JP6608829B2 - アナログ−デジタル変換システム、ｘ線ｃｔ装置および医用画像撮影装置 - Google Patents

Description

本発明は、低ノイズかつ広いダイナミックレンジを有するアナログ−デジタル変換器システム、X線CT装置および医用画像撮影装置に関する。

医療用画像診断装置、例えば、CT(Computed Tomography)スキャナにおいて使用されるようなアナログ−デジタル変換回路(AD変換回路)の特性として、低ノイズかつ広いダイナミックレンジという特性を両立することが望まれる。具体的には、低密度な身体部位を通過した放射線は非常に強いため、放射線を検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するためには、120dBのダイナミックレンジのAD変換回路が必要といわれる。しかしその一方で、骨や大きな被検体を通過した放射線は非常に弱いため、AD変換回路は極めて低ノイズであることが要求される。

これら2つの課題を解決するために、特許文献1および特許文献2には、ダイナミックレンジの限られたAD変換器と、積分回路と、比較器とを用い、放射線を検出した検出器の出力を積分増幅回路で積分し、積分増幅回路の出力をAD変換器でサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換回路が開示されている。

AD変換器は、所定の測定期間中に積分回路の出力を所定のサンプル周期で複数回サンプリングする。積分増幅回路の出力が所定の上限電圧レベルに達したことを比較器が検出した場合、積分増幅回路の出力を所定の下限電圧レベルまでリセットする。これにより、ダイナミックレンジの限られたAD変換器で、強度の大きな放射線をデジタル信号に変換可能な回路構成にしている。また、特許文献1では、AD変換器のノイズを低減するため、AD変換器のサンプルイベント中に積分増幅回路を検出器から遮断する遮断回路と、積分増幅回路のリセット時に積分増幅回路を帰還コンデンサから遮断する遮断回路等を備えている。これにより、強度の小さな放射線を低ノイズでデジタル信号に変換できるという技術が開示されている。

特表2008-541576号公報 米国特許第7136005号明細書

AD変換器は、入力される電圧信号が電圧しきい値よりも大きくなると、検出される値に誤差が生じることが知られている。このような測定誤差が生じる過程は、以下に示す幾つかの回路動作に起因する誤差によって説明できる。例えば、図1(a)のように、入力される電圧信号が設計時に想定した最大入力レンジに近づき電圧しきい値よりも大きくなると、AD変換器を構成する比較器の入力オフセット電圧に減少または増加する特性(図1(a)のV025、あるいはV026)を有し、AD変換器の検出値に誤差が生じる。

また別の現象として、電圧しきい値を大きく超過した電位S017’からS017へのリセットでは大きな電圧変動を伴うために通常よりも大きなノイズが回路へ印加されることで、サンプリングS017の検出値の持つ誤差が増加することが考えられる。この現象が生じた場合にも、サンプリングS017’の検出値が大きな測定誤差を有すると考えて良い。

このように様々な回路動作によってAD変換器の計測誤差は生じるが、本発明においては、AD変換器への入力電圧が想定したレンジの端へ行くに従って、AD変換器の入力オフセット電圧が変化し測定誤差が大きくなるという簡略化したモデルを用いて説明を行う。

また、図1(a)では説明を簡単にするために、電圧が高くなる方向に対して(V022からV023にかけて)AD変換器の測定誤差が増加する様子を示したが、実際の回路の特性においては、電圧が低くなる方向に対して(V022からV021にかけて)も、AD変換器の測定誤差が大きくなることもあり得る。

このような回路特性を有するAD変換器を用いて、特許文献1、2に提案されているアナログ−デジタル変換回路のように、AD変換器が、1測定期間TLにおいて複数回のサンプリングを行う回路では、図1(a)のように、あるサンプリングS016における入力電圧(積分増幅回路の出力)が電圧しきい値よりわずかに小さい場合、次のサンプリングS017’の入力電圧は、1サンプリング周期に対応する分だけ電圧しきい値を超える。このサンプリングS017’の電圧をAD変換器が検出後、積分増幅回路の出力がリセットされる。そのため、AD変換器のサンプリングS017’の検出値は、入力オフセット電圧の変動分の誤差を含む。

また、アナログ−デジタル変換回路をX線CT装置のX線検出器の出力信号をデジタル信号に変換するために用いる場合、測定期間TLはビューの間隔に対応し、X線CT装置のシステム構成や撮像条件(回転速度等)によって決定される。一方、AD変換器のサンプリング周期はASICの動作仕様より決定される。このため、測定期間がAD変換器のサンプリング周期にサンプリング数を乗じたものと一致しないことがある。

また、X線CT装置の場合には、X線検出器等を搭載した回転円盤の回転ムラにより、ビュー間隔にムラが生じ、測定期間が伸縮することもある。このように、測定期間がサンプリング周期の整数倍ではない場合や、測定期間が伸縮する場合、測定期間に所定の回数のサンプリングを行うには、いずれかのサンプリング間隔を伸縮する技術が必要になる。

このような状況においてサンプリング間隔の一つを伸長させる場合、図2のように伸長させたサンプリング間隔(S026とS027’の間隔)が、電圧しきい値に到達するタイミングを含むと、サンプリングS027’の時点の入力電圧は、伸長させたサンプリング周期SLに対応する分だけ電圧しきい値を超える。そのため、AD変換器のサンプリングS027’の検出値は、図1のサンプリングS017’の検出値よりも大きな誤差を含む。

