のように計算することができる。
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
Figure 0006397481
ここで、Ｉｃ（ａｖｇ），Ｉｄ（ａｖｇ）は、負荷電流、デューティ比および巻線セットの巻数の関数である。
Figure 0006397481
 ＺＬは負荷インピーダンス
図１Ａを参照して説明した磁気ストレージユニット１００の動作は、図１Ｂ〜図１Ｅにも同様に適用される。
図１Ｂおよび図１Ｃの実施の形態を参照すると、異なる実施の形態に係る電子正弦波トランス回路１０２，１０３が示されており、それらは、入力キャパシタ１１７が第１スイッチ１０８および／または第１巻線セット１０６と、コモングランドとの間に設けられている。入力キャパシタ１１７は、第１巻線セット１０６、第２巻線セット１０７とともに、ＥＳＷＴ回路１０２、１０３の入力側のｋＨｚレンジの高周波電流成分を抑制するよう構成される。さらに、第２巻線セット１０７とコモングランドの間（すなわち負荷の両端間）には出力キャパシタ１１８が設けられ、出力キャパシタ１１８は第１巻線セット１０６、第２巻線セット１０７とともに、出力ノードにおける出力電力／電圧に含まれるｋＨｚレンジ（たとえば第１スイッチ１０８、第２スイッチ１０９の高周波スイッチングにより生成される）の高周波成分を抑制する。
さらに別の実施の形態である図１Ｄにおいて、入力ノードと第１スイッチ１０８の間には入力インダクタ１１９が設けられ、また入力ノードとコモングランドの間にフィルタリングキャパシタ１２０が設けられる。入力インダクタ１１９はフィルタリングキャパシタ１２０とともに、入力信号（たとえば１１４）から磁気ストレージユニット１００に供給される高周波成分を追加的に抑制する。図１Ｅは、ライン周波数の態様の適切な周波数をフィルタリングするための各素子の例示的な値を示す。
図１Ａ〜図１Ｅの好ましい実施の形態において、入力および出力の電力、電圧ならびに電流には、ベース入力周波数（Ｈｚ周波数）成分の他には、高調波成分が存在せず、特にｋＨｚの高周波成分は存在しない。
図示しない別の実施の形態において、第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９は、入力供給電圧１１４の入力波形のある区間においてのみ動作し、これにより、入力供給電圧１１４の波形の一部分のみが出力電圧１１６として負荷に供給される。
さらに別の実施の形態において、第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９のスイッチング周波数は、入力電圧の正の位相あるいは負の位相の区間のみ適用され、これにより出力においてダイオードや整流器を用いずとも、一般的に半波整流と称されるように、正または負の制御可能な出力電圧が生成される。たとえば図３Ｂに示すように、第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９は、入力供給電圧１１４の波形の正の半サイクルのみで動作し、出力ノード１１２に正の波形３０２のみを供給できる。
さらに図３Ｃに示す別の実施の形態において、入力電力源（すなわち１１４）は、ＤＣ電圧であり、第１スイッチ１０８、第２スイッチ１０９のデューティ比は規則的に繰り返される変化によって変調され、これにより負荷に対して、線形正弦波あるいは非線形出力電圧から選択される出力電圧１１６を供給してもよい。
さらに図１Ａ〜図１ＥのＥＳＷＴ回路１０１〜１０５のある態様において、リップル電流（ΔＩｃとして示す）は負荷電流Ｉｏによって影響されないことに留意されたい。すなわち、ゼロ負荷電流を引き起こすように、負荷が取り外された場合に、高周波において、ゼロより上のあるいは下にてリップル電流成分のみが生じうる。出力電圧１１６は上述したように、入力供給電圧１１４に対して比で定まる値を維持する。
いくつかの実施の形態において、出力電圧１１６の波形をモニターし、それを第１スイッチ１０８および第２スイッチ１０９のデューティ比を変えるために用いるフィードバック回路を用いてもよく、それにより入力電圧に対して、より安定化された出力電圧を生成してもよい。
