JP6594450B2 - 交直変換装置及びその制御方法 - Google Patents

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Description

本発明の実施形態は、交直変換装置及びその制御方法に関する。
交流電力を直流電力、または直流電力を交流電力に変換する交直変換装置がある。交直変換装置は、ブリッジ接続された複数のスイッチ部（サイリスタバルブ）を有し、各スイッチ部のオンタイミングを制御することによって、交流電力を直流電力に、または直流電力を交流電力に変換する。各スイッチ部には、例えば、サイリスタなどの他励式のスイッチング素子が用いられる。また、交直変換装置では、各スイッチ部の点弧のタイミングを制御することにより、直流電力の電圧値、電流値を制御することができる。
交直変換装置は、例えば、直流電圧の電圧値を所定の電圧指令値に応じた実質的に一定の電圧値にするＡＶＲ制御（Automatic Voltage Regulator：定電圧制御）により、各スイッチ部のオンタイミングを制御する。
交直変換装置は、例えば、交流電力を直流電力に変換して送電を行う直流送電システムに用いられる。交直変換装置は、直流送電システムにおいて、直流ケーブルなどの直流回路に接続され、接続される交流回路の交流電力を直流電力に変換し直流回路に供給する。または、接続される直流回路の直流電力を交流電力に変換し交流回路に供給する。
特開２０１４−６４４０５号公報
直流送電システムでは、直流回路の一端を開放した状態で、交直変換装置から直流回路に直流電圧を印加することにより、直流回路に含まれる寄生容量(キャパシタンス成分)を含む容量成分を充電し、直流電圧を所定の電圧指令値まで上昇させることで、直流回路の耐圧などを確認する、いわゆるオープンライン試験が行われている。しかしながら、オープンライン試験においてＡＶＲ制御にて直流電圧の電圧値を所定の電圧指令値まで上昇させる場合、直流回路および交直変換装置に流れる電流が大きくなり、交直変換装置のスイッチ部に負担をかけてしまう場合がある。また、充電電流が小さい場合でも、スイッチ部の点弧（オン）時に印加される電圧が過大となった場合には、スイッチング素子に並列に接続されるスナバ回路に過大な損失が発生する。
このため、交直変換装置では、過大な電流の発生などを抑制し、交直変換装置のスイッチ部やスナバ回路に過大な負担が発生することを避け、オープンライン試験を実施できるよう制御することが望まれる。
本発明の実施形態によれば、主回路部と、制御回路と、を備えた交直変換装置が提供される。前記主回路部は、他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する。前記制御回路は、前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルス（点弧パルス）を入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを制御することにより、前記直流回路に印加する電圧を制御する。前記制御回路は、通常運転の制御方式で運転する機能に加え、前記直流回路の送電線路などに含まれる寄生容量（キャパシタンス成分）を含む容量成分を充電し、前記直流回路の直流電圧を電圧指令値まで上昇させるオープンライン試験の際に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を相電圧相当の９０°と１８０°との間の範囲において徐々に減少させる運転を行う機能を備える。
本発明の実施形態によれば、過大な電流の発生などを抑制し、交直変換装置のスイッチ部やスナバ回路に過大な負担が発生することを避け、オープンライン試験を実施できるように制御することができる交直変換装置及びその制御方法が提供される。
第１の実施形態に係る交直変換装置を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係るスイッチ部を模式的に表すブロック図である。 制御回路の構成の一部を示すブロック図である。 図４（ａ）〜図４（ｃ）は、断続通電状態の一例を表すグラフ図である。 図５（ａ）〜図５（ｃ）は、断続通電状態の別の一例を表すグラフ図である。 第１の実施形態に係る交直変換装置の動作の一例を模式的に表すフローチャートである。 第２の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 図８（ａ）及び図８（ｂ）は、オープンライン試験時の運転領域を模式的に表す概念図である。 第３の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第４の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第５の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第６の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第７の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第７の実施形態に係る制御回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。 図１５（ａ）及び図１５（ｂ）は、第８の実施形態に係る交直変換装置の動作を模式的に表す図である。 第８の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第８の実施形態に係る交直変換装置の別実施形態の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第９の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１０の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１１の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１１の実施形態に係る交直変換装置の別の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１１の実施形態に係る交直変換装置の別の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１２の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 第１３の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。 通常時と直流回路短絡時の制御角αの挙動を模式的に表すグラフ図である。 第１４の実施形態に係る交直変換装置の動作の一例を模式的に表すフローチャートである。
以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る交直変換装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、交直変換装置１０は、主回路部１２と、制御回路１４と、を備える。主回路部１２は、交流電源２及び直流回路４に接続されている。交流電源２は、例えば、三相交流電源である。交流電源２は、三相交流電力を交直変換装置１０に供給する。
交直変換装置１０は、他励式の変換装置であり、交流電源２から供給された交流電力を直流電力に変換し、直流電力を直流回路４に供給する。主回路部１２は、交流電力から直流電力への変換を行う。制御回路１４は、主回路部１２による電力の変換を制御する。
直流回路４は、正側直流母線４ｐと、負側直流母線４ｎと、を有する。図１の例では、負側直流母線４ｎは接地されている。正側直流母線４ｐは、例えば、海底ケーブルなどの直流ケーブルである。負側直流母線４ｎは、ケーブル帰路でもよいし、大地帰路や海水帰路などでもよい。すなわち、負側直流母線４ｎは、必要に応じて設けられ、省略可能である。また、直流回路４は、直流線路容量４ｃを有する。直流線路容量４ｃは、例えば、正側直流母線４ｐと負側直流母線４ｎとの間に生じる浮遊容量である。
交直変換装置１０は、例えば、直流送電システムに用いられる。直流送電システムにおいては、直流回路４の一端に交直変換装置１０が接続され、直流回路４の他端に交直変換装置１０と同様の変換装置が接続される。直流送電システムでは、交直変換装置１０において交流電力から直流電力に変換し、反対側の変換装置において直流電力から交流電力に戻す。このように、直流送電システムでは、交流電力を直流電力に変換して送電を行い、直流電力を交流電力に再変換することにより、再変換後の交流電力を電力系統などに供給する。
主回路部１２は、変換器２１、２２と、変圧器２３、２４と、直流リアクトル２５と、を有する。変換器２１は、三相ブリッジ接続された６つのスイッチ部３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚを有する。同様に、変換器２２は、三相ブリッジ接続された６つのスイッチ部３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚを有する。各スイッチ部３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ、３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚは、例えば、サイリスタバルブである。
以下では、便宜的に、各スイッチ部３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚをまとめて称す場合に、「スイッチ部３１」と称す。同様に、各スイッチ部３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚをまとめて称す場合に、「スイッチ部３２」と称す。
変圧器２３、２４のそれぞれは、一次巻線２３ａ、２４ａと、二次巻線２３ｂ、２４ｂと、を有する。変圧器２３、２４の一次巻線２３ａ、２４ａは、交流電源２に接続されている。変圧器２３の二次巻線２３ｂは、変換器２１の交流接続点に接続されている。変圧器２４の二次巻線２４ｂは、変換器２２の交流接続点に接続されている。これにより、変圧器２３、２４で変圧された交流電力が、変換器２１、２２のそれぞれの交流接続点に供給される。
この例において、変圧器２３、２４は、三相変圧器である。変圧器２３の一次巻線２３ａは、Ｙ接続されている。変圧器２３の二次巻線２３ｂは、Δ接続されている。変圧器２４の一次巻線２４ａは、Ｙ接続されている。変圧器２４の二次巻線２４ｂは、Ｙ接続されている。従って、変換器変換器２２に供給される交流電圧の位相は、交流電源２の交流電圧と同相であるが、変換器２１に供給される交流電圧の位相は、交流電源２の交流電圧の位相に対して３０°ずれる。
変換器２１の正側の直流出力点は、直流リアクトル２５に接続され、直流リアクトル２５を介して直流回路４の正側直流母線４ｐに接続されている。変換器２２の正側の直流出力点は、変換器２１の負側の直流出力点に接続されている。すなわち、変換器２１、２２の直流出力点は、互いに直列に接続されている。変換器２２の負側の直流出力点は、直流回路４の負側直流母線４ｎに接続されている。
すなわち、この例において、主回路部１２は、いわゆる１２相の交直変換回路である。主回路部１２及び制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２のオンタイミングを制御することにより、交流電源２から供給された交流電力を直流電力に変換する。主回路部１２は、正側直流母線４ｐと負側直流母線４ｎとの間に直流電圧を印加する。
制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２のそれぞれに制御パルスを入力して、各スイッチ部３１、３２のオンタイミングを制御することにより、主回路部１２による交流電力から直流電力への変換を制御する。各スイッチ部３１、３２のオンタイミングは制御角とも呼ばれる。また、制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２のそれぞれに入力する制御パルス（点弧パルス）の制御角を制御することにより、直流回路４に印加される直流電圧の電圧値を制御する。
なお、主回路部１２は、１２相の交直変換回路に限ることなく、６相の交直変換回路でもよい。さらには、２４相、３６相、４８相などのより多相の交直変換回路でもよい。また、交流電源２の交流電力は、例えば、単相交流電力でもよい。この場合、主回路部１２は、単相ブリッジ回路でもよい。
主回路部１２は、電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４１ａ、４１ｂ、４１ｃと、電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃと、電流検出器４４と、電圧検出器４５と、をさらに有する。
電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃは、変圧器２３の二次側の各相の交流電流を検出し、交流電流の検出値を制御回路１４に入力する。電流検出器４１ａ、４１ｂ、４１ｃは、変圧器２４の二次側の各相の交流電流を検出し、交流電流の検出値を制御回路１４に入力する。
電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃは、交流電源２の各相の交流電圧を検出し、交流電圧の検出値を制御回路１４に入力する。
なお、各電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４１ａ、４１ｂ、４１ｃは、各変圧器２３、２４の一次側の交流電流を検出してもよい。例えば、各変圧器２３、２４の一次側の交流電流を検出する電流検出器と、二次側の交流電流を検出する電流検出器と、をそれぞれ設けてもよい。
電流検出器４４は、各変換器２１、２２から出力される直流電流を検出し、直流電流の検出値を制御回路１４に入力する。電圧検出器４５は、各変換器２１、２２から出力される直流電圧を検出する。換言すれば、電圧検出器４５は、直流線路容量４ｃの直流電圧を検出する。電圧検出器４５は、直流電圧の検出値を制御回路１４に入力する。
制御回路１４は、入力された交流電流、交流電圧、直流電流、及び直流電圧のそれぞれの検出値を基に、各スイッチ部３１、３２のオンタイミングを制御する。制御回路１４は、例えば、通常運転モードでは各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃ、によって検出された交流電源２の交流電圧の検出値から線間電圧の交流電圧のゼロクロス点を検出し、線間電圧のゼロクロス点を基準にした制御角αＬを制御する。なお、スイッチ部３１は変圧器２３により位相が３０°ずれるので、これを考慮し、制御回路１４はスイッチ部３１のオンタイミングを制御する。
図２は、第１の実施形態に係るスイッチ部を模式的に表すブロック図である。