本発明の目的は、AD変換器の出力誤差の小さい高精度なアナログ−デジタル変換システムを提供することにある。

本発明に係るアナログ−デジタル変換システムは、測定期間が、サンプリング周期にサンプリング数を乗じたものと一致しない場合、測定期間の開始時間から(N-1)回目のサンプリングまでを一定のサンプリング周期Sでサンプリングし、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔がサンプリング周期Sの予め定めた係数k倍になるタイミングでN回目のサンプリングを行う。このとき、kの値をNの値に応じて予め求めておいた非整数の最適値に設定することにより、AD変換器の検出値の誤差を最小にする。

本発明によれば、AD変換器の検出値の誤差を最小にできるため、高精度なアナログ−デジタル変換システムを提供できる。

(a)AD変換器の入力オフセット電圧の特性を示すグラフ、(b)従来のAD変換システムによる測定期間TL内のサンプリングを示す説明図。 従来のAD変換システムにおいて、サンプリング間隔が広くなった場合の検出誤差VMLを示す説明図。 第1の実施形態のAD変換システムのブロック図。 AD変換システムの伸長されたサンプリング間隔SLが、サンプリング間隔Sの整数倍となる場合を示す説明図。 第1の実施形態のAD変換システムのサンプリング間隔SとSLと、検出誤差VMLを示す説明図。 第1の実施形態のAD変換システムの時間比kと、AD変換器0112の出力誤差の変化量の関係を示すグラフ。 第1の実施形態のAD変換システムの検出誤差を抑制する時間比kを、サンプリング数Nごとに示すグラフ。 第1の実施の形態のAD変換システムの各回路の出力信号を示すグラフ。 第1の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113の動作を示すフローチャート。 第1の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113が、測定期間(ビュー間隔)を求める際に用いるテーブル(通常撮影時(1200枚(ビュー)/回転)を示す説明図。 第1の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113が、測定期間(ビュー間隔)を求める際に用いるテーブル(高速撮影時(2880枚(ビュー)/回転)を示す説明図。 第2の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113の動作を示すフローチャート。 第2の実施形態のAD変換システムのサンプリング間隔SとSLを示す説明図。 第2の実施形態のAD変換システムのサンプリング間隔SとSLを示す説明図。 第3の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113の動作を示すフローチャート。 第3の実施形態のAD変換システムのサンプリング間隔SとSLを示す説明図。 第4の実施形態のサンプリングタイミング調整回路0113の動作を示すフローチャート。 第4の実施形態のAD変換システムのサンプリング間隔S2を示す説明図。 第2または第3の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。 第2または第3の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。 第2または第3の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。 第2または第3の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。 第4の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。 比較例のサンプリングの一例を示す説明図。 比較例のサンプリングの一例を示す説明図。 第5の実施形態のX線CT装置のブロック図。 第6の実施形態のMRI装置のブロック図。 第7の実施形態によるサンプリングの一例を示す説明図。

本発明の実施形態について説明する。

＜＜第1の実施形態＞＞
本実施形態のAD変換システムは、指定された測定期間が、サンプリング周期にサンプリング数を乗じたものと一致しない場合、測定期間の開始時間から(N-1)回目のサンプリングまでを一定のサンプリング周期Sでサンプリングし、N回目のサンプリングを測定期間の終了と同時であって、かつ、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔がサンプリング周期Sの予め定めた係数k倍になるタイミングで行う。このとき、kの値をNの値に応じて予め求めておいた最適値に設定することにより、AD変換器の検出値の誤差を最小にすることができることを発明者らは見出した。これを実現するアナログ−デジタル(AD)変換システムを、図3等を用いて以下で説明する。

すなわち、第1の実施形態のAD変換システムは、図3のように、AD変換器(ADC)0112と、リセット回路(0110)と、タイミング回路(以下、サンプリングタイミング調整回路)0113とを有している。図4のように、AD変換器0112は、アナログ回路011a、012aから出力されたアナログ信号を、指定された測定期間TL内で、サンプル数Nでサンプリングする動作を、測定期間TLの経過のたびに繰り返す。

リセット回路(0110)は、AD変換器0112がサンプリングした信号値が、予め定めた上限電圧(V022)を超えたならば、アナログ信号の電圧を所定の下限電圧まで降下させてAD変換器0112に入力する動作を、サンプリングした信号値が上限電圧(V022)を超えるたびに繰り返す。さらに、サンプリングタイミング調整回路(0113)は、AD変換器0112にアナログ信号をサンプリングするタイミングを指示する。

このとき、サンプリングタイミング調整回路(0113)は、図4のように測定期間TLに対して、サンプリング数Nとサンプリング周期Sを乗じたものから計算される正味の測定期間に差(SL)が生じる場合には、以下に説明するようにサンプリングのタイミングを指示し、AD変換器0112の検出値の誤差VMLを最小値に近い値になるように抑制する。

すなわち、サンプリングタイミング調整回路(0113)は、図5のように、測定期間TLの開始時間から(N-1)回目のサンプリング(S059)までを一定のサンプリング周期Sで指示し、N回目のサンプリング(S0510)を測定期間TLの終了と同時であって、かつ、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔SLがサンプリング周期Sの予め定めた係数k倍(SL＝k×S)になるタイミングで指示する。次の測定期間(時刻T510以降)についても同様である。

係数kは予め求めておいた値を用いる。例えば、kは、(M＋0.3)≦k≦(M＋0.5(ただし、Mは負でない整数)を満たす値を用いる。言い換えると、kは、半整数倍に近い値を用いる。

これにより、サンプリングタイミング調整回路(0113)は、図5のようにAD変換器0112に入力するアナログ信号が上限電圧(V022)の超過を抑制するようにサンプリングを実行させることができる。

このように、第1の実施形態によれば上限電圧(V022)の超過を抑制するようにサンプリングすることができるため、図5のように、サンプリングS058’時、そして、サンプリングS0513’時のAD変換器0112への入力電圧と、上限電圧(V022)との差は、図4のように時間間隔SLがサンプリング周期Sの整数倍とする場合よりも小さくなる。これにより、AD変換器0112の検出値の誤差VMLは、本実施形態の図5の場合の方が、図4の場合よりも小さくなる。

