JP6575226B2 - Ｌｅｄ電源装置及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

特許文献１は、電源電圧が低下して復帰した場合のＬＥＤの過電流を防止するための構成を有するＬＥＤ駆動装置を開示する。このＬＥＤ駆動装置は、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、電源電圧を検出する入力電圧検出部と、ＬＥＤを流れる負荷電流を検出する電流検出部と、入力電圧検出部での検出電圧に基づいて負荷電流を制御する制御部とを備える。制御部は、電流検出部によって検出される負荷電流（ＬＥＤ電流）が目標値に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータを駆動してＬＥＤ電流の定電流制御を行う。具体的には、制御部は、ＬＥＤ電流が目標値よりも高ければＤＣ／ＤＣコンバータの出力を低下させ、ＬＥＤ電流が目標値よりも低ければＤＣ／ＤＣコンバータの出力を上昇させ、このような比較制御によるフィードバックを所定の応答速度で実行する。そして、制御部は、入力電圧検出部によって検出される電源電圧が低下している期間においては、ＬＥＤ電流の定電流制御における目標値を低減させる。

特開２０１３−３３６４４号公報

しかし、特許文献１の構成によると、電源電圧の短時間の停止（以下、「瞬時停電」という）における電源復帰時のＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することができない。具体的には、詳細を後述するように、瞬時停電に起因してＬＥＤ電流が停止すると、ＬＥＤ電流の定電流制御においては目標値にかかわらず検出電流値が目標値より高くなる。したがって、瞬時停電時には、検出電流値を目標値まで上昇させようとする定電流制御の作用によって、ＤＣ／ＤＣコンバータは最大出力可能な状態（例えば、ＰＷＭ制御の場合にはオン幅最大）で駆動されることになる。なお、通常の設計においては、制御系のマージン等を考慮して、定電流制御における定常時のＬＥＤ電流は最大出力値よりも小さくなるように設定される。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータが最大出力可能な状態となっている時に電源が復帰すると、電源電圧の上昇に伴うＬＥＤ電流の上昇に定電流制御の応答が追従せずに、ＬＥＤ電流が最大出力値までオーバーシュートしてしまう。このＬＥＤ電流のオーバーシュートによって、ＬＥＤの短寿命化、ユーザの視覚的違和感等がもたらされる可能性がある。

そこで、本発明は、瞬時停電における電源復帰時にＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することを可能とするＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。

本発明のＬＥＤ電源装置は、電源電圧を直流の出力電流に変換して出力電流をＬＥＤに供給する直流電源回路と、出力電流を検出する出力検出回路と、電源電圧を検出する入力検出回路と、出力制御端子を有して出力制御端子の電圧に応じて直流電源回路の出力を制御するドライバ回路と、検出される出力電流が目標値に一致するようにフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、起動すると、出力制御端子の電圧を、フィードバック信号に依存せずに出力電流を減少させるための第１の電圧からフィードバック信号によって決定される第２の電圧まで徐々に変化させるソフトスタート回路と、電源電圧が閾値以下である場合にはソフトスタート回路に出力制御端子の電圧を第１の電圧に保持させ、電源電圧が閾値を超えるとソフトスタート回路を起動させるリセット回路とを備える。

上記のＬＥＤ電源装置によると、出力制御端子の電圧が第１の電圧から第２の電圧に変化するのに伴って出力電流が増加するようにドライバ回路が構成され、電源停止時に電源電圧が閾値以下となると出力制御端子の電圧が第１の電圧にリセットされ、電源復帰時に電源電圧が閾値を超えると出力制御端子の電圧が第１の電圧から第２の電圧まで徐々に変化するようにリセット回路及びソフトスタート回路が構成される。そして、第２の電圧はフィードバック信号によって決定されるのに対して、第１の電圧はフィードバック信号に依存しない。このように、瞬時停電時においては、フィードバック信号が実質的に無効化された状態から出力電流の緩徐な上昇が行われるので、出力電流と目標値との間の大きな誤差量及びフィードバック回路の応答速度にかかわらず確実にソフトスタートが実行される。したがって、瞬時停電における電源復帰時にＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することが可能となる。

ここで、直流電源回路がＤＣ／ＤＣコンバータを含み、ＤＣ／ＤＣコンバータが、絶縁トランスによって絶縁された入力側の一次側回路及び出力側の二次側回路を有し、一次側回路が第１の基準電位に対して動作し、二次側回路が第２の基準電位に対して動作するように構成され、ドライバ回路、ソフトスタート回路、リセット回路及び入力検出回路が第１の基準電位に対して動作し、出力検出回路及びフィードバック回路が第２の基準電位に対して動作し、フィードバック信号がフォトカプラを介してフィードバック回路からドライバ回路に入力されるように構成することができる。これにより、直流電源回路を構成するＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路と二次側回路が異なる基準電位を有する場合にも本発明の実施が可能となり、本発明の構成の汎用性が高まる。