図２に表したように、スイッチ部３１ｕは、複数のサイリスタＴＨ１〜ＴＨ７と、複数の抵抗ＲＳ１〜ＲＳ７と、複数のコンデンサＣ１〜Ｃ７と、複数の分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７と、リアクトルＡＬ１、ＡＬ２と、を有する。なお、他のスイッチ部３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ、３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚの構成は、スイッチ部３１ｕの構成と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。
各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７のそれぞれは、直列に接続されている。この例では、７つのサイリスタＴＨ１〜ＴＨ７が直列に接続されている。サイリスタの数は、７つ以下でもよいし、８つ以上でもよい。サイリスタは、１つでもよい。直列に接続するサイリスタの数は、印加される電圧値などに応じて適宜設定すればよい。
リアクトルＡＬ１は、直列に接続された各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７の一端に接続されている。リアクトルＡＬ２は、直列に接続された各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７の他端に接続されている。リアクトルＡＬ１及びＡＬ２の接続点は各直列接続されたＴＨ１〜ＴＨ７と直列に接続されていればよく、本図の位置に限るものではない。
抵抗ＲＳ１は、コンデンサＣ１と直列に接続されている。抵抗ＲＳ１及びコンデンサＣ１は、サイリスタＴＨ１と並列に接続されている。抵抗ＲＳ１及びコンデンサＣ１は、サイリスタＴＨ１に対して、いわゆるスナバ回路を形成する。
同様に、サイリスタＴＨ２には、抵抗ＲＳ２及びコンデンサＣ２を含むスナバ回路が並列に接続される。サイリスタＴＨ３には、抵抗ＲＳ３及びコンデンサＣ３を含むスナバ回路が並列に接続される。サイリスタＴＨ４には、抵抗ＲＳ４及びコンデンサＣ４を含むスナバ回路が並列に接続される。サイリスタＴＨ５には、抵抗ＲＳ５及びコンデンサＣ５を含むスナバ回路が並列に接続される。サイリスタＴＨ６には、抵抗ＲＳ６及びコンデンサＣ６を含むスナバ回路が並列に接続される。サイリスタＴＨ７には、抵抗ＲＳ７及びコンデンサＣ７を含むスナバ回路が並列に接続される。
各分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７は、各スナバ回路に並列に接続されている。各分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７は、例えば、各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７の直流電圧分担を均等化する役割や図示されていない順方向電圧や逆方向電圧の検出回路の電圧分担要素などに用いられる。
各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７は、ゲート用ライトガイドＧ１〜Ｇ７（光ファイバ）を有する。ゲート用ライトガイドＧ１〜Ｇ７は、サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７のゲートに光信号を入力する。サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７は、光信号の入力に応じて点弧（ターンオン）する。すなわち、各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７は、いわゆる光サイリスタである。
各ゲート用ライトガイドＧ１〜Ｇ７は、制御回路１４に接続されている。制御回路１４は、各ゲート用ライトガイドＧ１〜Ｇ７を介して各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７のゲートにパルス状の光信号を制御パルスとして入力することにより、各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７を点弧（オン）させる。制御回路１４は、各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７に実質的に同時にパルス状の光信号を入力する。各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７は、実質的に同時に点弧する。これにより、スイッチ部３１ｕが、オン状態（導通状態）になる。
このように、制御回路１４は、光信号の入力により、スイッチ部３１ｕのオンタイミングを制御する。制御回路１４は、各スイッチ部３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ、３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚ毎に光信号を生成し、それぞれのオンタイミングを制御することにより、主回路部１２による交流電力から直流電力への変換を制御する。
この例では、各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７に光サイリスタを用いている。各サイリスタＴＨ１〜ＴＨ７は、光サイリスタに限ることなく、ゲートに電気信号を入力することによって点弧するサイリスタでもよい。また、各スイッチ部３１、３２に用いられるスイッチング素子は、サイリスタに限ることなく、他の他励式のスイッチング素子でもよい。
制御回路１４は、直流送電システムの通常運転において主回路部１２の動作を制御する通常運転モードと、直流回路４の他端側を開放した状態で直流回路４に直流電圧を印加するオープンライン試験において主回路部１２の動作を制御するオープンライン試験モードと、を有する。直流送電システムでは、例えば、システム構築後の初期動作前やメンテナンス時などにオープンライン試験を行う。
オープンライン試験では、試験用の電源などを別途用いることなく、直流送電システムに用いられる交直変換装置１０によって、直流回路４の耐圧などが確認される。また、オープンライン試験では、例えば、直流回路４を段階的に交直変換装置１０に接続する場合もある。例えば、交直変換装置１０に接続するケーブルの長さを徐々に長くしていくことにより、直流回路４の耐圧を段階的に確認する。この場合、接続するケーブルの長さなどに応じて、直流線路容量４ｃの容量値が変化する。換言すれば、直流回路４の充放電時定数が変化する。
図３は、図１に示す制御回路１４の一部を示すブロック図である。
通常運転モード制御角制御回路２４１は通常運転時の制御角αＬを制御パルス発生回路２４３に出力する回路である。
オープンライン試験モード制御角制御回路２４２はオープンライン時の制御角αを制御パルス発生回路２４３に出力する回路である。
制御パルス発生回路２４３はオープンライン試験モード選択信号がＬｏｗのとき通常運転モード制御角制御回路２４１の出力である制御角αＬに基づきＡＮＤ回路２４８ａ〜２４８ｌ及び図示されない光電変換回路等を経由して各スイッチ部３１および３２に制御パルスを出力する回路である。また、同様に制御パルス発生回路２４３はオープンライン試験モード選択信号がＨｉｇｈのときオープンライン試験モード制御角制御回路２４２の出力である制御角αに基づきＡＮＤ回路２４８ａ〜２４８ｌ及び図示されない光電変換回路等を経由して各スイッチ部３１および３２に制御パルスを出力する回路である。またオープンライン試験モード選択信号は図示されない上位からの制御装置によって制御されても良く、またオペレータによって制御回路１４により直接設定することでもよい。通常運転モード制御角制御回路２４１およびオープンライン試験モード制御角制御回路２４２は図示されないが電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６、電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、電流検出器４４および電圧検出器４５の信号が入力される。また、制御パルス発生回路２４３は図示されないが電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６の出力が入力される。
起動停止シーケンス回路２４４は図示されない上位からの信号あるいはオペレータによって制御回路１４により直接操作により起動停止シーケンスを操作される。また、起動停止シーケンス回路２４４は図示されないが、上位からの主回路条件信号（遮断器の状態や補機回路の状態や主回路の交流電圧および直流電圧、主回路の交流電流および直流電流の状態等）が入力される。
起動停止シーケンス回路２４４は適切なタイミングで、出力である、起動停止ＧＢ信号（起動停止ＧＡＴＥ―ＢＬＯＣＫ信号）が運転時はＬｏｗに停止時はＨｉｇｈとなる。また、その出力はＯＲ回路２４６に入力される。ＯＲ回路２４６のもう一方の入力は保護回路２４５の出力である保護ＧＢ信号が入力される。保護ＧＢ信号は通常時はＬＯＷである。
保護回路２４５は図示されないが、上位からの主回路条件信号（遮断器の状態や補機回路の状態や主回路の交流電圧および直流電圧、主回路の交流電流および直流電流の状態等）あるいは通常運転モード制御角制御回路２４１の出力である通常運転時の制御角αＬやオープンライン試験モード制御角制御回路２４２の出力である制御角αが入力される。またオープンライン試験モード選択信号により保護回路２４５の動作は後述のようにオープン回路試験モードの場合、特別な保護検出を行う。
保護回路２４５の保護検出が動作すると必要により保護依頼信号を通常運転モード制御角制御回路２４１およびオープンライン試験モード制御角制御回路２４２に出力し、通常運転モード制御角制御回路２４１およびオープンライン試験モード制御角制御回路２４２はその出力である制御角αＬ及び制御角αを適切な値になるように制御する。
また、保護回路２４５の保護検出が動作すると異常の種別に応じたタイミングでＯＲ回路２４６への出力信号をＨｉｇｈにする。ＯＲ回路の出力はＮＯＴゲート２４７に接続される。
ＮＯＴゲート２４７の出力は通常運転モード制御角制御回路２４１、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２、及び、ＡＮＤ回路２４８ａ〜２４８ｌに入力される。
通常運転モード制御角制御回路２４１、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２はＮＯＴゲート２４７の出力信号により回路内部の積分回路等を適切な初期状態にセットする。 またＡＮＤ回路２４８ａ〜２４８ｌはＮＯＴゲート２４７の出力信号がＬｏｗの場合、制御パルスを各スイッチ部３１および３２に制御パルスを出力しなくなる。
通常運転モード制御角制御回路２４１は、通常運転モードの場合、直流回路４の正側直流母線４ｐと負側直流母線４ｎとの間の電圧を電圧指令値に応じた実質的に一定の電圧に制御するＡＶＲ制御（Automatic Voltage Regulation：定電圧制御）や、直流電流の電流値を所定の電流指令値に応じた実質的に一定の電流値にするＡＣＲ制御（Automatic Current Regulator：定電流制御）により、各スイッチ部の点弧（オン）タイミングを制御する。
一方、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、オープンライン試験モードの場合、各スイッチ部３１、３２のそれぞれに入力する制御パルスの制御角は相電圧を基準とし、その制御角αを９０°と１８０°との間の範囲において適切な変化率で減少させることで、直流回路に印加する直流電圧を適切な変化率で上昇させるよう制御を行う。
すなわち、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、直流回路４の直流線路容量４ｃを電圧指令値まで充電する際に、運転開始時点から制御角αを減少させる制御を行う。制御回路１４は、オープンライン試験において各スイッチ部３１、３２に印加される交流電圧は、基本的に各変換器２１，２２に入力される交流電圧の相電圧相当となる。従って、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２の制御する制御角αは、相電圧の位相に対しての制御位相である。直流回路４の直流電圧の上昇に対して、制御角αを相電圧を基準として９０°に向けて減らす値が大きすぎる場合は、スイッチ部がオンするときのスイッチ部両端に印加される電圧が大きくなり、スイッチ部のスナバ回路にて大きな損失が発生する。一方、直流回路４の直流電圧の上昇に対して、制御角αを相電圧を基準とし９０°に向けて減らす値が小さすぎる場合は、スイッチ部がオンするときのスイッチ部両端に印加される電圧が小さくなり、スイッチ部が正常にオンできなくなる可能性がある。以上から、スイッチ部がオンするときのスイッチ部両端に印加される電圧が適切な範囲内となるよう、制御角αを適切な減少速度で変化させる必要がある。直流電圧の上昇速度は、直流線路容量４ｃの大きさによって異なるため、同じ交直変換システムであっても接続される直流線路の長さによって、適切な制御角αの減少速度が異なる。適切な制御角αの減少速度は、デジタルシミュレーションなどにより求めることができる。例えば、デジタルシミュレーションの結果から、スイッチ部がオンするときのスイッチ部両端に印加される電圧を確認することで、設定した制御角αの減少速度が適切かどうかを判定することができる。例えば、あるシミュレーション例では１２相パルス変換器を有する交直変換システムにおいて、変圧器２次側電圧が２０５ｋＶｒｍｓ、接続される直流線路の容量が１６０ｕＦのとき、制御角αを相電圧を基準とし１８０°を初期値として運転開始した場合、制御角αを１．０（ｄｅｇ／ｓｅｃ）の速度で相電圧を基準とし１８０°から減少させるようデジタルシミュレーションすると、スイッチ部がオンするときのスイッチ部両端に印加される電圧が適切な範囲内である７０ｋＶ程度となることが確認できるため、この条件において１．０（ｄｅｇ／ｓｅｃ）は制御角αの適切な減少速度であると判断できる。
オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、例えば、制御角αを一定量減少させる。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、例えば、制御角αを単調減少させる。制御角αの減少の幅は、変化させてもよい。例えば、直流線路容量４ｃの充電電圧が低く、大きな電流が流れる条件においては、制御角αの減少幅を小さくし、直流線路容量４ｃの充電電圧が高くなるに従って、制御角αの減少幅を大きくしてもよい。
また、制御角αは、必ずしも連続的に減少させなくてもよい。例えば、制御角αが変化しない期間があってもよい。さらには、一時的に制御角αが増加する区間があってもよい。例えば、制御角αを相電圧を基準とし１８０°から連続的に減少させ、途中で所定の期間だけ制御角αを増加させた後、再び減少させてもよい。制御角αは、オープンライン試験の直流回路４の直流線路容量４ｃを電圧指令値まで充電する期間において、相電圧を基準とし１８０°から９０°に向けて減少する傾向にあればよい。