次に、上述の係数kの最適値についてさらに詳しく説明する。ここではモデルとして、測定期間TLがサンプリング周期Sの整数倍ではなく、図4のように(N-1)回目のサンプリングS049まではサンプル周期Sでサンプリングされ、(N-1)回目とN回目のサンプル間隔をSL(＞S)に伸長し、N回目のサンプリングS0410を、測定期間TLの終了時刻と一致させる例を考える。

この場合、図4のように、サンプリングS048’とS0414’の検出電位が上限電圧(以下、電圧しきい値と呼ぶ)V022を周期的に、しかもサンプリング周期Sに対応する電圧差で(S048’−S047、あるいはS0414’−S0413)超過するため、AD変換器0112の検出値の誤差VMLは大きくなる。これは図4において係数k＝2と整数であるため、常に同じタイミングで電圧しきい値V022の超過が発生することに起因する。

そこで、係数kを整数からずらし、サンプリングの電圧しきい値V022の超過量を平均的に抑制することを考える。図6に、サンプリング数N＝10とした場合に、7サンプリングで丁度1度のリセットが生じる入力量において(図4に相当)、AD変換器の出力誤差と係数kとの関係を計算したものを示す。なお、計算を簡単にするために、伸長された周期SLの挿入により、電圧しきい値V022の超過量が変化すると仮定し、さらに、AD変換器0112の検出誤差は、サンプリングした電圧の電圧しきい値V022に対する超過量に比例するとして計算を行った。

図6から、AD変換器の出力誤差を抑制する係数kは1.1、2.1、x.1(xは整数)と複数の極小点を持つことが分かるが、そこから係数kが少しでも小さくなると出力誤差は急峻に増加してしまうため、実用上は1.3〜1.5、2.3〜2.5、・・・とM＋0.3≦k≦M＋0.5(ただし、Mは負でない整数)と設定すれば、安定的に測定誤差を抑制できることが分かる。

図7に、サンプリング数Nごとの最適な係数kを求めた結果をグラフとして示す。図6で示した通り、各サンプリング数Nに対してほぼ同等の効果が得られる係数kは複数存在するため、それぞれの極小値に対応する係数kを2本のグラフで示している。また、k＞3の領域にも極小値をとるkは存在するが、図7には図示していない。これら複数の係数kの中からシステムの構成要件に合わせて最適なkを選択して良い。

これら結果から、測定期間TLの開始時間から(N-1)回目までを一定のサンプリング周期Sでサンプリングし、N回目のサンプリング(S039)を測定期間TLの終了と同時であって、かつ、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔SLがサンプリング周期Sの予め定めた係数k倍(SL＝k×S)になるタイミングで実行することにより、AD変換器0112の検出誤差を抑制することができることがわかる。

このとき、kは、図6、図7から、Mを負でない整数として、M＋0.3〜M＋0.5であること、つまり負でない半整数倍に設定すると良いことが分かる。

ここで、第1の実施形態の図3のAD変換システムの詳細な構成とその動作について説明する。図3のAD変換システムは、一例として、X線CT装置のX線検出器のn個のチャネル内のフォトダイオード011a(静電容量012aを含む)の出力するアナログ電圧信号を入力電圧とし、X線CT装置のビュー間隔を測定期間TLとして、デジタル信号に変換する(検出する)場合について示している。しかしながら、第1の実施形態のAD変換システムは、X線CT装置に用いられるものに限定されない。

図3のAD変換システムは、スイッチ013、016、017、増幅回路(積分回路または積分増幅回路)014、スイッチ0115、帰還コンデンサ015、基準電圧源018、比較器、サンプルホールド回路019、マルチプレクサ0111、AD変換器0112、タイミング回路であるサンプリングタイミング調整回路0113、サンプリングタイミング調整回路0113とともにリセット回路0110を構成する比較器、および、サンプル再構成回路0114を備えて構成される。これらのうち、マルチプレクサ0111、AD変換器0112、サンプリングタイミング調整回路0113、サンプル再構成回路0114は、X線検出器のn個のチャネルに対して共通に設けられ、これら以外の回路201は、X線検出器のチャネルごとに配置されている。

増幅回路014の2つの入力には、スイッチ013を介して、X線検出器のフォトダイオード011aと静電容量012aの両極が接続されている。一方、増幅回路014の出力には、スイッチ0115が接続されている。増幅回路014の入力の一方と、スイッチ0115を介した増幅回路014の出力の間には、帰還コンデンサ015が接続されている。帰還コンデンサ015の両極には、それぞれスイッチ016、017を介して基準電圧源018が接続されている。

増幅回路014の出力信号VINTは、スイッチ0115、サンプルホールド回路019およびマルチプレクサ0111を介して、AD変換器0112に入力される。また、増幅回路014の出力信号VINTは、比較器にも入力される。

サンプリングタイミング調整回路0113は、サンプリングのタイミングを指示する信号SAMPLEを生成し、AD変換器0112、サンプル再構成回路0114および比較器に入力する。また、サンプリングタイミング調整回路0113は、出力信号HOLDを生成し、サンプルホールド回路019、スイッチ013へ入力する。

次に、図3のAD変換システムの動作を図8を用いて説明する。

X線検出器のフォトダイオード011aからの電荷は、積分回路014に入力されて積分される。図8のように、積分回路014の出力VINTは、フォトダイオード011aから供給される電荷によって時刻の経過とともに上昇している。積分回路014の出力VINTは、サンプルホールド回路019およびマルチプレクサ0111を介して、AD変換器0112へ入力される。