すなわち、電子正弦波トランス回路が負荷に提供される出力電圧の電子的なタイミング切りかえ制御を可能とし、振幅が複数の巻線セットの巻線比ならびに磁気ストレージユニット１００に使用されるスイッチのデューティ比に依存する態様にてＡＣ入力電力を出力ＡＣ電力として供給することを可能とし、本発明が改善された柔軟性を提供することが当業者によって理解される。したがって材料、コストの節約および柔軟性が提供される。トランス回路１０１〜１０５の電子的な可変の性質は、機械的なものによらずに出力電圧、電力および電流の制御を可能とする。
さらに、ある具体的な実施の形態を参照して本発明を説明したが、当業者にとっては、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、さまざまな変形例が明らかである。
１００…磁気ストレージユニット、１０１，１０２，１０３，１０４，１０５…電子正弦波トランス回路、１０６…第１巻線セット、１０７…第２巻線セット、１０８…第１スイッチ、１０９…第２スイッチ、１１０…入力ノード、１１２…出力ノード、１１３…ストレージノード、１１４…入力供給電圧、１１６…出力電圧、１１７…入力キャパシタ、１１８…出力キャパシタ、１１９…入力インダクタ、１２０…フィルタリングキャパシタ、１３０…共通コア。

Claims (18)

  1. 負荷に対して出力ＡＣ電力を提供する電子正弦波トランス回路であって、
    ヘルツ（Ｈｚ）のレンジの入力周波数で動作する入力電圧を有する入力ＡＣ電力を受ける入力ノードと、
    磁気ストレージ結合ユニットであって、
    前記入力電圧に応じた入力充電電流を受ける第１双方向ＡＣスイッチと接続される第１巻線セットと、
    共通のコアを共有して前記第１巻線セットと直列に接続される第２巻線セットと、
    一端が前記第１巻線セットおよび前記第２巻線セットの間に接続され、他端がコモングランドに接続される第２双方向ＡＣスイッチであって、前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチは、キロヘルツ（ｋＨｚ）のレンジのスイッチング周波数を有して相補的なモードでオン、オフが切りかえられる、第２双方向ＡＣスイッチと、
    を含む磁気ストレージ結合ユニットと、
    前記第２巻線セットと接続される出力ノードであり、前記出力ノードは前記負荷に前記入力周波数の周波数を有する前記出力ＡＣ電力を提供し、前記出力ＡＣ電力の出力電圧の振幅は、（i）前記入力電圧と、（ii）前記第１巻線セットと前記第２巻線セットの巻線比、前記第１巻線セットと前記第２巻線セットの極性および前記第１双方向ＡＣスイッチと前記第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比の少なくともひとつと、に応じている、出力ノードと、
    を備え、
    前記磁気ストレージ結合ユニットは前記入力ＡＣ電力を受け、前記入力ＡＣ電力を前記入力ノードと前記出力ノードの間で伝送し、前記第１双方向ＡＣスイッチと前記第２双方向ＡＣスイッチそれぞれが連続的にスイッチングされて、前記第１双方向ＡＣスイッチがオン、前記第２双方向ＡＣスイッチがオフのときに前記第１巻線セットと前記第２巻線セットが集合的に、エネルギーの磁気ストレージを提供し、前記第１双方向ＡＣスイッチがオフ、前記第２双方向ＡＣスイッチがオンのときに前記第２巻線セットがエネルギーの磁気ストレージを提供することを特徴とする電子正弦波トランス回路。
  2. 前記入力ＡＣ電力および前記出力ＡＣ電力は正弦波であることを特徴とする請求項１に記載の電子正弦波トランス回路。
  3. 前記第２巻線セットと前記コモングランドの間に設けられるキャパシタをさらに備え、前記キャパシタは前記出力ノードにおける前記出力ＡＣ電力のキロヘルツのレンジの高周波成分を抑制することを特徴とする請求項１または２に記載の電子正弦波トランス回路。
  4. 前記出力電圧はさらに前記第２巻線セットに対する前記第１巻線セットの巻線比に依存し、前記巻線比および前記デューティ比の少なくとも一方を変化させると、前記出力電圧の振幅が変化することを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  5. 入力波形にかかわらず前記入力ノードから前記出力ノードへの電圧伝送の所定の一定比を提供し、前記入力波形は前記所定の一定比で負荷に対して変換されることを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  6. 