オープンライン試験において、交直変換装置１０の負荷は、直流回路４の直流線路容量４ｃである。主回路部１２の各スイッチ部３１、３２のいずれかに制御パルスが与えられた時に、各スイッチ部３１、３２のうちの制御パルスを与えられた一つのスイッチ部（たとえは３１ｕのみ）がオンすることで、直流回路４にはオン状態のスイッチ部を経由して交流回路２から電流が流れ、直流線路容量４ｃが充電される。オン状態のスイッチ部は、交流回路２によって印加される交流電圧の位相が進み、逆方向電圧が印加されるまで導通状態となり、スイッチ部３１、３２のいずれかが導通状態の期間、直流回路４に電流が流れる。各スイッチ部３１、３２の導通状態の期間は、直流回路４の直流電圧の大きさと制御角αの関係によって決まり、制御角αを相電圧を基準とし９０°と１８０°との間の範囲において適切な変化率で減少させることで、直流回路４に流れる電流はパルス状となる。このように、交直変換装置１０は、パルス電流の列を発生する。この運転状態を断続通電状態と呼ぶ。
通常運転時は、スイッチ部３１、３２のうち、常に複数の相が導通状態となっている。例えば、スイッチ部３１ｕがオンし導通状態となるとき、スイッチ部３１ｙも導通状態となっている。一方、断続通電モードでは、スイッチ部３１、３２のうち、直流回路４にパルス状電流が流れている期間のみスイッチ部３１、３２のうちのいずれか１つの相が導通状態となっており、それ以外の期間ではスイッチ部３１、３２の全てが非導通状態となっている。そのため、例えば、スイッチ部３１ｕがオンし導通状態となったときも、スイッチ部３１、３２のうち３１ｕ以外の全ての相は非導通状態である。
直流線路容量４ｃの電圧は、パルス電流の休止期間中に放電抵抗を介して放電される。放電抵抗とは、例えば、直流回路４の等価漏れ抵抗や各スイッチ部の等価漏れ抵抗や分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７などである。
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、６パルス変換器の場合の断続通電状態の一例を表すグラフ図である。６パルス変換器とは図１において主回路部１２が一つの三相ブリッジ接続された回路で構成された場合に相当する。
図４（ａ）〜図４（ｃ）の横軸は、時間（秒）である。
図４（ａ）の縦軸は、直流回路４に印加される直流電圧（Ｖ）である。
図４（ｂ）の縦軸は、直流回路４に流れる直流電流（Ａ）である。
図４（ｃ）の縦軸は、スイッチ部３１ｕに印加される交流電圧（Ｖ）である。
なお、以下では、説明の簡単のため、変換器２１のみを有する６パルス変換器の場合を例に説明を行う。
図４（ｃ）に表したように、各スイッチ部３１の電圧は、直流電圧Ｖｄｃと相電圧とが重畳した波形となる。各スイッチ部３１の電圧は、制御パルスを入力したタイミングで短時間実質的にゼロになる。この期間だけ各スイッチ部３１は、通電する。この期間は、通常運転モードにて相間の転流動作が行われる１２０°通電の通電期間よりも短い。通常運転モードではスイッチ部３１ｕに点弧パルスを与えるタイミングではスイッチ部３１ｙが導通状態であり、変圧器２３からスイッチ部３１ｕを流れる電流はスイッチ部３１ｙを構成するＴＨ１からＴＨ７を通過して変圧器２３に戻る形になる。
しかし、オープンライン試験モードではスイッチ部３１ｕに点弧パルスを与えるタイミングではスイッチ部３１ｙは非導通状態である。また、オープンライン試験モードではスイッチ部３１ｕに点弧パルスを与えるタイミングではスイッチ部３１ｘ及びスイッチ部３１ｚも非導通状態である。したがって、変圧器２３からスイッチ部３１ｕを流れる電流はスイッチ部３１ｙのスナバ回路およびスイッチ部３１ｚのスナバ回路を充電する経路で変圧器２３に戻る形になる。
図４（ｂ）に表したように、直流電流波形は、各スイッチ部３１が短時間通電した時に発生するパルス電流の列で構成される。変換器２１は、６アーム有するので、交流電圧１サイクルの間に、６回パルス電流が流れる。直流回路４の直流線路容量４ｃは、このパルス電流で充電される。直流線路容量４ｃは、パルス電流が流れている期間において、変換器２１のいずれかの相に接続されるので、その相電圧の値に充電される。直流線路容量４ｃには、例えば、スナバ回路のコンデンサＣ１〜Ｃ７も含まれる。従って、直流回路４が無く、主回路部１２だけの場合でも、直流電圧は発生できる。
図４（ａ）に表したように、直流回路４の直流線路容量４ｃにパルス電流が流れるごとに直流線路容量４ｃは充電され、直流電圧Ｖｄｃは上昇する。
直流線路容量４ｃの充電電圧は、スイッチ部３１が通電した時の相電圧の値Ｖｐｈから計算できる。スイッチ部３１の制御角αは、相電圧を基準としており、通常運転モードにおける線間電圧を基準とした制御角αＬに対して、α＝αＬ＋３０°の関係となる。スイッチ部３１がパルス電流を通電するときの相電圧の位相がαで表されるため、そのときの相電圧は次の（１）式で計算することができる。ここでＶＬは変圧器２３、２４の二次側の線間電圧実効値である。ここでαは相電圧を基準として９０°から１８０°の範囲である。
Figure 0006594450
さらに、１つの交流相には、例えば、スイッチ部３１ｕ、３１ｘのように、２つのスイッチ部３１が接続されるため、変換器２１が直流回路４に出力する電圧Ｖｄ０は、次の（２）式に表すように、（１）式の２倍となる。
Figure 0006594450
従って、制御角αを調整することにより、変換器２１が直流回路４に出力する電圧Ｖｄ０を、直流回路４の直流電圧Ｖｄｃより大きな値とすることで、直流線路容量４ｃを充電することができる。
制御角αが相電圧を基準として１８０°以上のとき、制御パルスを受信したスイッチ部には順電圧が印加されておらず、各スイッチ部がオンできないため、変換器２１が直流回路４に出力する電圧は０Ｖとなる。そして、オープンライン試験で変換器２１が直流回路４に出力できる電圧の最大値Ｖｍａｘは、α＝９０°での運転である。最大値Ｖｍａｘの値は、次の（３）式で表すことができる。
Figure 0006594450
パルス電流が流れていない期間、スイッチ部の等価漏れ抵抗や分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７を含む放電抵抗と直流線路容量４ｃによって決まる直流回路４の放電時定数τにて、直流電圧Ｖｄｃは低下していく。このため、直流電圧Ｖｄｃの最大値は、式（３）の変換器２１が直流回路４に出力できる電圧の最大値Ｖｍａｘよりも、若干小さくなる。
図５（ａ）〜図５（ｃ）は、断続通電状態の別の一例を表すグラフ図である。
図５（ａ）〜図５（ｃ）は、１２パルス変換器での断続通電状態の一例を表す。図５（ａ）〜図５（ｃ）の横軸及び縦軸は、図４（ａ）〜図４（ｃ）の横軸及び縦軸と実質的に同じである。
以上では、説明の簡単化のため、６パルス変換器で説明したが、１２パルス変換器でも同様に、オープンライン試験での運転が可能である。図５（ａ）〜図５（ｃ）に表したように、１２パルス変換器では、６パルス変換器とは異なり、１サイクルの間に、１２回パルス状の直流電流が流れる。
なお、６パルス変換器で、式（２）と式（３）で表されていたＶｄｏとＶｍａｘは、１２パルス変換器の場合、それぞれ式（４）、式（５）にて表される。
Figure 0006594450
Figure 0006594450
ここでαは相電圧を基準として９０°から１８０°の範囲である。
例えば、オープンライン試験においてＡＶＲ制御を行った場合には、直流線路容量４ｃの充電電圧が低い状態で、変換器２１、２２が直流回路４に高い電圧を印加し、主回路部１２及び直流回路４に過大な電流が流れてしまう可能性がある。こうした過大な電流は、例えば、主回路部１２や直流回路４の故障などを招いてしまう。また、直流線路容量４ｃの充電電圧が低い状態で、変換器２１、２２が直流回路４に高い電圧を印加した場合は、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のアノード−カソード間電圧が高くなり、スナバ回路において大きな損失が発生してしまう場合がある。
これに対して、本実施形態に係る交直変換装置１０では、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２が、オープンライン試験を行うためのオープンライン試験モードにおいて、各スイッチ部３１、３２に入力する制御パルスの相電圧に対する制御角αを１８０°から９０°に向けて減少させるとともに、１つのタイミングでは各スイッチ部３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚおよび各スイッチ部３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｘ、３２ｙ、３２ｚのうちのいずれか１つのみに制御パルス（ゲートパルス）を与え、変換器２１および変換器２２を断続通電状態とする。すなわち、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、直流電圧を最小値から最大値に向けて徐々に高くする。これにより、オープンライン試験において、過大な電流の発生を抑制することができる。さらには、スナバ回路における損失の増大なども抑制することができる。例えば、スナバ回路の容量を抑制することができる。
試験開始時の制御角αは、相電圧を基準として１８０°に限ることなく、過大な電流の発生を抑制できる任意の値でよい。試験終了時の制御角αは、相電圧を基準として９０°に限ることなく、必要な直流電圧値に応じた任意の値でよい。制御角αは、相電圧を基準として１８０°付近から９０°に向けて減少すればよい。制御角αは、例えば、相電圧を基準として１７０°程度から９０°に向けて減少すればよい。制御角αの変動の範囲は、相電圧を基準として９０°と１８０°との間の任意の範囲でよい。
図６は、第１の実施形態に係る交直変換装置の動作の一例を模式的に表すフローチャートである。
図６に表したように、交直変換装置１０でオープンライン試験を行う場合には、まず、交直変換装置１０を交流電源２及び直流回路４に接続することにより、図１に表したように試験回路を構成する（図６のステップＳ０１）。
試験回路を構成した後、制御回路１４をオープンライン試験モードに設定する。さらにオープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、オープンライン試験モードにおいて、各スイッチ部３１、３２に入力する制御パルスのオープンライン試験における運転開始時の相電圧に対する制御角αを１８０°に設定する（図６のステップＳ０２）。なお、試験開始時の制御角αは、相電圧を基準として１８０°に限ることなく、上述のように、過大な電流の発生しない任意の値でよい。また、制御回路１４をオープンライン試験モードに設定することにより運転開始時の制御角（初期値）が自動的に設定される様にしても良い。
オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、制御角αを１８０°に設定した後、設定した制御角αに基づいて各スイッチ部３１、３２を動作（Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ）させる（図６のステップＳ０３）。すなわち、制御回路１４は、制御角αを設定した後、各変換器２１、２２による直流回路４への電圧印加を開始する。
オープンライン試験では、直流回路４の耐圧性能を確認するため、直流回路４への電圧印加は所定の時間以上継続される（図６のステップＳ０４）。例えば、所定の時間が３０分の場合、直流回路４には３０分間継続して、各変換器２１、２２から直流回路４に電圧が印加される。所定の時間が経過すると、各スイッチ部３１、３２は動作を停止（Ｇａｔｅ−Ｂｌｏｃｋ）し、オープンライン試験を終了する（図６のステップＳ０９）。
制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２の動作を開始した後、各電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃ、電流検出器４４、及び電圧検出器４５のそれぞれの検出値を基に、交流電流、交流電圧、直流電流、及び直流電圧のそれぞれが正常か否かを判定する（図６のステップＳ０５）。
制御回路１４は、例えば、各検出値のそれぞれが適正な範囲に入っている場合に、正常であると判定し、各検出値のいずれかが適正な範囲から外れた場合に、異常であると判定する。例えば、制御回路１４は、直流電流の検出値が適正な範囲よりも大きい場合に、直流回路４に絶縁不良が生じていると判定する。
制御回路１４は、異常であると判定した場合、各スイッチ部３１、３２の動作を停止させる。すなわち、制御回路１４は、直流電圧の出力を停止させ、オープンライン試験を中止する。
一方、制御回路１４は、正常であると判定した場合、電圧検出器４５の検出値を基に、直流電圧が電圧指令値に達したか否かを判定する（図６のステップＳ０６）。
制御回路１４は、直流電圧が電圧指令値に達していないと判定した場合、制御角αを所定量減少させる（図６のステップＳ０７）。制御回路１４は、制御角αを減少させた後、ステップＳ０４に戻り、減少させた後の制御角αに基づいて各スイッチ部３１、３２を動作させる。換言すれば、制御回路１４は、直流回路４に印加される直流電圧を所定量高くする。以下、制御回路１４は、直流電圧が電圧指令値に達するまで、ステップＳ０４〜ステップＳ０７の処理を繰り返す。
制御回路１４は、ステップＳ０６において、直流電圧が電圧指令値に達したと判定した場合、例えば、電圧指令値に達した値で制御角αを保持する（図６のステップＳ０８）。直流電圧が電圧指令値に達して以降は、保持された制御角αにて、各スイッチ部３１、３２を所定時間動作させる。制御回路１４は、この状態が所定時間継続された場合、直流回路４の耐圧などが正常であると判断し、各スイッチ部３１、３２の動作を停止させてオープンライン試験を終了する。
このように、制御角αを１８０°付近に設定し、徐々に９０°に近づけていくことにより、直流電圧を十分に小さい状態から徐々に電圧指令値に近づけていく。これにより、過大な電流の発生やスナバ損失の増大を抑制することができる。
（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。
図７では、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２のうちのオープンライン試験モードにおける制御角αを決定する部分のブロック図の一例を模式的に表している。なお、上記第１の実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明は省略する。