AD変換器0112は、積分回路014の出力をサンプリングタイミング調整回路0113の出力する信号SAMPLEのタイミング(図8の時刻T082、T086)で、サンプリングしてデジタル信号に変換し、サンプル再構成回路0114に出力する。

AD変換器0112によるサンプリングの際に、帰還コンデンサ015のキャパシタノイズを抑制し、さらに、フォトダイオード011aからの電荷損失を抑制するために、サンプリング期間およびその前後(時刻T081〜T083、T085〜T088)において、サンプリングタイミング調整回路0113の信号HOLDは、VHIGHレベルとなる。この信号HOLDにより、AD変換器0112のサンリングを行っている間およびその前後は、スイッチ013が遮断され、フォトダイオード011aからの電荷損失を抑制する。また、サンプルホールド回路019がホールド状態となって、AD変換器0112への入力が保持される。これにより、帰還コンデンサ015のキャパシタノイズを抑制する。

また、積分回路014の出力VINTは、比較器にも入力される。比較器には、所定のしきい値電圧(V022)に相当する電圧VTHが不図示の基準電圧発生源から入力されている。また、比較器には、サンプリングタイミング調整回路0113から信号SAMPLEが入力されている。比較器は、積分回路014の出力電圧VINTと、電圧VTH(しきい値電圧(V022))とを比較し、出力電圧VINTが電圧しきい値VTHを超えた場合(図8のT084)、その直後に信号HOLDがVHIGHレベルとなっている期間(T085〜T088)において、信号SAMPLEが、VLOW→VHIGH→VLOWと遷移したならば(T086)、その少し後のタイミング(T087)で、信号RESETをVLOW→VHIGH→VLOWと遷移させて出力する。また、比較器は、信号RESETと相補する信号である信号RESETBを出力する。

比較器が出力した信号RESET(VHIGH)により、スイッチ016、017が閉じ、帰還コンデンサ015が基準電圧源018と接続される。これにより、積分回路014の出力が、リセット電圧(基準電圧)V021まで低下し、リセットされる。積分回路014のリセットと同時に、信号RESETBにより、スイッチ0115が開放され、信号HOLDがVLOWになることによりスイッチ013が開放される。

サンプル再構成回路0114は、測定期間TL内の信号RESETの回数に、しきい値電圧V022(VTH)とリセット電圧V021(基準電圧)の差を掛けた結果に、最後のサンプリングで得た電圧値を加算する。これにより、その測定期間TLで検出された電圧値(デジタル信号)がサンプル再構成回路0114から出力される。

つぎに、サンプリングタイミング調整回路0113が、所定のタイミングでサンプリングを指示する信号SAMPLEを生成する動作について説明する。第1の実施形態では、上述のように、サンプリングタイミング調整回路(タイミング回路)0113は、測定期間TLの開始時間から(N-1)回目のサンプリングまでを一定のサンプリング周期Sで実行するように信号SAMPLEを出力し、N回目のサンプリングを測定期間の終了と同時であって、かつ、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔がサンプリング周期Sの予め定めた係数k倍になるタイミングとなるように信号SAMPLEを出力する。係数kは、サンプル数Nに応じて、予め求めておいた値である。

まず、サンプリングタイミング調整回路0113は、測定期間TLをアナログ信号の入力を受ける装置(ここでは、X線CT装置)から受け付け、操作者からサンプリング回数Nを受け付ける(図9のステップF091)。なお、サンプリング回数Nを操作者から受け取らず、予め定められた値を用いることも可能である。また、サンプリングタイミング調整回路0113は、X線CT装置から撮像条件(ビュー数(撮影枚数/回))を受け取って、その撮像条件に対応する測定期間TLを求めてもよい。

具体的には例えば、図10、図11のように、予め撮像条件(例えばビュー数(撮影枚数/回))ごとに計算や実験により求めて記憶部0116(図3)に格納しておいた表を参照して、撮像条件に対応する揺らぎ成分を含んだ測定期間TLを求めることができる。この場合、図10、図11のように、ビューごとの測定期間TLが理想的な測定期間TLからずれている場合でも、ビューごとの測定期間TLを求めることができる。

つぎに、サンプリングタイミング調整回路0113は、記憶部0116に格納されているサンプリング回数Nとサンプリング周期Sと最適なkとの関係を示す表等を参照し、ステップF091で受け付けたサンプリング回数Nに対応する最適なkを求める(ステップF092)。このとき、サンプリングタイミング調整回路0113は(N-1)・S＋k・S＝TLを満たすようにする。サンプリング周期SとしてAD変換器の特性により複数の候補が存在する場合には、適宜最適なものを選択して良い。サンプリングタイミング調整回路0113は、測定期間TLの開始からサンプリング周期Sでサンプリングを指示する信号SAMPLEを(N-1)回出力した後、(N-1)回目から時間k・Sが経過したタイミングでN回目のサンプリングを指示する信号SAMPLEを出力する(ステップF093)。

以上により、第1の実施形態では、AD変換器0112の検出誤差を抑制したサンプリングを行うことができる。

なお、図9のサンプリングタイミング調整回路0113のフローの動作は、予め記憶部0116等に格納しておいたプログラムをCPUが実行することによりソフトウエアで実現することも可能であるし、ASICやFPGA等のプログラマブルIC等のハードウエアで実現することも可能である。

また、上述の実施形態では、図9のステップF091において、サンプリングタイミング調整回路0113は、アナログ信号の入力を受ける装置(ここでは、X線CT装置)から測定期間TLを受け付けるか、撮像条件を受け付けて、撮像条件に対応する測定期間TLを求める構成であったが、この構成に限られるものではない。X線CT装置から測定期間TLや、撮像条件が出力される場合には、サンプリングタイミング調整回路0113は、それを受け付け、出力されない場合には、予め定めた測定期間TLを用いることが可能である。また、サンプリング回数Nについても同様であり、操作者からサンプリング回数Nを受け付ける構成に限られるものではなく、操作者がサンプリング回数Nを入力しない場合には、予め定めたサンプリング回数を用いることが可能である。