入力および出力のＡＣ電力、電圧および電流のゼロに近い電力高調波歪みを提供し、デューティ比が固定され、前記スイッチング周波数は前記入力周波数の１００倍より大きく、前記キロヘルツのスイッチング周波数より低い領域で高調波が現れないことを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  7. 前記正弦波の間に前記デューティ比を増加させることを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  8. 前記第１双方向ＡＣスイッチと前記コモングランドの間に設けられた第２キャパシタをさらに備え、前記第２キャパシタは前記入力ノードにおける高周波の電流成分を抑制することを特徴とする請求項３に記載の電子正弦波トランス回路。
  9. 前記入力ノードおよび前記第１双方向ＡＣスイッチの間に設けられた入力インダクタと、
    前記入力ノードと前記コモングランドの間に設けられた入力キャパシタと、
    をさらに備え、前記入力インダクタは前記入力キャパシタとともに、前記入力ノードの高周波成分の追加的な抑制を提供することを特徴とする請求項８に記載の電子正弦波トランス回路。
  10. 前記入力および出力のＡＣ電力、電圧および電流は、基本の電力のヘルツの成分の他は制限された高調波成分を含み、前記スイッチング周波数によるキロヘルツの高周波成分は制限されることを特徴とする請求項９に記載の電子正弦波トランス回路。
  11. 前記第１双方向ＡＣスイッチがオン、前記第２双方向ＡＣスイッチがオフである第１期間において、前記第１巻線セットと前記第２巻線セットから負荷に電流が流れ、前記第１双方向ＡＣスイッチが閉である前記第１期間において前記第１巻線セットと前記第２巻線セットが磁気的に充電されることを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  12. 前記第２双方向ＡＣスイッチがオン、前記第１双方向ＡＣスイッチがオフである第２期間において、前記第１巻線セットに電流が流れなくなり、前記負荷のポイントの電流は前記第２巻線セットの磁気的な放電にしたがって維持されることを特徴とする請求項１１に記載の電子正弦波トランス回路。
  13. 前記磁気ストレージ結合ユニットは前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチのスイッチング動作の間、供給された入力電圧に対して前記負荷への一定の出力電圧の比を保つことを特徴とする請求項１２に記載の電子正弦波トランス回路。
  14. 前記出力電圧は、前記第２巻線セットに対する前記第１巻線セットの巻線比および前記デューティ比の少なくともひとつに対して比例することを特徴とする請求項１３に記載の電子正弦波トランス回路。
  15. 前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチは、ヘルツの周波数のある区間においてのみ動作し、前記入力電圧の波形の一部のみが負荷に伝送されることを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  16. 前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチのスイッチング周波数は、前記入力電圧の正の位相または負の位相の区間にのみ適用され、前記出力ノードにおいて整流器を用いること無く、正または負の制御可能な前記出力電圧を生成することを特徴とする請求項１５に記載の電子正弦波トランス回路。
  17. 前記入力ＡＣ電力はＤＣ電圧を有し、前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比は規則的に繰り返すヘルツのレートにて変化するよう変調されており、線形な正弦波電圧または非線形な出力電圧から選択される出力電圧を前記負荷に供給することを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
  18. 前記第１双方向ＡＣスイッチおよび前記第２双方向ＡＣスイッチのデューティ比の制御のためにフィードバックが用いられ、入力電圧の変動に対してより安定な出力が提供されることを特徴とする請求項２に記載の電子正弦波トランス回路。
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