図７に表したように、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、積分器６０と、減算器６１と、トラックアンドホールド回路６２と、レベル検出回路６３と、を有する。積分器６０には、制御角αの減少速度（減少量）を表すαレート（deg/sec）が入力される。積分器６０は、例えば、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２内の演算器のサンプリング周期毎にレートを積分する。換言すれば、積分器６０の出力は、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２内の演算器のサンプリング周期毎に増加していく。例えば、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２内の演算器のサンプリング周期が１ｍｓである場合、積分器６０は１ｍｓ毎にレートを積分する。積分器６０は、レートの積分結果を減算器６１に入力する。ここで積分器６０の出力がＤｅ−Ｂｌｏｃｋ以前はゼロでＤｅ−Ｂｌｏｃｋ以前はゼロで、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以降に徐々に増加するようにするため、積分器６０は図示されていないリセット信号により、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以前はリセット信号が入力され、積分器６０がリセット状態にあり、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以降はリセット信号がなくなり積分器６０が積分を開始するように構成する。
減算器６１には、レートの積分結果が入力されるとともに、制御角αの初期値が入力される。制御角αはオープンライン試験モードにおける動作開始時の制御角である。
制御角αの初期値は、上述のように、相電圧を基準として１８０°付近に設定される。減算器６１は、制御角αの初期値からレートの積分結果を減算する。これにより、制御パルスの入力タイミング毎に、制御角αを１８０°付近から９０°に近づけることができる。減算器６１は、減算結果をトラックアンドホールド回路６２に入力する。
レベル検出回路６３には、電圧検出器４５によって検出された直流回路４の直流電圧の検出値Ｖｄｃと、直流電圧の電圧指令値Ｖｄｐと、が入力される。レベル検出回路６３は、直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上であるか否かを検出する。レベル検出回路６３は、検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上である場合に、ホールド信号をトラックアンドホールド回路６２に入力する。
トラックアンドホールド回路６２は、ホールド信号が入力されていない場合、減算器６１の減算結果を制御角αとして出力する。トラックアンドホールド回路６２は、ホールド信号が入力された場合、その時点の制御角αを保持し、保持した制御角αを出力し続ける。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は制御パルス制御回路２４３等によりトラックアンドホールド回路６２の出力である制御角αと各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃの出力に基づき制御パルスを各スイッチ部３１、３１に出力する。これにより、直流電圧を電圧指令値Ｖｄｐに応じた値に設定することができる。
上記第１の実施形態の制御方法では、制御角αの減少速度によっては、点弧（オン）時に各スイッチ部３１、３２に印加される電圧（サイリスタバルブのアノード−カソード間電圧）が高くなり、スナバ回路に発生する損失が過大となる可能性がある。なお、以下では、アノード−カソード間電圧を便宜的に「Ａ−Ｋ間電圧」と称す。
図８（ａ）及び図８（ｂ）は、オープンライン試験時の運転領域を模式的に表す概念図である。
図８（ａ）及び図８（ｂ）に表したように、点弧（オン）時に各スイッチ部３１、３２に印加される電圧は、直流電圧の充電速度（上昇速度）に対して、制御角αが相対的に進み過ぎた場合に高くなる。
制御角αが直流電圧に対して（９０°の方向に）進み過ぎている場合、以下のような問題が発生する可能性がある。
（１）スイッチ部の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が過大になり、スナバ損失が許容範囲を超過する。
（２）運転状態が断続通電状態（直流回路に連続して電流が流れない状態）から連続通電状態に切り替わり、充電電流が過大になる（スナバ損失も過大となる）。
また、制御角αが直流電圧に対して遅れ過ぎている場合、以下のような事象が発生する可能性がある。
（１）スイッチ部の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が過小となり、スイッチ部のスイッチング素子の電圧分担のバラツキにより、点弧（オン）できないスイッチング素子が生じる。場合によっては、スイッチング素子にスイッチング素子の点弧に必要な順方向電圧（Forward Voltage）がかからず、全てのスイッチング素子が点弧（オン）できないケースも考えられる。また、いずれかのスイッチング素子が点弧（オン）できないことにより、故障が検出され、運転を継続できなくなってしまう場合もある。
従って、制御角αは、直流電圧の充電速度に合わせて適切な値に制御し、サイリスタ点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が過大とならないように制御する必要があるとともに、過小にもならないように制御することが好ましい。
本実施形態に係るオープンライン試験モード制御角制御回路２４２では、直流電圧の上昇速度に合わせたレートで制御角αを進める。例えば、直流線路容量４ｃの容量や直流リアクトル２５のインダクタンス成分などから直流電圧の上昇速度を推定し、制御角αを進める速度が直流電圧の上昇速度を上回らないように、充電時の制御角αのレートを決定する。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、例えば、変換器２１、２２が直流回路４に印加する電圧の上昇速度（上昇率）が、直流線路容量４ｃの直流電圧の上昇速度（上昇率）よりも遅くなるように、制御角αを減少させる。
制御角αのレートの設定値は、例えば、事前にデジタルシミュレーションを行い、直流電圧の上昇速度を確認することによって求めることができる。制御角αのレートは、例えば、直流回路４の直流電圧Ｖｄｃに対して、変換器２１、２２が直流回路に印加する電圧Ｖｄｏが常に５０ｋＶ以下となることが、事前のデジタルシミュレーション結果にて確認された値に設定する。これにより、直流電圧の上昇に合わせて制御角αを徐々に進めることができる。図８（ａ）及び図８（ｂ）に示す「適切な運転領域」で充電を行うことができる。直流電圧充電期間中のスナバ損失の増大を抑制することができる。
例えば、値の異なる複数のレートを用意しておき、直流回路４などの試験回路構成に応じて、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示す「適切な運転領域」内で変換器が運転されるようレートを選択できるようにしてもよい。例えば、直流電圧の上昇時定数の遅い回路構成に合わせた１つのレートで、複数の試験回路構成に対応してもよい。
（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図９は第２の実施形態における図７に相当する図である。
図９に表したように、この例において、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、積分器７０と、乗算器７２と、切替器７３と、減算器７４と、レベル検出回路７５と、を有する。
乗算器７２には、放電時の制御角αのレートが入力される。乗算器７２は、入力されたレートに係数「−１」を乗算し、乗算結果を切替器７３に入力する。
切替器７３の入力は、充電時の制御角αのレートと、乗算器７２の出力に接続されるとともに、切替機７３の出力は積分器７０に接続される。切替器７３は、充電時の制御角αのレートおよび乗算器７２の出力のいずれか一方を積分器７０に入力する。
積分器７０は、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２内の演算器のサンプリング周期毎にレートを積分し、積分結果を減算器７４に入力する。放電時の制御角αのレートは、充電時の制御角αのレートと同じでもよいし、異なってもよい。積分器７０は、レートの積分結果を減算器７４に入力する。尚、積分器７０は図示されていないリセット信号により、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以前はリセット信号が入力され、積分器７０がリセット状態にあり、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以降はリセット信号がなくなり積分器７０が積分を開始するように構成する。
レベル検出回路７５は、電圧検出器４５によって検出された直流回路４の直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上であるか否かを検出し、検出結果を切替器７３に入力する。切替器７３は、直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ未満であると検出されている場合、充電時の制御角αのレートの積分結果を積分器７０に入力する。そして、切替器７３は、直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上であると検出されている場合、乗算器７２の出力を積分器７０に入力する。
減算器７４は、制御角αの初期値から積分器７０の出力を減算する。これにより、充電時のレートの積分結果が入力されている場合には、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２内の演算器のサンプリング周期毎に、制御角αが１８０°付近から９０°に近づく。一方、放電時のレートの積分結果が入力されている場合には、制御パルスの入力タイミング毎に、制御角αがレートに応じて増大する。すなわち、放電時のレートの積分結果が入力されている場合には、変換器２１、２２が直流回路４に印加する直流電圧が減少する。
上記第２の実施形態の制御方法では、系統電圧の変動などにより、直流電圧が電圧指令値Ｖｄｐよりも高い状態で制御角αが保持される可能性がある。そこで、本実施形態では、直流電圧が電圧指令値Ｖｄｐよりも高くなった場合に、制御角αを事前に決定したレートで遅らせる。これにより、直流電圧をより適切に電圧指令値Ｖｄｐに合わせることができる。
制御角αを遅らせた場合、直流電圧は、直流回路４の放電時定数に応じて下がる。このため、放電時定数と比較して速く制御角αを遅らせた場合には、直流電圧が電圧指令値Ｖｄｐを中心に上下に振動する可能性がある。従って、放電時の制御角αのレートは、直流電圧の低下する度合いが、直流回路４の放電時定数に対して十分に遅くなるように設定する。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、直流電圧が電圧指令値Ｖｄｐよりも高くなった場合に、直流回路４の放電時定数よりも遅いレートで制御角αを増加させる。
放電時の制御角αのレートの理論値は、例えば、直流回路４の等価漏れ抵抗およびスイッチ部の等価漏れ抵抗や分圧抵抗ＲＤ１〜ＲＤ７を含む放電抵抗Ｒと直流線路容量４ｃによって決まる、直流回路４の放電時定数τによって求めることができる。変換器２１、２２が直流回路４に印加する電圧が放電時定数よりも低速で減少するようにするため、放電時の制御角αのレートは、例えば、直流回路４の放電時定数τが１０ｓの場合、１ｄｅｇ／ｓｅｃ程度に設定する。これにより、放電時において、直流電圧の低下する度合いを、適切な運転領域に設定することができる。充電時のレート及び放電時のレートのそれぞれは、複数用意し、適切な運転領域のレートを適宜選択できるようにしてもよい。
（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図１０は第２の実施形態における図７に相当する図である。
図１０に表したように、この例において、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のアノード−カソード間電圧推定回路８０（以下、「Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０」と称す）と、減算器８１と、比例積分器８２と、加算器８３と、積分器８４と、減算器８５と、トラックアンドホールド回路８６と、レベル検出回路８７と、を有する。
Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０には、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値と、電圧検出器４５によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値と、制御角αと、が入力される。
Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０は、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、及び制御角αを基に、各スイッチ部３１、３２を点弧（オン）した時に、各スイッチ部３１、３２の両端に印加されている電圧（Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋ）を推定する。そして、Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０は、Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの推定値を減算器８１に入力する。
Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０は、例えば、次の（６）式によってＡ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋを推定する。ここでＮは変圧器２３及び２４の変圧比で一次電圧に対する二次電圧の比である。
Figure 0006594450
（６）式において、ｋは、例えばスナバ回路のコンデンサ容量と抵抗値によって求められる定数である。ｋは、例えば、１．５である。Ｖａｃｐｅａｋは、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流電圧Ｖａｃの波高値である。Ｖａｃｐｅａｋは、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流相電圧の波高値であり、Ｎは変圧器２３及び２４の変圧比で一次電圧に対する二次電圧の比である。また、Ｖａｃｐｅａｋの代わりに、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流相電圧の実効値の√２倍の値を用いてもよい。