＜＜第2の実施形態＞＞
第2の実施形態のAD変換システムについて説明する。

第2の実施形態のAD変換システムは、第1の実施形態と同様に、測定期間TLがサンプリング周期Sにサンプル数Nを乗じたものに一致しない場合でも、測定期間TLの変動が十分に小さい場合には、AD変換器0112の検出誤差を小さくすることができる。タイミング回路(サンプリングタイミング調整回路)0113は、測定期間TLの長さに応じて、サンプリングを指示するタイミングを決定する際に、N回のサンプリング間隔のうち1以上を、他のサンプリング間隔よりも長く設定する。長くするサンプリング間隔は、測定期間TLの終了と同時のN回目と(N-1)回目のサンプリングの間隔を除いたサンプリング間隔である。また、タイミング回路は、サンプリングごとに次のサンプリングで取得される信号値を予測し、予測した値が上限電圧(V022)を超えない場合に、サンプリング間隔を長く設定する。

第2の実施形態では、長くするサンプリング間隔をサンプリング間隔SLまたは調整時間SLと呼び、それ以外のサンプリング間隔をサンプル周期Sと呼ぶ。第1の実施形態と異なり、サンプル周期Sは予め定めた値のまま用い、SL以外のサンプル周期Sは変更しない。

サンプリングタイミング調整回路0113は、サンプリングで得たAD変換器0112の出力に基づいて、次のサンプリングでAD変換器0112で検出される出力値を予測し、次の出力値が上限電圧(V022)を超えないタイミングで、長くするサンプリング間隔SLを挿入する。これを図12のフローと図13を用いて具体的に説明する。

まず、図12のように、サンプリングタイミング調整回路0113は、ある測定期間の最終サンプリングにおいて、次の測定期間TLの長さと、サンプリング回数Nを受け付ける(ステップF121、F122)。測定期間TLの長さは、アナログ信号を出力する装置(たとえば、X線CT装置)から受け付けてもよいし、サンプリングタイミング調整回路0113が、図9のステップF091と同様に、撮像条件から算出してもよい。予め定めた値の測定期間TLを用いることも可能である。サンプリング回数Nは、操作者から受け付けるか、予め定めた値を用いる。

つぎに、ステップF123において、サンプリングタイミング調整回路0113は、次の測定期間で、長くするサンプリングの間隔SLを
SL＝TL−(N-1)・S
により算出する。TLおよびNは、ステップF122で受け付けた測定期間TLとサンプリング回数Nである。Sは、予め定めたサンプリング周期である。これにより、測定期間TLがSにNを乗じたものと一致しない場合も、一つのサンプリング間隔SLを伸長してAD変換器0112によりサンプリングを行うことができる。

つぎに、ステップF124において、サンプリングタイミング調整回路0113は、最終サンプリングとその前のサンプリングでAD変換器0112が検出した値の差を求め、それを最終サンプリングの検出値に加算する。これにより、次のサンプリングでAD変換器0112が検出する値を予測する。予測値がしきい値V022を超えない場合、ステップF125に進み、今の測定期間TLにおいて、調整時間SLがまだ挿入されていない場合、ステップF126に進む。ステップF126では、つぎのサンプリングまでの間隔をSLに伸長させる。これにより、図13のように、今の測定期間TLの最初のサンプリング間隔が調整時間SLとなる。

また、ステップF125において、調整時間SLが現在の測定期間において挿入済みである場合には、ステップ127に進み、次のサンプリングまでの間隔を伸長していないサンプリング周期Sにする。

一方、ステップF124において、つぎのサンプリングの予測値が電圧しきい値V022を超える場合には、図14のように、つぎのサンプリングS142’までの間隔は伸長せず、サンプリング周期Sのままとする。これにより、つぎのサンプリングS143が伸長したサンプリング間隔SLに応じて電圧しきい値V022を大きく超えることを防ぐ。

このように、第2の実施形態では、測定期間TLがサンプリング周期にサンプリング数を乗じたものと一致しない場合でも、AD変換器0112のサンプリングで検出される電圧値を予測し、電圧しきい値V022を大きく超過しないタイミングでサンプリング間隔をSLに伸長させる。すなわち、図13のように、測定期間TLのサンプリング間隔の先頭または図14のようにリセット直後に調整時間SLを挿入することができる。よって、あるサンプリング間隔が電圧しきい値V022を超過する場合は、サンプリング周期Sであるため、AD変換器0112の検出値が大きく電圧しきい値を超えることがなく、検出値の誤差を抑制することができる。

他の構成は、第1の実施形態と同様であるので説明を省略する。

＜＜第3の実施形態＞＞
第3の実施形態のAD変換システムについて説明する。

第3の実施形態のAD変換システムは、第2の実施形態と同様であるが、サンプリング間隔を伸長した調整時間SLを挿入する位置をランダムに決定する。これを図15を用いて説明する。

図15のように、サンプリングタイミング調整回路0113は、ステップF151〜F153を第2の実施形態のステップF121〜F123と同様に行って、サンプリング間隔を伸長した調整時間SLを算出する。そして、ステップF154に進み、サンプリングタイミング調整回路0113は、サンプリング回数NによるN個のサンプリング間隔のうち、どのサンプリング間隔を調整時間SLにするかをランダムに選択する。