減算器８１には、Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの推定値が入力されるとともに、Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの指令値が入力される。減算器８１は、Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの指令値から推定値を減算することにより、指令値と推定値との差分を算出する。減算器８１は、算出した差分を比例積分器８２に入力する。
比例積分器８２は、入力された差分に対して比例積分演算を行うことにより、Ａ−Ｋ間電圧の差分に対応する制御角αのレートの補正値を算出する。比例積分器８２は、算出した補正値を加算器８３に入力する。
加算器８３には、制御角αのレートの補正値が入力されるとともに、制御角αのレートの基準値が入力される。加算器８３は、制御角αのレートの基準値に補正値を加算することにより、制御角αのレートを補正する。加算器８３は、補正後のレートを積分器８４に入力する。
積分器８４は、例えば、各スイッチ部３１、３２への制御パルスの入力タイミング毎に補正後のレートを積分する。そして、積分器８４は、レートの積分結果を減算器８５に入力する。減算器８５には、レートの積分結果が入力されるとともに、制御角αの初期値が入力される。減算器８５は、制御角αの初期値からレートの積分結果を減算し、減算結果をトラックアンドホールド回路８６に入力する。積分器８４は図示されていないリセット信号により、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以前はリセット信号が入力され、積分器８４がリセット状態にあり、Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ以降はリセット信号がなくなり積分器８４が積分を開始するように構成する。
以下、図７における説明と同様に、レベル検出回路８７での検出結果に応じて、減算器８５で算出された制御角α、又は、トラックアンドホールド回路８６に保持された制御角αのいずれかが、トラックアンドホールド回路８６から出力される。また、トラックアンドホールド回路８６は、制御角αをＡ−Ｋ間電圧推定回路８０に入力する。換言すれば、トラックアンドホールド回路８６は、制御角αをＡ−Ｋ間電圧推定回路８０にフィードバックする。
例えば、第１〜第３の実施形態の制御方法では、直流回路４の直流線路容量４ｃの容量値やインダクタンス成分などが既知の条件でなければ、制御角αを進める適切なレートを推定することができない。そのため、実際の直流線路容量４ｃの容量値などが推定値と異なっていた場合や、想定と異なる回路構成にてオープンライン試験を行う場合などでは、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が事前のデジタルシミュレーション結果などにより想定されていた値よりも過大となったり、過小となったりして、図８（ａ）及び図８（ｂ）に表した「適切な運転領域」を逸脱する可能性がある。
本実施形態では、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧を推定し、Ａ−Ｋ間電圧の推定値に基づいて制御角αを変化させる。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、Ａ−Ｋ間電圧推定回路８０の推定値を基に、制御角αの減少のレートを補正する。例えば、直流回路４のキャパシタ容量やインダクタンス成分などが不明の条件でも、図８（ａ）及び図８（ｂ）に表した「適切な運転領域」で直流回路４を充電することができる。図１０の制御ブロックには、例えば、制御角αを保持した後に直流電圧が上がり過ぎた場合に、保持したαの値を遅らせる制御を追加してもよい。また、直流回路４に短絡が発生した場合は、直流電圧≒０Ｖとなることで、制御角αを相電圧を基準として１８０°方向に遅らせるように制御されるため、直流回路短絡時に、直流回路４に過大な電圧を印加したり、過大な電流を流し込む状態が継続することもない。また、直流回路４の一部に絶縁不良があり、直流電圧が想定される値まで上昇しなかった場合も、直流電圧の値を反映した制御角αにて運転が継続されるため、点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が過大となることはない。
なお、上記の（６）式から明らかなように、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧は、直流電圧の上昇に応じて低下する。従って、各スイッチ部３１、３２の点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧を指令値に応じた値に保つためには、直流電圧の上昇に合わせて制御角αを進める必要がある。このように、この例においても、制御角αは、相電圧を基準として９０°に向かって減少する。
（第５の実施形態）
図１１は、第５の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図１１は第２の実施形態における図７に相当する図である。
図１１に表したように、この例において、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、演算ブロック９０と、トラックアンドホールド回路９１と、レベル検出回路９２と、を有する。
演算ブロック９０には、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値と、電圧検出器４５によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値と、Ａ−Ｋ間電圧の指令値ＶＡＫ＿ｒｅｆと、が入力される。演算ブロック９０は、交流電圧Ｖａｃの検出値と直流電圧Ｖｄｃの検出値とＡ−Ｋ間電圧の指令値ＶＡＫ＿ｒｅｆとを基に、下記の（７）式により、Ａ−Ｋ間電圧の指令値ＶＡＫ＿ｒｅｆに応じた制御角αを算出する。そして、演算ブロック９０は、算出した制御角αをトラックアンドホールド回路９１に入力する。また、Ａ−Ｋ間電圧の指令値ＶＡＫ＿ｒｅｆに応じた制御角αは、（８）式に於いても算出することが可能である。
Figure 0006594450
Figure 0006594450
ここでαは相電圧を基準として９０°から１８０°の範囲である。
（７）式および（８）式に於いて、（６）式と同様にｋは、例えばスナバ回路のコンデンサ容量と抵抗値によって求められる定数である。ｋは、例えば、１．５である。Ｖａｃｐｅａｋは、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流電圧Ｖａｃの波高値である。Ｖａｃｐｅａｋは、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流相電圧の波高値であり、Ｎは変圧器２３及び２４の変圧比で一次電圧に対する二次電圧の比である。また、Ｖａｃｐｅａｋの代わりに、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出される交流相電圧の実効値の√２倍の値を用いてもよい。
以下、図７における説明と同様に、レベル検出回路９２での検出結果に応じて、演算ブロック９０で算出された制御角α、又は、トラックアンドホールド回路９１に保持された制御角αのいずれかが、トラックアンドホールド回路９１から出力される。
この例では、点弧（オン）時のＡ−Ｋ間電圧が一定に保たれるように制御角αが制御されるため、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示す「適切な運転領域」にて直流回路４を充電することができる。また、図１０に示すオープンライン試験モード制御角制御回路２４２と比較して、比例積分器８２などが不要となり、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２を簡素化することができる。
なお、図１１の制御ブロックには、例えば、制御角αを保持した後に直流電圧が上がり過ぎた場合に、保持したαの値を遅らせる制御を追加してもよい。また、直流回路４に短絡が発生した場合は、直流電圧≒０Ｖとなることで、制御角αを相電圧を基準として１８０°方向に遅らせるように制御されるため、直流回路短絡時に、直流回路４に過大な電圧を印加したり、過大な電流を流し込む状態が継続することもない。
（第６の実施形態）
図１２は、第６の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図１２は第２の実施形態における図７に相当する図である。
図１２に表したように、この例において、オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、１次遅れ回路１００と、減算器１０１と、比例積分器１０２と、減算器１０３と、トラックアンドホールド回路１０４と、レベル検出回路１０５と、を有する。
1次遅れ回路１００には、電流検出器４４によって検出された直流電流の検出値Ｉｄが入力される。1次遅れ回路１００は、直流電流の検出値Ｉｄを1次遅れ時定数で平滑化し、1次遅れ出力を減算器１０１に入力する。減算器１０１には、１次遅れ回路１００の出力が入力されるとともに、直流電流の指令値Ｉｄｐが入力される。減算器１０１は、直流電流の指令値Ｉｄｐから１次遅れ回路１００の出力を減算し、その出力を比例積分器１０２に入力する。
比例積分器１０２は、減算器１０１の出力に対して比例積分演算を行うことにより、直流電流の差分に対応する制御角αの補正値を算出する。比例積分器１０２は、算出した補正値を減算器１０３に入力する。
以下、減算器１０３、トラックアンドホールド回路１０４、及びレベル検出回路１０５の動作は、第４の実施形態に関して説明した動作と実質的に同じであるから、詳細な説明は省略する。
このように、本実施形態では、直流回路充電中の直流電流が指令値に対して実質的に一定となるように制御する。オープンライン試験モード制御角制御回路２４２は、電流検出器４４の検出値を基に、直流電流が実質的に一定となるように、制御角αの減少を補正する。これにより、制御角αを適切なレートで進め、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示す「適切な運転領域」で直流回路４を充電することができる。また、上記第４の実施形態と同様に、直流回路４のキャパシタ容量やインダクタンス成分などが不明の条件でも、図８（ａ）及び図８（ｂ）に表した「適切な運転領域」で直流回路４を充電することができる。
なお、図１２の制御ブロックには、例えば、制御角αを保持した後に直流電圧が上がり過ぎた場合に、保持したαの値を遅らせる制御を追加してもよい。また、直流回路４に短絡が発生した場合は、直流電圧≒０Ｖとなることで、制御角αを１８０°方向に遅らせるように制御されるため、直流回路短絡時に、直流回路４に過大な電圧を印加したり、過大な電流を流し込む状態が継続することもない。
（第７の実施形態）
図１３は、第７の実施形態に係る交直変換装置の制御回路の一部を模式的に表すブロック図である。本回路は起動停止シーケンス回路２４４の一部として組み入れてもよい。
図１４は、第７の実施形態に係る制御回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。
図１３に表したように、この例において、起動停止シーケンス回路２４４は、レベル検出回路１１０と、ＮＯＴゲート１１１と、ＡＮＤ回路１１２と、を有する。
レベル検出回路１１０には、電圧検出器４５によって検出された直流電圧の検出値Ｖｄｃと、直流電圧の電圧指令値Ｖｄｐと、が入力される。レベル検出回路１１０は、直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上であるか否かを検出する。レベル検出回路１１０は、検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上である場合に、その出力をＨｉｇｈレベルとし、ＮＯＴゲート１１１に入力する。ＮＯＴゲート１１１は、入力された検出信号を反転させてＡＮＤ回路１１２に入力する。
ＡＮＤ回路１１２には、ＮＯＴゲート１１１から出力信号が入力されるとともに、オープンライン試験の運転指令が入力される。ＡＮＤ回路１１２は、オープンライン試験の運転指令が入力され、かつ、ＮＯＴゲート１１１からの信号がＨｉｇｈレベル時に、各スイッチ部３１、３２への制御パルス出力を有効にし(ＤＥＢ：Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ状態)、それ以外の状態の時に、各スイッチ部３１、３２へ出力する制御パルスを停止する（ＧＢ：Ｇａｔｅ−Ｂｌｏｃｋ状態）。すなわちＧＢとＤＥＢは各々反転の関係である。制御回路１４は、ＡＮＤ回路１１２からデブロック信号が出力されている時に、各スイッチ部３１、３２への制御パルスの入力を行い、ＡＮＤ回路１１２からゲートブロック信号が出力されている時には、各スイッチ部３１、３２への制御パルスの入力を行わない。
すなわちＡＮＤ回路１１２は、オープンライン試験の運転指令が入力され、且つ、電圧検出器４５によって検出された直流電圧の検出値Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐより低い時のみ各スイッチ部３１、３２への制御パルス出力を有効にし(ＤＥＢ：Ｄｅ−Ｂｌｏｃｋ状態)とする。尚、図１３ではＡＮＤ回路１１２の出力はＤＥＢ状態でＨｉｇｈである。ＡＮＤ回路１１２の出力にＮＯＴゲート設けることによりＧＢ状態でＨｉｇｈという信号を得ることができる。
図１４に表したように、この例では、直流電圧Ｖｄｃの大きさにより、ＤＥＢ／ＧＢ（De Block/Gate Block）を切り替える。具体的には、直流電圧Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｐ以上となったことを検出すると、ＧＢ状態に移行し、直流回路４が放電され、直流電圧Ｖｄｃが再び電圧指令値Ｖｄｐ未満となったことを検出すると、ＤＥＢ状態に移行する。
制御角αをホールドする制御では、直流電圧が電圧指令値まで充電された後、制御角αをホールドすることにより、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示した「点弧（オン）時ＡＫ間電圧過小領域」で、運転が継続される可能性がある。
これに対して、本実施形態に係る制御回路１４では、直流電圧が電圧指令値まで充電された後も、制御角αをホールドせず、上記第４〜第６の実施形態で示した方法にて演算した制御角αにて運転を継続することができる。これにより、ＧＢ状態に移行した後、再びＤＥＢ状態に移行した場合にも、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示した「適切な運転領域」で運転することが可能になる。
また、制御角αをホールドする制御では、制御角αのホールド後に系統電圧が変動した場合に、直流電圧が系統電圧に合わせて変動してしまう可能性がある。これに対して、本実施形態に係る制御回路１４では、直流電圧が電圧指令値まで充電された後も、制御角αをホールドせず、上記第４〜第６の実施形態で示した方法にて制御角αを演算することにより、系統電圧が高めに変動した場合でも、直流電圧を電圧指令値に合わせて制御することが可能となる。
上記のようにＤＥＢ／ＧＢの切り替え運転を行った場合、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、相によって点弧（オン）する回数にバラツキが発生することが想定される。相によって点弧（オン）する回数にバラツキが生じた場合、変圧器２３、２４に偏磁が発生する可能性がある。また、相によって点弧（オン）する回数にバラツキが生じた場合、各スイッチ部３１、３２に含まれるスナバ回路のコンデンサが分担する直流電圧にアンバランスが生じる可能性がある。
変圧器２３、２４に偏磁が発生することを抑制するためには、各スイッチ部３１、３２のうち、ペアアームとなるスイッチ部の組合せで、点弧（オン）する回数にバラつきが生じないように制御する必要がある。ペアアームとなるスイッチ部の組合せは、例えば、スイッチ部（３１ｕ、３１ｘ）、（３１ｖ、３１ｙ）、（３１ｗ、３１ｚ）、（３２ｕ、３２ｘ）、（３２ｖ、３２ｙ）、（３２ｗ、３２ｚ）である。
各スイッチ部３１、３２に含まれるスナバ回路のコンデンサで、分担する直流電圧にアンバランスが生じないようにするためには、各スイッチ部３１、３２のうち、（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）、（３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ）、（３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ）、（３２ｘ、３２ｙ、３２ｚ）の４つのスイッチ部のグループ間で、点弧（オン）する回数にバラつきが生じないように制御する必要がある。
従って、上記のようにＤＥＢ／ＧＢの切り替え運転を行う場合、制御回路１４は、所定期間の経過毎にＤＥＢ／ＧＢの切り替えの判定を行ってもよい。制御回路１４は、例えば、交流電源２の交流電力の１周期単位毎にＤＥＢ／ＧＢの切り替えの判定を行う。すなわち、５０Ｈｚの場合には、２０ｍｓ毎に切り替えの判定を行い、６０Ｈｚの場合には、１６．７ｍｓ毎に切り替えの判定を行う。これにより、相毎の点弧（オン）回数のバラツキを抑制することができる。
例えば、ＤＥＢ／ＧＢを切り替える場合には、所定の相を起点に切り替えを行うようにしてもよい。例えば、ＤＥＢ／ＧＢを切り替える際は、必ず各スイッチ部３１、３２のうちのスイッチ部３１ｕを起点に、ＤＥＢ／ＧＢを切り替えてもよい。
（第８の実施形態）
１２相の各スイッチ部３１、３２の相によって点弧（オン）する回数にバラツキが生じた場合、変圧器２３、２４に偏磁が発生する可能性や、各スイッチ部３１、３２に含まれるスナバ回路のコンデンサが分担する直流電圧にアンバランスが生じる可能性がある。これらを抑制するためには、ペアアームとなるスイッチ部の組合せで点弧（オン）の回数を等しくし、さらに各スイッチ部３１、３２のうち、（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）、（３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ）、（３２ｕ、３２ｖ、３２ｗ）、（３２ｘ、３２ｙ、３２ｚ）の４つのスイッチ部のグループ間で、点弧（オン）する回数を等しくする必要がある。
図１５（ａ）（ｂ）は、その説明図である。
従って、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、例えば、（３１ｕ、３２ｚ、３１ｘ、３２ｗ）のような特定の４相のスイッチ部のみに、同じ回数の制御パルスを入力し、点弧（オン）させても、変圧器２３、２４の偏磁や、各スイッチ部３１、３２に含まれるスナバ回路のコンデンサが分担する直流電圧のアンバランスを抑制することができる。（３１ｕ、３２ｚ、３１ｘ、３２ｗ）のような特定の４相のスイッチ部のみに、同じ回数制御パルスを入力するためには、図１５（ａ）のように交流電圧位相に対して、９０°毎や図１３（ｂ）に示すように２７０°毎に制御パルスが出力されるように制御すればよい。
前記第１〜第７の実施形態は、１２相の各スイッチ部３１、３２の全てのスイッチ部に制御パルスを入力し、各スイッチ部を点弧（オン）することを前提としていたが、図１５に示すように、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、特定のスイッチ部にのみ制御パルスを入力し、特定のスイッチ部を点弧（オン）し、直流回路４を充電してもよい。
図１５に示すように、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、特定のスイッチ部にのみ制御パルスを入力した場合、１２相の各スイッチ部３１、３２の全てに制御パルスを入力した場合に比べ、直流回路４の充電速度を低速にすることができる。
図１６は、図１５（ａ）の動作を行うための制御回路１４の一部を模式的にあらわすブロック図である。図３と同じ構成を表すものは同じ番号をつけ説明を省略する。
図１６は、図３の回路にＡＮＤ回路２４８ｂ、２４８ｃ、２４８e、２４８ｆ、２４８ｈ、２４８i、２４８ｋ、２４８ｌの出力に、各々ＡＮＤ回路２４９ｂ、２４９ｃ、２４９ｅ、２４９ｆ、２４９ｈ、２４９ｉ、２４９ｋ、２４９ｌを追加し、さらにＮＯＴゲート２５０を追加し、ＡＮＤ回路２４９ｂ、２４９ｃ、２４９ｅ、２４９ｆ、２４９ｇ、２４９ｈ、２４９ｋ、２４９ｌの他方の入力にはＮＯＴゲート２５０の出力を接続し、ＮＯＴゲート２５０の入力信号はオープンライン選択信号とした回路である。
これにより、オープンライン試験モードではオープンライン試験選択信号はＨｉｇｈとなるので、ＮＯＴゲート２５０の出力はＬｏｗとなり、ＡＮＤ回路２４９ｂ、２４９ｃ、２４９ｅ、２４９ｆ、２４９ｈ、２４９ｉ、２４９ｋ、２４９ｌの出力はＬｏｗとなる。したがって、オープンライン試験モードでは１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、例えば、（３１ｕ、３２ｚ、３１ｘ、３２ｗ）のような特定の４相のスイッチ部のみに、同じ回数の制御パルスが制御回路１４から出力されることになる。
図１７は、図１５（ｂ）の動作を行うための制御回路１４の一部を模式的にあらわすブロック図である。図１６と同じ構成を表すものは同じ番号をつけ説明を省略する。
図１７は、図１６の回路のＡＮＤ回路２４８ａ、２４８ｄ、２４８ｇ、２４８ｊの出力に、各々ＡＮＤ回路２４９ａ、２４９ｄ、２４９ｇ、２４９ｊと各々カウンタ回路２５１ａ、２５１ｄ、２５１ｇ、２５１ｊとを追加し、さらにワンショット回路２５２ａ、２５２ｄ、２５２ｇ、２５２ｊとＯＲ回路２５３ａ、２５３ｄ、２５３ｇ、２５３ｊとを追加した回路である。ＡＮＤ回路２４８ａ、２４８ｄ、２４８ｇ、２４８ｊのもう一方の入力にはＮＯＴゲート２４７の出力が接続される。
ＡＮＤ回路２４９ａ、２４９ｄ、２４９ｇ、２４９ｊの他方の入力にはＮＯＴゲート２５０の出力が接続される。カウンタ２５１ａ、２５１ｄ、２５１ｇ、２５１ｊは３回入力信号をカウントするとＨｉｇｈを出力するように設定されている。カウンタ回路２５１ａ、２５１ｄ、２５１ｇ、２５１ｊの出力は各々ワンショット回路２５２ａ、２５２ｄ、２５２ｇ、２５２ｊに接続されている。ワンショット回路２５２ａ、２５２ｄ、２５２ｇ、２５２ｊの出力は各々カウンタ回路２５１ａ、２５１ｄ、２５１ｇ、２５１ｊのリセット入力に接続される。また、ワンショット回路２５２ａ、２５２ｄ、２５２ｇ、２５２ｊの出力は各々ＯＲ回路２５３ａ、２５３ｄ、２５３ｇ、２５３ｊの一方の入力に接続される。さらにＯＲ回路２５３ａ、２５３ｄ、２５３ｇ、２５３ｊのもう一方の入力は各々ＡＮＤ回路２４９ａ、２４９ｄ、２４９ｇ、２４９ｊが接続されている。
これにより、オープンライン試験モードではオープンライン試験選択信号はＨｉｇｈとなるので、ＮＯＴゲート２５０の出力はＬｏｗとなり、ＡＮＤ回路２４９ａから２４９ｌの出力はＬｏｗとなる。カウンタ回路２５１ａ、２５１ｄ、２５１ｇ、２５１ｊは入力信号が３回ある毎に出力をだすのでその信号をワンショット回路２５２ａ、２５２ｄ、２５２ｇ、２５２ｊに出力する。さらに、ワンショット回路からＯＲ回路２５３ａ、２５３ｄ、２５３ｇ、２５３ｊを経由して１２相の各スイッチ部３１、３２のうち３１ｕ、３２ｚ、３１ｘ、３２ｗに制御パルスが送信されることになる。
これにより制御回路１４としては２７０°毎に制御パルスを出力することになる。尚、通常運転モード時に於いてはＮＯＴゲート２５０の出力がＨｉｇｈであるのでＡＮＤ回路２４８ａ、２４８ｂ、２４８ｃ、２４８ｄ、２４８ｅ、２４８ｆ、２４８ｇ、２４８ｈ、２４８i、２４８ｊ、２４８ｋ、２４８ｌの出力がそのまま制御回路１４の出力となる。
従って、オープンライン試験モードでは１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、例えば、（３１ｕ、３２ｚ、３１ｘ、３２ｗ）のような特定の４相のスイッチ部のみに、同じ回数の制御パルスが制御回路１４から出力されることになる。
直流回路４の直流線路容量４ｃの容量が小さい場合、直流回路４の充電時定数が小さくなる。このとき、１２相の各スイッチ部３１、３２の全てに制御パルスを入力した場合、直流回路４の充電速度が高速となり、制御が不安定となる可能性がある。一方、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち、特定のスイッチ部にのみ制御パルスを入力した場合、直流回路４の充電時定数が小さい条件であっても、充電速度が高速になり過ぎることを防ぎ、制御の安定性を高めることができる。
第８の実施形態は、上記第１〜第７の実施形態と組み合わせることが可能である。また、制御回路内に１２相の各スイッチ部３１、３２の全てに制御パルスを入力するモードと、１２相の各スイッチ部３１、３２のうち特定のスイッチ部にのみ制御パルスを入力するモードの両方を実装し、直流回路４の構成によって、２つのモードを切り替えてもよい。
（第９の実施形態）
図１８は、第９の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。
図１８では、制御回路１４のうちの回路の保護を行う部分のブロック図の一例を模式的に表している。図１８で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。 図１８に表したように、この例において、制御回路１４は、Ａ−Ｋ間電圧推定回路１２０と、レベル検出回路１２１と、タイマー１２２と、を有する。
Ａ−Ｋ間電圧推定回路１２０は、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、及び制御角αを基に、各スイッチ部３１、３２を点弧（オン）した時のＡ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋを推定し、推定値をレベル検出回路１２１に入力する。
レベル検出回路１２１には、点弧（オン）時Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの推定値が入力されるとともに、点弧（オン）時Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの異常の閾値が入力される。レベル検出回路１２１は、点弧（オン）時Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの推定値が閾値以上であるか否かを検出し、検出結果をタイマー１２２に入力する。
タイマー１２２は、点弧（オン）時Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの推定値が閾値以上であると検出された場合に、所定時間の計時を行う。そして、タイマー１２２は、推定値が閾値以上の状態が所定時間継続された場合に、Ａ−Ｋ間電圧ＶＡ−Ｋの異常を表す異常検出信号を出力する。すなわち、この例において、制御回路１４は、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示した「点弧（オン）時ＡＫ間電圧過大領域」での運転が継続していることを検出する。
制御回路１４は、タイマー１２２から異常検出信号が出力された場合、各スイッチ部３１、３２を保護するための保護動作を行う。このように、制御回路１４は、点弧（オン）時Ａ−Ｋ間電圧推定回路１２０の推定値が閾値を超えた場合に、保護動作を行う。
制御回路１４は、例えば、制御角αの値の保持（レート変化の停止）を保護動作として行う。これにより、例えば、過大なスナバ損失による各スイッチ部３１、３２の破損などを抑制することができる。保護動作は、例えば、制御角αを遅らせる動作でもよい。例えば、異常検出信号の出力に応じて、制御角αを初期値（例えば、１７０°）に戻してもよい。保護動作は、例えば、各スイッチ部３１、３２の動作の停止（ＧＢ状態にする）でもよい。
例えば、各スイッチ部３１、３２の冷却条件（冷却水温、冷却流量、周囲温度、冷却風量、など）を異常検出に含めてもよい。例えば、冷却条件が所定の閾値を超えた場合に、保護動作を行う。これにより、各スイッチ部３１、３２の保護を、より高精度に行うことが可能となる。
（第１０の実施形態）
図１９は、第１０の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図１９で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。
図１９に表したように、この例において、制御回路１４は、直流電圧推定回路１３０と、減算器１３１と、レベル検出回路１３２と、タイマー１３３と、を有する。
直流電圧推定回路１３０は、例えば、次の（９）式によって直流電圧Ｖｄｃを推定する。
Figure 0006594450
（９）式において、例えば、６相または１２相パルス変換器などの変換器のパルス数によって求められる。変換器のパルス数が６相のときＫは２となり、１２相のときＫは４となる。
直流電圧推定回路１３０には、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃによって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値と、制御角αと、が入力される。直流電圧推定回路１３０は、例えば、正弦回路１３０ａと、乗算器１３０ｂと、係数回路１３０ｃと、を有する。直流電圧推定回路１３０は、交流電圧Ｖａｃの最大値にｓｉｎαを乗算することにより、制御角αにおける電圧値を算出する。そして、直流電圧推定回路１３０は、算出した電圧値に所定の係数Ｋを乗算することにより、直流電圧を推定する。直流電圧推定回路１３０は、算出した直流電圧の推定値を減算器１３１に入力する。
減算器１３１には、直流電圧の推定値が入力されるとともに、電圧検出器４５によって検出された直流電圧の検出値が入力される。減算器１３１は、直流電圧の推定値から検出値を減算することにより、推定値と検出値との差分を算出し、算出した差分をレベル検出回路１３２に入力する。