サンプリングタイミング調整回路0113は、調整時間SLとする選択したサンプリング間隔のサンプリングまでは、サンプリング周期Sでサンプリングを指示する信号SAMPLEを出力する(ステップF155、ステップF157)。そして、ステップF154で選択したサンプリング間隔のサンプリング回数になったならば、サンプリング間隔をSLに伸長してサンプリングを指示する信号SAMPLEを出力する(ステップF155、ステップF156)。図16は、2回目のサンプリングS162と3回目のサンプリングS163との間に調整時間SLを挿入した例を示している。

これにより、ランダムに調整時間SLを挿入することができるため、常に最終サンプリング間隔を調整時間SLにする場合のように決まったタイミングで調整時間SLを挿入する場合と比較して、調整時間SLのサンプリング間隔が電圧しきい値V022を大きく超過する確率を低下させることができる。よって、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制することができる。

＜＜第4の実施形態＞＞
第4の実施形態のAD変換システムについて説明する。

第4の実施形態のAD変換システムは、第1〜3の実施形態とは異なり、N個のサンプリング間隔を均等に伸縮し、測定期間TLと一致させる。これを図17、図18を用いて説明する。

図17のように、サンプリングタイミング調整回路0113は、ステップF171〜F172を第2の実施形態と同様に行って、つぎの測定期間の長さTLとサンプリング回数Nを受け付ける。そして、ステップF173において、サンプリングタイミング調整回路0113は、測定期間TLをサンプリング回数NによるN個のサンプリング間隔で均等に分割したサンプリング間隔S2を算出する。算出したサンプリング間隔S2でその測定期間TLにおいてサンプリングを指示する信号SAMPLEを出力する。

これにより、図18のように、サンプリング間隔S2は、サンプリング周期Sよりも大きくなるが、一つのサンプリング間隔のみを調整時間SLとした場合のSLよりも小さくなる。よって、サンプリング間隔S2が電圧しきい値V022を超過する場合であっても、調整時間SLが電圧しきい値V022を超過する場合よりも、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制することができる。

＜＜実施形態のサンプリングの例＞＞
図19は、第2または第3の実施形態により、調整時間SLを最初のサンプリング間隔(測定期間TLの開始と1回目のサンプリングS192の間)に挿入した例を示す。

これにより、電圧しきい値を超過するサンプリング間隔S192とS193’ならびにS195とS196’では、サンプリング間隔は伸長していない。よって、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制する効果がある。

図20は、第2または第3の実施形態により、調整時間SLを1回目の測定期間TLの最終のサンプリング間隔(S206とS207の間)および、2回目の測定期間TLの最初のサンプリング間隔(S207とS208の間)に挿入した例を示す。

これにより、電圧しきい値を跨ぐサンプリング間隔S2011とS2012’では、サンプリング間隔は伸長していない。よって、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制する効果がある。

図21は、2測定期間において、3回のリセットがかかる入力電圧がある場合に、第2または第3の実施形態により、調整時間SLを1回目の測定期間TLの最終のサンプリング間隔(S213とS214の間)および、2回目の測定期間TLの4回目のサンプリング間隔(S215とS216)の間に挿入した例を示す。このように、測定期間TLにおけるフォトダイオード011aからの入力電荷量が大きい場合でも、第2および第3の実施形態のAD変換器では、電圧しきい値を跨ぐサンプリング間隔の伸長を抑制できるため、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制する効果がある。

図22は、第2または第3の実施形態により、調整時間SLを測定期間TLの最終のサンプリング間隔(S226とS227の間)に挿入した例を示す。電圧しきい値を跨ぐサンプリング間隔(S225とS226’)は伸長していないため、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制する効果がある。

図23は、第4の実施形態により、サンプリング間隔S2を等間隔に設定した例を示す。図23は、1測定期間TLにおいて、3回リセットが生じる入力電圧の大きな例であるが、サンプリング間隔S2を等間隔に設定しているため、電圧しきい値を大きく超えるサンプル点が発生しておらず、AD変換器0112の検出値の誤差が抑制されている。

＜＜比較例のサンプリングの例＞＞
図24は、本実施形態の図19および図23の比較例として、測定期間TLの最後のサンプリング間隔であって、電圧しきい値V022を跨ぐサンプリング間隔に調整時間SLを挿入した例を示している。調整時間SLが他のサンプリング周期Sよりも長いため、電圧しきい値V022を大きく超えたサンプリングS247’の電圧が検出されており、本実施形態の図19および図23と比較して、AD変換器0112の検出誤差は大きい。

図25は、本実施形態の図20の比較例として、2回目の測定期間TLの最後のサンプリング間隔であって、電圧しきい値V022を跨ぐサンプリング間隔に調整時間SLを挿入した例を示している。調整時間SLが他のサンプリング周期Sよりも長いため、電圧しきい値V022を超えたサンプリングS2513’で電圧が検出されており、本実施形態の図22と比較して、AD変換器0122の検出誤差は大きい。

＜＜第5の実施形態＞＞
第5の実施形態として、第1〜第4の実施形態のいずれかのAD変換システムを用いた医用画像撮影装置について、図26を用いて説明する。図26は、一例としてX線CT装置について説明する。

図26に示すようにX線CT装置1は、スキャンガントリ部100と操作ユニット120を備える。

スキャンガントリ部100は、X線管装置101と、回転円盤102と、コリメータ103と、X線検出器106と、データ収集装置107と、寝台装置105と、ガントリ制御装置108と、寝台制御装置109と、X線制御装置110を備えている。

X線管装置101は寝台装置105上に載置された被検体にX線を照射する装置である。コリメータ103はX線管装置101から照射されるX線の放射範囲を制限する装置である。回転円盤102は、寝台装置105上に載置された被検体が入る開口部104を備えるとともに、X線管装置101とX線検出器106を搭載し、被検体の周囲を回転するものである。

X線検出器106は、X線管装置101と対向配置され被検体を透過したX線を検出することにより透過X線の空間的な分布を計測する装置であり、多数の検出素子(チャネル)を回転円盤102の回転方向に1次元に配列したもの、あるいは多数の検出素子を回転円盤102の回転方向と回転軸方向との2次元に配列したものである。

検出素子(チャネル)は、X線を光に変換する蛍光体素子と、蛍光体素子の発する光を電気信号に変換するフォトダイオード011a(図2参照)とを含む。

データ収集装置107は、X線検出器106で検出されたX線量をデジタルデータとして収集する装置である。データ収集装置107は、第1〜第4の実施形態のいずれかのAD変換システムが搭載され、フォトダイオード011aの出力をデジタル信号に変換する。

ガントリ制御装置108は回転円盤102の回転及び傾斜を制御する装置である。寝台制御装置109は、寝台装置105の上下前後左右動を制御する装置である。なお、上下前後左右の各方向は、図26中に示した方向であり、以降の説明ではそれぞれをY方向、Z方向、X方向とも呼ぶ。X線制御装置110はX線管装置101に入力される電力を制御する装置である。

操作ユニット120は、入力装置121と、画像処理装置122と、表示装置125と、記憶装置123と、システム制御装置124を備えている。入力装置121は、被検体氏名、検査日時、撮影条件(ビュー数等)等を入力するための装置であり、具体的にはキーボードやポインティングデバイス、タッチパネル等である。画像処理装置122は、データ収集装置107から送出される計測データを演算処理してCT画像の再構成を行う装置である。表示装置125は、画像処理装置122で作成されたCT画像等を表示する装置であり、具体的にはCRT(Cathode−Ray Tube)や液晶ディスプレイ等である。記憶装置123は、データ収集装置107で収集したデータ及び画像処理装置122で作成されたCT画像の画像データ等を記憶する装置であり、具体的にはHDD(Hard Disk Drive)等である。システム制御装置124は、これらの装置及びガントリ制御装置108と寝台制御装置109とX線制御装置110を制御する装置である。

入力装置121から入力された撮影条件、特にX線管電圧やX線管電流等に基づきX線制御装置110がX線管装置101に入力される電力を制御することにより、X線管装置101は撮影条件に応じたX線を被検体に照射する。X線検出器106は、X線管装置101から照射され被検体を透過したX線を多数のX線検出素子で検出し、透過X線の分布を計測する。回転円盤102はガントリ制御装置108により制御され、入力装置121から入力された撮影条件、特に回転速度等に基づいて回転する。寝台装置105は寝台制御装置109によって制御され、入力装置121から入力された撮影条件、特にらせんピッチ等に基づいて動作する。

X線管装置101からのX線照射とX線検出器106による透過X線分布の計測が回転円盤102の回転とともに繰り返されることにより、様々な角度からの投影データが取得される。投影データは、各角度を表すビュー(View)と、X線検出器106の検出素子番号であるチャネル(ch)番号及び列番号と対応付けられる。取得された様々な角度からの投影データは画像処理装置122に送信される。画像処理装置122は送信された様々な角度からの投影データを逆投影処理することによりCT画像を再構成する。再構成して得られたCT画像は表示装置125に表示される。

第1〜第4の実施形態のAD変換システムを、X線CT装置のデータ収集装置107に用いることにより、検出誤差を抑制したデジタル信号を取得することができるため、アーチファクトが少なく高解像度のCT画像を再構成することができる。

＜＜第6の実施形態＞＞
第6の実施形態として、第1〜第4の実施形態のいずれかのAD変換システムを用いた医用画像撮影装置の別の例としてMRI装置について、図27を用いて説明する。

図27はMRI装置の一構成例の概略図である。MRI装置13は、被検体1301の周囲に静磁場を発生させる静磁場磁石1302と、傾斜磁場を発生させる傾斜磁場コイル1303と被検体に高周波磁場パルス(「RFパルス」とも言う)を照射する照射コイル1304、被検体からのNMR信号を検出する受信コイル1305と被検体1301が横たわるベッド1306を備えている。

静磁場磁石1302は、被検体1301の周りのある広がりをもった空間に配置された、永久磁石・超伝導磁石・常伝導磁石のいずれかからなり、被検体1301の体軸と平行または垂直な方向に均一な静磁場を発生させる。

傾斜磁場コイル1303は、傾斜磁場電源1307からの信号に従って、X、Y、Zの3軸方向の傾斜磁場を、被検体1301に印加する。傾斜磁場の印加の仕方によって、被検体の撮像断面が設定される。

照射コイル1304は、RF送信部1308の信号に基づいてRFパルスを発生する。
このRFパルスにより、傾斜磁場コイル1303によって設定された被検体1301の撮像断面の生体組織を構成する原子の原子核が励起されてNMR(Nuclear Magnetic Resonance)現象が誘起される。

照射コイル1304から照射されたRFパルスにより誘起された被検体1301の生体組織を構成する原子の原子核のNMR現象によって発生したNMR信号であるエコー信号は、被検体1301に接近して配置された受信コイル1305により受信され、アナログの電気信号に変換される。信号検出部1309は、RFコイル1305の出力を検波した後、デジタル信号に変換する。

信号検出部1309には、第1〜第4の実施形態のいずれかのAD変換システムが用いられ、検波後のアナログ信号をデジタル信号に変換する。

信号検出部1309の出力するデジタル信号は、信号処理部1310で信号処理されて画像に変換される。変換された画像は表示部1311で表示される。

入力部1313には、撮像に必要な繰り返し時間(TR)やエコー時間(TE)などのパラメータが操作者によって入力され、これらのパラメータは表示部1311へ送られ表示される。同様にこれらのパラメータは制御部1312へ送られる。