レベル検出回路１３２には、直流電圧の差分が入力されるとともに、直流電圧の異常を検出するための閾値が入力される。レベル検出回路１３２は、直流電圧の差分が閾値以上であるか否かを検出する。すなわち、レベル検出回路１３２は、直流電圧の検出値が推定値よりも閾値以上低いか否かを検出する。そして、レベル検出回路１３２は、検出結果をタイマー１３３に入力する。
タイマー１３３は、直流電圧の差分が閾値以上であると検出された場合に、所定時間の計時を行う。そして、タイマー１３３は、推定値が閾値以上の状態が所定時間継続された場合に、直流電圧の異常を表す異常検出信号を出力する。
制御回路１４は、タイマー１３３から異常検出信号が出力された場合、各スイッチ部３１、３２を保護するための保護動作を行う。制御回路１４は、例えば、各スイッチ部３１、３２のＧＢ状態への移行を保護動作として行う。保護動作は、例えば、制御角αを１８０°付近に設定することによる出力の抑制でもよい。
オープンライン試験において、直流回路４に絶縁不良などの異常があった場合、直流回路４が短絡し、直流電圧が低下する。本実施形態では、制御回路１４が、交流電圧Ｖａｃと制御角αとから推定される直流電圧の推定値に対して、直流電圧の検出値が所定値以上小さい状態が継続された場合に、保護動作を行う。これにより、直流回路４に絶縁不良などが発生している場合においても、各スイッチ部３１、３２などを保護することができる。例えば、オープンライン試験において、直流回路４の直流線路容量４ｃを充電する際に、各スイッチ部３１、３２での過大な電流の発生や、スナバ回路にて発生する損失を抑制することができる。
（第１１の実施形態）
図２０は、第１１の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図２０で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。
図２０に表したように、この例において、制御回路１４は、レベル検出回路１３６と、タイマー１３８と、を有する。レベル検出回路１３６には、電流検出器４４によって検出された直流電流の検出値と、直流電流の閾値と、が入力される。レベル検出回路１３６は、直流電流の検出値が閾値以上か否かを検出する。すなわち、レベル検出回路１３６は、直流電流が流れているか否かを検出する。そして、レベル検出回路１３６は、検出結果をタイマー１３８に入力する。
タイマー１３８は、直流電流の検出値が閾値以上であると検出された場合に、所定時間の計時を行う。すなわち、タイマー１３８は、直流電流が流れている場合に、所定時間の計時を行う。そして、タイマー１３８は、直流電流の検出値が閾値以上の状態が所定時間継続された場合に、連続通電の検出を表す連続通電検出信号を出力する。
制御回路１４は、タイマー１３８から連続通電検出信号が出力された場合、各スイッチ部３１、３２を保護するための保護動作を行う。制御回路１４は、例えば、ＧＢ状態への移行や出力抑制を保護動作として行う。
上記第１〜第５の実施形態で説明したように、制御角αを直流電圧の充電速度よりも相対的に遅く減少させることで、各変換器２１、２２は、断続通電状態となり、充電電流は小さくなる。例えば、直流回路４に絶縁不良などの異常があった場合には、直流回路４が短絡し、直流電流が大きくなり、各変換器２１、２２が連続通電状態（１２０°通電状態）で動作する可能性が生じる。断続通電状態では、直流電流が断続する。換言すれば、直流電流が不連続になる。一方、連続通電状態では、直流電流が連続的に直流回路４に流れる。
従って、本実施形態では、直流電流が連続的に流れることを監視することで、連続通電状態を検出する。そして、連続通電状態の検出に応じて保護動作を行う。これにより、直流回路４に異常がある場合などにおいて、各スイッチ部３１、３２などを保護することができる。例えば、オープンライン試験において、直流回路４の直流線路容量４ｃを充電する際に、各スイッチ部３１、３２での過大な電流の発生や、スナバ回路にて発生する損失を抑制することができる。
図２１は、第１１の実施形態に係る交直変換装置の別の制御回路を模式的に表すブロック図である。図２１で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。
図２１に表したように、この例において、制御回路１４は、絶対値回路１５１〜１５３と、レベル検出回路１５４〜１５６と、ＯＲ回路１５７と、タイマー１５８と、を有する。
絶対値回路１５１には、電流検出器４０ａ又は電流検出器４１ａによって検出された交流電流の検出値が入力される。絶対値回路１５２には、電流検出器４０ｂ又は電流検出器４１ｂによって検出された交流電流の検出値が入力される。絶対値回路１５３には、電流検出器４０ｃ又は電流検出器４１ｃによって検出された交流電流の検出値が入力される。各絶対値回路１５１は、入力された交流電流の絶対値をレベル検出回路１５４に入力する。各絶対値回路１５２は、入力された交流電流の絶対値をレベル検出回路１５５に入力する。各絶対値回路１５３は、入力された交流電流の絶対値をレベル検出回路１５６に入力する。
各レベル検出回路１５４〜１５６には、各相の交流電流の絶対値が入力されるとともに、各相の通電を検出するための閾値が入力される。各レベル検出回路１５４〜１５６は、交流電流の絶対値が閾値以上であるか否かを検出し、検出結果をＯＲ回路１５７に入力する。各レベル検出回路１５４〜１５６は、例えば、交流電流の絶対値が閾値未満である場合に、Ｌｏｗを出力し、交流電流の絶対値が閾値以上である場合に、Ｈｉｇｈを出力する。
ＯＲ回路１５７は、各レベル検出回路１５４〜１５６の出力のうち、全てがＬｏｗのときはタイマー１５８にＬｏｗを入力し、それ以外のときタイマー１５８にＨｉｇｈを入力する。
断続通電状態では、交流電流の三相のうち、どの相にも電流が流れていない期間が存在する。一方、連続通電状態では、連続していずれか二相に電流が流れる。ＯＲ回路１５７の出力がＬｏｗの状態は、各相のいずれにも電流が流れていない状態である。ＯＲ回路１５７の出力がＨｉｇｈの状態は、各相のいずれかに電流が流れている状態である。従って、ＯＲ回路１５７の出力がＬｏｗの場合には、各変換器２１、２２が断続通電状態で動作していると考えることができる。そして、ＯＲ回路１５７の出力がＨｉｇｈの状態が所定時間継続された場合には、各変換器２１、２２が連続通電状態で動作していると考えることができる。
タイマー１５８は、ＯＲ回路１５７の出力がＨｉｇｈであると検出された場合に、所定時間の計時を行う。そして、タイマー１５８は、ＯＲ回路１５７の出力がＨｉｇｈの状態が所定時間継続された場合に、連続通電の検出を表す連続通電検出信号を出力する。制御回路１４は、連続通電検出信号の出力に応じて、保護動作を行う。
このように、この例では、どの相にも交流電流が流れていない期間を監視し、交流電流が流れている期間が所定時間継続された場合に、連続通電状態と判定する。このように、連続通電状態は、各相の交流電流の検出値から検出してもよい。
図２２は、第１１の実施形態に係る交直変換装置の別の制御回路を模式的に表すブロック図である。図２２で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。
図２２に表したように、この例において、制御回路１４は、絶対値回路１６１〜１６３と、レベル検出回路１６４〜１６６と、タイマー１６７〜１６９と、ＯＲ回路１７０と、を有する。
各絶対値回路１６１〜１６３及び各レベル検出回路１６４〜１６６の動作は、上記と同様であるから詳細な説明は省略する。すなわち、各絶対値回路１６１〜１６３及び各レベル検出回路１６４〜１６６は、交流電流の各相の通電を検出する。各レベル検出回路１６４〜１６６は、交流電流の絶対値が閾値以上であるか否かを検出し、検出結果を各タイマー１６７〜１６９に入力する。
各タイマー１６７〜１６９は、各レベル検出回路１６４〜１６６の検出結果を基に、交流電流の各相の通電時間を検出し、検出結果をＯＲ回路１７０に入力する。換言すれば、各タイマー１６７〜１６９は、交流電流の各相の通電幅を検出する。各タイマー１６７〜１６９は、例えば、通電時間が閾値未満の場合に、ＯＲ回路１７０にＬｏｗを出力し、通電時間が閾値以上である場合に、ＯＲ回路１７０にＨｉｇｈを出力する。
連続通電状態では、各相の交流電流の通電幅が１２０°以上になる。従って、各相の交流電流の通電幅を監視し、通電幅が閾値（例えば１１０°）を超えたか否かを判定する。通電幅が閾値を超えた場合には、各変換器２１、２２が連続通電状態で動作していると考えることができる。
ＯＲ回路１７０は、各タイマー１６７〜１６９の出力を基に、連続通電状態の検出を行う。例えば、各タイマー１６７〜１６９のいずれか１つ以上の出力がＨｉｇｈの場合、ＯＲ回路１７０は、連続通電状態を検出する。すなわち、ＯＲ回路１７０は、各相の交流電流のいずれかの通電幅が閾値以上の場合に、連続通電状態を検出する。
ＯＲ回路１７０は、連続通電状態の検出に応じて、連続通電の検出を表す連続通電検出信号を出力する。制御回路１４は、連続通電検出信号の出力に応じて、保護動作を行う。このように、連続通電状態は、各相の交流電流の通電幅から検出してもよい。
（第１２の実施形態）
図２３は、第１２の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。図２３で表される回路を保護回路２４５の一部として組み込んでも良い。
図２３に表したように、この例において、制御回路１４は、複数のＮＯＴゲート１８０と、複数のＡＮＤ回路１８１と、複数のタイマー１８２と、ＯＲ回路１８３と、を有する。各ＮＯＴゲート１８０、各ＡＮＤ回路１８１、及び各タイマー１８２は、各スイッチ部３１、３２毎に設けられる。
また、この例では、複数の電圧検出器１８５が主回路部１２に設けられている。各電圧検出器１８５は、各スイッチ部３１、３２毎に設けられる。各電圧検出器１８５は、各スイッチ部３１、３２のＡ−Ｋ間に逆電圧印加されている場合に逆電圧ＲＶを検出し、検出結果を制御回路１４の各ＮＯＴゲート１８０に入力する。各電圧検出器１８５は、例えば、逆電圧ＲＶの検出時にＨｉｇｈを出力し、逆電圧ＲＶの非検出時にＬｏｗを出力する。
各ＮＯＴゲート１８０のそれぞれには、各電圧検出器１８５の逆電圧ＲＶの検出結果が入力される。各ＮＯＴゲート１８０は、各電圧検出器１８５の出力を反転させてＡＮＤ回路１８１に入力する。
各ＡＮＤ回路１８１には、各ＮＯＴゲート１８０からの出力が入力されるとともに、各スイッチ部３１、３２の１２０°通電期間を表す通電期間信号が入力される。１２０°通電期間とは、当該スイッチ部にＯＮ指令が出てから次のスイッチ部にＯＮ指令が出るまでの期間である。通電期間信号は、当該スイッチ部の１２０°通電期間においてＨｉｇｈになり、その他の期間においてＬｏｗになる。各ＡＮＤ回路１８１は、各ＮＯＴゲート１８０の出力と、通電期間信号と、の論理積を各タイマー１８２に入力する。すなわち、各ＡＮＤ回路１８１は、当該スイッチ部の１２０°通電期間において逆電圧ＲＶが検出されていない、Ｈｉｇｈを出力する。
各タイマー１８２は、各ＡＮＤ回路１８１からＨｉｇｈが出力された場合に、所定時間の計時を行う。そして、各タイマー１８２は、各ＡＮＤ回路１８１からＨｉｇｈが出力された状態が所定時間継続された場合に、ＯＲ回路１８３にＨｉｇｈを出力する。
ＯＲ回路１８３は、各タイマー１８２の出力を基に、連続通電状態の検出を行う。例えば、各タイマー１８２のいずれか１つ以上からＨｉｇｈが出力される場合、ＯＲ回路１８３は、連続通電状態を検出する。すなわち、ＯＲ回路１８３は、各スイッチ部３１、３２のいずれかの１２０°通電期間において逆電圧ＲＶの検出期間が各タイマー１８２にて設定された期間よりも短かった場合に、連続通電状態を検出する。
ＯＲ回路１８３は、連続通電状態の検出に応じて、連続通電の検出を表す連続通電検出信号を出力する。制御回路１４は、連続通電検出信号の出力に応じて、保護動作を行う。このように、連続通電状態は、１２０°通電期間中の逆電圧を基に検出してもよい。
なお、上記の各保護方法は、任意に組み合わせ可能である。例えば、Ａ−Ｋ間電圧推定回路１２０の推定値が閾値を超えた場合、直流電圧の推定値に対して直流電圧の検出値が所定値以上小さい場合、又は、連続通電状態が検出された場合のいずれかの検出に応じて、保護動作を行ってもよい。
（第１３の実施形態）
図２４は、第１３の実施形態に係る交直変換装置の制御回路を模式的に表すブロック図である。
図２５は、通常時と直流回路短絡時の制御角αの挙動を模式的に表すグラフ図である。 図２４に表したように、この例において、制御回路１４は、レベル検出回路１９０と、タイマー１９１と、を有する。
レベル検出回路１９０には、制御角αと、制御角αの異常検出レベルと、が入力されている。レベル検出回路１９０は、制御角αが異常検出レベル以上か否かを検出し、検出結果をタイマー１９１に入力する。この例では、１６０°が、制御角αの異常検出レベルとして設定されている。制御角αの異常検出レベルは、１８０°に近い任意の値でよい。
タイマー１９１は、制御角αが異常検出レベル以上であると検出された場合に、所定時間の計時を行う。そして、タイマー１９１は、制御角αが異常検出レベル以上の状態が所定時間継続された場合に、直流回路４の短絡を表す直流回路短絡検出信号を出力する。
制御回路１４は、タイマー１９１から直流回路短絡検出信号が出力された場合、各スイッチ部３１、３２を保護するための保護動作を行う。制御回路１４は、例えば、ＧＢ状態への移行や出力抑制を保護動作として行う。
実施形態４、５のように、直流電圧の大きさに応じて、制御角αを徐々に減少させていく制御を行っている状態で直流回路４に短絡が発生した場合、短絡により直流電圧が低下する（実質的に０Ｖになる）。このため、図２５に表したように、制御角αが１８０°付近から進まなくなった状態で運転が継続されることになる。
従って、本実施形態では、制御角αが異常検出レベルよりも一定期間進まない場合に、直流回路４の短絡を検出する。そして、直流回路４の短絡の検出に応じて保護動作を行う。タイマー１９１による計時の時間は、直流回路４に短絡が発生していない通常状態で運転を行った時に制御角αが進む速度を考慮し、通常状態では異常が検出されない長さに設定する。これにより、直流回路４に短絡が発生した場合においても、各スイッチ部３１、３２などを保護することができる。例えば、オープンライン試験において、直流回路４の直流電圧が十分に上昇していない条件で直流回路４に短絡が発生し、電圧検出値や電流検出値から回路の異常が検出できない場合においても、各スイッチ部３１、３２での過大な電流の発生や、スナバ回路にて発生する損失を抑制することができる。
（第１４の実施形態）
図２６は、第１４の実施形態に係る交直変換装置の動作の一例を模式的に表すフローチャートである。
図２６に表したように、この例において、制御回路１４は、図６に関する説明と同様に、試験回路を構成（図２６のステップ１１）した後、オープンライン試験モードに設定しさらに、始動時の制御角αを設定する（図２６のステップＳ１２）。ここでαは起動時の突入電流によるストレスに主回路が耐えられる値に設定する。