制御部1312は、入力部1313から受け取ったパラメータに従って、スライスエンコード、位相エンコード、周波数エンコードの各傾斜磁場とRFパルスをある所定のパルスシーケンスで繰り返し発生するために、傾斜磁場電源1307、RF送信部1308、信号処理部1310を制御する。

第1〜第4の実施形態のAD変換システムを、MRI装置の信号検出部1309に用いることにより、検出誤差を抑制したデジタル信号を取得することができるため、アーチファクトが少なく高解像度のMRI画像を再構成することができる。

＜＜第7の実施形態＞＞
第7の実施形態として、第2または第3の実施形態において、調整時間SLを複数のサンプリング間隔に分配した例を図28に示す。図28では、調整時間SLをサンプリングS282とS283間、および、サンプリングS283とS284の間の2ヶ所のサンプリング間隔に分割して挿入している。このように調整時間SLを2つ以上に分割してそれぞれサンプリング間隔に挿入することで、調整時間SLにおけるサンプリング間隔の変動を抑制きるため、調整時間SLを挿入する自由度が向上する。そして、電圧しきい値を跨ぐサンプリング間隔の伸長を抑制できるため、AD変換器0112の検出値の誤差を抑制する効果がある。

011a〜011a-n フォトダイオード、012a〜012a-n フォトダイオードに特有の静電容量、013 スイッチ、014 増幅回路、015 帰還コンデンサ、016 スイッチ、017 スイッチ、018 基準電圧源、019 サンプルホールド回路、、0111 マルチプレクサ、0112 AD変換回路、0113 サンプリングタイミング調整回路、0114 サンプル再構成回路、0115 スイッチ

Claims (10)

1. アナログ回路から出力されたアナログ信号を、指定された測定期間内で、サンプル数Nでサンプリングする動作を、前記測定期間の経過のたびに繰り返すアナログ−デジタル変換器と、
   前記アナログ−デジタル変換器がサンプリングした信号値が、予め定めた上限電圧を超えたならば、前記アナログ信号の電圧を下限電圧まで降下させて前記アナログ−デジタル変換器に入力する動作を、サンプリングした信号値が前記上限電圧を超えるたびに繰り返すリセット回路と、
   前記アナログ−デジタル変換器に前記アナログ信号をサンプリングするタイミングを指示するタイミング回路とを有し、
   前記タイミング回路は、前記測定期間の開始時間から(N-1)回目のサンプリングまでを一定のサンプリング周期Sで指示し、(N-1)回目とN回目のサンプリングの時間間隔が前記サンプリング周期Sの予め定めた係数k倍になるタイミングでN回目のサンプリングを指示し、
   前記係数kは、前記サンプル数Nに応じて、予め求めておいた値であって、非整数であることを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
2. 請求項1に記載のアナログ−デジタル変換システムにおいて、前記kは、(M＋0.3)≦k≦(M＋0.5)(ただし、Mは負でない整数)であることを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
3. 請求項1に記載のアナログ−デジタル変換システムにおいて、前記タイミング回路が指示するタイミングは、(N-2)回目と(N-1)回目の間で、前記アナログ信号が前記上限電圧に到達するタイミングであることを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
4. 請求項1に記載のアナログ−デジタル変換システムにおいて、前記タイミング回路は、予め求めておいた、複数種類のサンプル数Nと、それに対応する係数kとの関係に基づいて、前記サンプル数Nに対応する前記係数kを取得して用いることを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
5. アナログ回路から出力されたアナログ信号を、指定された測定期間内で、サンプル数Nでサンプリングする動作を、前記測定期間の経過のたびに繰り返すアナログ−デジタル変換器と、
   前記アナログ−デジタル変換器がサンプリングした信号値が、予め定めた上限電圧を超えたならば、前記アナログ信号の電圧を下限電圧まで降下させて前記アナログ−デジタル変換器に入力する動作を、サンプリングした信号値が前記上限電圧を超えるたびに繰り返すリセット回路と、
   前記アナログ−デジタル変換器に前記アナログ信号をサンプリングするタイミングを指示するタイミング回路とを有し、
   前記タイミング回路は、前記測定期間の長さに応じて、前記タイミングを決定し、N回のサンプリング間隔のうち1つ以上を、他のサンプリング間隔よりも長く設定することを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
6. 請求項５に記載のアナログ−デジタル変換システムにおいて、前記タイミング回路が長く設定する前記サンプリング間隔は、N回目と(N-1)回目のサンプリングの間隔を除いたサンプリング間隔であることを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
7. 請求項５に記載のアナログ−デジタル変換システムにおいて、前記タイミング回路は、サンプリングごとに次のサンプリングで取得される信号値を予測し、予測した値が前記上限電圧を超えない場合に、前記サンプリング間隔を長く設定することを特徴とするアナログ−デジタル変換システム。
8. X線を発生するX線管と、被検体を通過した前記X線を検出する検出回路と、前記X線管および前記検出回路を前記被検体の周囲で回転させる回転円盤と、前記検出回路の出力するアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換システムとを有し、
   前記アナログ−デジタル変換システムは、請求項1又は5に記載のアナログ−デジタル変換システムであり、
   前記アナログ−デジタル変換システムの前記測定期間は、前記回転円盤の回転周期を所定角度範囲ごとに分割した複数のビューの撮影時間に対応していることを特徴とするX線CT装置。
9. 請求項８に記載のX線CT装置であって、前記タイミング回路は、撮影条件に基づいて、前記測定期間の変動を求め、変動する前記測定期間に基づいて、その測定期間のサンプリングのタイミングを決定することを特徴とするX線CT装置。
10. 請求項1又は5に記載のアナログ−デジタル変換システムを用いる医用画像撮影装置。

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