制御回路１４は、各変換器２１、２２をバイパスペア（以下、ＢＰＰと称す）で動作させるためのＢＰＰゲート信号を制御パルスとして各スイッチ部３１、３２に出力し、各スイッチ部を動作させる（図２６のステップＳ１３）。ＢＰＰとは、各スイッチ部３１、３２のペアアームとなる相のスイッチ部（サイリスタバルブ）に対して、制御パルス(点弧パルス)を出力する運転方法である。この例では、例えば、スイッチ部（３１ｕ、３１ｘ）のペアアームと、（３２ｕ、３２ｘ）のペアアームをバイパスペアで動作させる相に設定し、スイッチ部３１ｕ、３１ｘ、３２ｕ、３２ｘのいずれかのＡ−Ｋ間に順電圧が印加されたことを検出すると、順電圧を検出したスイッチ部に対して、制御パルスを出力する運転方式である。また、ＢＰＰ状態において、他のスイッチ部（この例では、３１ｖ、３１ｗ、３１ｙ、３１ｚ、３２ｖ、３２ｗ、３２ｙ、３２ｚ）には、制御パルスを出力しない。ＢＰＰ状態にするスイッチ部の組み合わせは、例えば、スイッチ部３１ｕ、３１ｘ、３２ｖ、３２ｙでもよいし、スイッチ部３１ｖ、３１ｙ、３２ｗ、３２ｚでもよい。
オープンライン試験の回路構成において、各スイッチ部３１、３２のうちの特定のペアアームのスイッチ部に制御パルスを与えると、電流が継続せず、各相の導通状態も継続しないため、特定のペアアームの各スイッチ部３１、３２が周期的にオン・オフを繰り返す動作となる。特定のペアアームの各スイッチ部３１、３２に対しては、Ａ−Ｋ間に順電圧が印加される毎に、Ａ−Ｋ間に順電圧が印加されたスイッチ部に制御パルスが入力され、制御パルスが入力されたスイッチ部は点弧（オン）する。このようなＢＰＰ運転を実施する際の制御回路は、制御角αを制御する必要は無く、特定のペアアームのスイッチ部３１、３２のＡ−Ｋ間に順電圧が印加される毎に、制御パルスを出力すればよい。この際、オンしたスイッチ部３１、３２を介して交流系統から充電電流が流れ、直流電圧が充電される。この方式では、各スイッチ部３１、３２は、転流動作を行わず、点弧（オン）時にＡ−Ｋ間電圧が高くなることもなく、スナバ回路にかかる負担は小さくなる。従って、オープンライン試験において、直流回路４の直流線路容量４ｃを充電する際に、各スイッチ部３１、３２での過大な電流の発生や、スナバ回路にて発生する損失を抑制することができる。
制御回路１４は運転時間が所定時間経過したかを判断し所定時間を経過している場合はステップＳ１８の各スイッチ部を停止に移行する（図２６のステップＳ１４）。制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２の動作を開始した後、各電流検出器４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、各電圧検出器４６ａ、４６ｂ、４６ｃ、電流検出器４４、及び電圧検出器４５のそれぞれの検出値を基に、交流電流、交流電圧、直流電流、及び直流電圧のそれぞれが正常か否かを判定する（図２６のステップＳ１５）。
制御回路１４は、異常であると判定した場合、各スイッチ部３１、３２の動作を停止させてオープンライン試験を中止する。
一方、制御回路１４は、正常であると判定した場合、電圧検出器４５の検出値を基に、直流電圧が指令値に達したか否かを判定する（図２６のステップＳ１６）。
制御回路１４は、直流電圧が指令値に達していないと判定した場合、ステップＳ１３に戻り、設定した特定のペアアームの各スイッチ部３１、３２に対して、制御パルスを入力し、各スイッチ部３１、３２を動作させる。制御回路１４は、ステップＳ１３からステップＳ１６を繰り返すことにより、変換器２１、２２から直流回路４に印加される直流電圧が徐々に高くなっていく。以下、制御回路１４は、直流電圧が指令値に達するまで、ステップＳ１３〜ステップＳ１６の処理を繰り返す。
制御回路１４は、例えば、実施形態７のように、直流電圧が指令値に達したことが検出されると各スイッチ部３１、３２を停止（ＧＢ：Ｇａｔｅ−Ｂｌｏｃｋ）し（図２６のステップＳ１７）、直流電圧が再び指令値を下回った場合、ステップ１３に戻り各スイッチ部３１，３２を動作させる。制御回路１４は、各スイッチ部３１、３２の運転と停止を繰り返し、直流電圧を保持し、所定時間継続された場合、直流回路４の耐圧などが正常であると判断し、各スイッチ部３１、３２の動作を停止させてオープンライン試験を終了する（図２６のステップＳ１８）。
このように、直流電圧が指令値に達したか否かを検出し、特定のペアアームへの制御パルスをデブロック／ブロックすることにより、直流電圧を指令値に合わせて制御してもよい。
実施形態によれば、オープンライン試験において、直流回路４の直流線路容量４ｃを充電する際に、各スイッチ部３１、３２での過大な電流の発生や、スナバ回路にて発生する損失を抑制することができる交直変換装置及びその制御方法が提供される。
以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明の実施形態は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、交直変換装置に含まれる、主回路部、制御回路、スイッチング素子、スナバ回路、スイッチ部、変換器、電圧推定回路、電流検出器、電圧検出器、及び直流電圧推定回路などの各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。
その他、本発明の実施の形態として上述した交直変換装置及びその制御方法を基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得る全ての交直変換装置及びその制御方法も、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。
その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変更例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (20)

  1. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する主回路部と、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路には、前記複数のスイッチ部の点弧時に、点弧する前記スイッチ部の両端に印加される端子間電圧の指令値が入力され、
    前記制御回路は、前記点弧時に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を前記端子間電圧の指令値に応じて算出することにより、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記制御角を９０°と１８０°との間の範囲において減少させる交直変換装置。
  2. 前記制御回路は、前記変換器が前記直流回路に印加する電圧の上昇速度が、前記直流回路の容量の直流電圧の上昇速度よりも速くならないように、前記制御角を減少させる請求項１記載の交直変換装置。
  3. 前記制御回路は、前記直流電圧が前記電圧指令値よりも高くなった場合に、前記直流回路の放電時定数よりも遅いレートで前記制御角を１８０°方向へ増加させる請求項２記載の交直変換装置。
  4. 前記主回路部は、前記変換器から出力される直流電流を検出する電流検出器をさらに有し、
    前記制御回路は、前記電流検出器の検出値を基に、前記直流電流が一定となるように、前記制御角の減少のレートを補正する請求項１記載の交直変換装置。
  5. 前記制御回路は、前記直流回路の容量の直流電圧が指令値未満である場合に、前記複数のスイッチ部への前記制御パルスの入力を行い、前記直流回路の容量の直流電圧が指令値以上である場合には、前記複数のスイッチ部への前記制御パルスの入力を行わない請求項１記載の交直変換装置。
  6. 前記制御回路は、前記直流回路の容量の直流電圧が指令値以上か否かの判定を所定期間の経過毎に行う請求項５記載の交直変換装置。
  7. 前記制御回路は、前記複数のスイッチ部のうち、特定の相にのみ制御パルスを入力する請求項１記載の交直変換装置。
  8. 前記主回路部は、前記変換器から出力される直流電流を検出する電流検出器をさらに有し、
    前記制御回路は、前記直流電流が連続的に流れている場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う請求項１記載の交直変換装置。
  9. 前記主回路部は、前記交流電源の交流電流を検出する電流検出器をさらに有し、
    前記制御回路は、前記交流電流が流れている期間が所定時間継続された場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う請求項１記載の交直変換装置。
  10. 前記主回路部は、前記交流電源の交流電流を検出する電流検出器をさらに有し、
    前記制御回路は、前記電流検出器の検出値を基に前記交流電流の通電幅を検出し、前記通電幅が閾値以上の場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う請求項１記載の交直変換装置。
  11. 前記主回路部は、前記複数のスイッチ部のそれぞれに印加される電圧を検出する複数の電圧検出器を有し、
    前記制御回路は、前記複数の電圧検出器からの信号を基に、前記複数のスイッチ部に対する逆電圧の印加を検出し、前記複数のスイッチ部のいずれかの１２０°通電期間において前記逆電圧が検出されなかった場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う請求項１記載の交直変換装置。
  12. 前記制御回路は、前記制御角が異常検出レベルよりも一定期間進まない場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う請求項１記載の交直変換装置。
  13. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の波高値と、前記直流回路の前記容量の直流電圧と、前記端子間電圧の指令値と、を基に、前記制御角を算出する請求項１記載の交直変換装置。
  14. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する主回路部と、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を９０°と１８０°との間の範囲において減少させるとともに、前記複数のスイッチ部の点弧時に、点弧する前記スイッチ部の両端に印加される電圧を推定する電圧推定回路を有し、前記電圧推定回路の推定値を基に、前記推定値が所定の値となるよう、前記制御角の減少のレートを補正する交直変換装置。
  15. 前記複数のスイッチ部の点弧時に印加される電圧をＶＡ−Ｋとし、
    前記交流電源の交流電圧の波高値をＶａｃｐｅａｋとし、
    前記直流回路の前記容量の直流電圧をＶｄｃとし、
    前記制御角をαとし、
    所定の定数をｋとするとき、
    前記電圧推定回路は、
    ＶＡ−Ｋ＝ｋ（Ｖａｃｐｅａｋ×ｓｉｎα−（１／４）Ｖｄｃ）
    の式から前記電圧を推定する請求項１４記載の交直変換装置。
  16. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する主回路部と、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を９０°と１８０°との間の範囲において減少させるとともに、前記複数のスイッチ部の点弧時に、点弧する前記スイッチ部の両端に印加される電圧を推定する電圧推定回路を有し、前記電圧推定回路の推定値が閾値を超えた場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う交直変換装置。
  17. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する主回路部と、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を９０°と１８０°との間の範囲において減少させ、
    前記主回路部は、前記直流回路の容量の直流電圧を検出する電圧検出器と、前記交流電源の交流電圧を検出する電圧検出器と、をさらに有し、
    前記制御回路は、前記直流回路の前記容量の直流電圧を、前記制御角と前記交流電源の交流電圧から推定する直流電圧推定回路を有し、前記直流電圧推定回路で推定された推定値に対して、前記直流電圧の検出値が所定値以上小さい場合に、前記複数のスイッチ部を保護するための保護動作を行う交直変換装置。
  18. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオンによって前記直流回路に印加する主回路部と、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記変換器の同じ相の上側アームと下側アームとを特定のペアアームとして設定し、前記特定のペアアームのいずれかの前記スイッチ部に順電圧が印加されたことに応じて、バイパスペアで動作させるための制御パルスを前記特定のペアアームの前記スイッチ部のみに入力する交直変換装置。
  19. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部によって、前記直流回路に印加する主回路部を備えた交直変換装置の制御方法であって、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御し、
    前記複数のスイッチ部の点弧時に、点弧する前記スイッチ部の両端に印加される端子間電圧の指令値の入力を受け、
    前記点弧時に、前記複数のスイッチ部のそれぞれに入力する前記制御パルスの制御角を前記端子間電圧の指令値に応じて算出することにより、前記直流回路に含まれる容量成分を電圧指令値まで充電する際に、前記制御角を９０°と１８０°との間の範囲において減少させる
    交直変換装置の制御方法。
  20. 他励式のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、を有する複数のスイッチ部がブリッジ接続された変換器を有し、交流電源及び直流回路に接続され、前記交流電源から印加された交流電圧を前記複数のスイッチ部のオン・オフによって、前記直流回路に印加する主回路部を備えた交直変換装置の制御方法であって、
    前記複数のスイッチ部のそれぞれに制御パルスを入力して、前記複数のスイッチ部のオンタイミングを切り替えることにより、前記変換器から前記直流回路へ印加する電圧を制御し、
    前記直流回路に含まれる寄生容量を指令値まで充電する際に、前記変換器の同じ相の上側アームと下側アームとを特定のペアアームとして設定し、前記特定のペアアームのいずれかの前記スイッチ部に順電圧が印加されたことに応じて、バイパスペアで動作させるための制御パルスを前記特定のペアアームの前記スイッチ部のみに入力する交直変換装置の制御方法。
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JPH05252746A (ja) 交直変換器の制御装置

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