ここで、ドライバ回路（６１０）が、制御電源（Ｖｃｃ１）の給電を受けて第１の基準電位に対して動作し、出力制御端子（ＦＢ）の電圧の増加に対して出力電流を増加させるように構成され、上記第１の電圧が第１の基準電位（Ｇ１）に等しく、ソフトスタート回路（６３０）が、Ｐ型トランジスタ（３３）、第１の抵抗（３４）及び第１のコンデンサ（３６）を有し、Ｐ型トランジスタのエミッタ端子が出力制御端子に接続され、Ｐ型トランジスタのコレクタ端子が第１の基準電位に接続され、Ｐ型トランジスタのベース端子が第１の抵抗を介して制御電源に接続されるとともに第１のコンデンサを介して第１の基準電位に接続され、リセット回路（６４０）が、第１のＮ型トランジスタ（３７）、第２のＮ型トランジスタ（３８）及び第２の抵抗（３９）を有し、第１のＮ型トランジスタの制御端子に入力検出回路（４００）による検出電圧が入力され、第１のＮ型トランジスタの出力端子が第１の基準電位に接続され、第１のＮ型トランジスタの入力端子が第２の抵抗を介して制御電源に接続され、第２のＮ型トランジスタの制御端子が第１のＮ型トランジスタの入力端子に接続され、第２のＮ型トランジスタの入力端子がＰ型トランジスタのベース端子に接続され、第２のＮ型トランジスタの出力端子が第１の基準電位に接続され、電源電圧が閾値以下である場合に第１のＮ型トランジスタがオフし、電源電圧が閾値を超える場合に第１のＮ型トランジスタがオンするように構成されることが好ましい。これにより、簡素な構成のソフトスタート回路及びリセット回路が実現される。

また、第２のＮ型トランジスタの入力端子と第１の基準電位との間に第２のコンデンサ（４４）が接続されていてもよい。れにより、第１のコンデンサの充電に影響を与えずに、その放電の一時的な抑止が可能となる。したがって、第１のコンデンサの充電によって作動されるソフトスタートを遅延させることなく、かつＬＥＤ電流が停止しない程度の非常に短い時間の瞬時停電におけるソフトスタート回路のリセットが回避されてＬＥＤの輝度変化が最小化される。

また、第１のコンデンサと第２のＮ型トランジスタによって形成される閉回路に第３の抵抗（４５）が挿入接続されていてもよい。これにより、第１のコンデンサの充電に影響を与えずに、その放電の一時的な抑止が可能となる。したがって、第１のコンデンサの充電によって作動されるソフトスタートを遅延させることなく、かつＬＥＤ電流が停止しない程度の非常に短い時間の瞬時停電におけるソフトスタート回路のリセットが回避されてＬＥＤの輝度変化が最小化される。

本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかのＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備える。これにより、上記のように、ＬＥＤ電源装置によって瞬時停電時における電源復帰時のＬＥＤ電流のオーバーシュートが防止されるので、オーバーシュートに起因するＬＥＤの短寿命化が防止されるとともに、ユーザにおいて、オーバーシュートに起因する視覚的違和感が防止される。

本発明の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 図１のＬＥＤ電源装置のドライバ回路を説明する図である。 本実施形態における電源投入時の動作を説明する図である。 比較例における電源投入時の動作を説明する図である。 本実施形態における比較的短い瞬時停電時の動作を説明する図である。 比較例における比較的短い瞬時停電時の動作を説明する図である。 本実施形態における比較的長い瞬時停電時の動作を説明する図である。 比較例における比較的長い瞬時停電時の動作を説明する図である。 図１のＬＥＤ電源装置の一変形例における入力検出回路を説明する図である。 図１のＬＥＤ電源装置の他の変形例における制御回路を説明する図である。 図１のＬＥＤ電源装置の他の変形例における制御回路を説明する図である。

＜実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置１００及びそれを用いたＬＥＤ照明装置１５０を示す。ＬＥＤ照明装置１５０は、ＬＥＤ電源回路１００及びＬＥＤ５０を備える。ＬＥＤ電源装置１００には、交流電源ＡＣ（例えば、商用電源）からの電源電圧が入力端子Ｔ１及びＴ２を介して給電され、ＬＥＤ電源装置１００によって生成される直流出力がＬＥＤ５０（ＬＥＤユニット）に供給される。ＬＥＤ５０は、直列接続又は直並列接続された複数のＬＥＤ素子のアレイである。ＬＥＤ電源装置１００は、直流電源回路２００、出力検出回路３００、入力検出回路４００、補助電源回路５００及び制御回路６００を備える。

直流電源回路２００は、入力回路２１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ２２０を含む。直流電源回路２００は、電源ＡＣからの交流電源電圧を直流の出力電流に変換し、その出力電流をＬＥＤ５０に供給する。

入力回路２１０は、電流ヒューズ１及び２、ダイオードブリッジ３、入力コンデンサ４、並びに必要に応じてノイズフィルタを備える。入力回路２１０には交流電源ＡＣからの交流電圧が入力され、ダイオードブリッジ３による全波整流出力がＤＣ／ＤＣコンバータ２２０に入力される。なお、入力電源が直流電源である場合にはダイオードブリッジ３は不要である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式のフライバック回路を構成する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０は、スイッチング素子５、トランス６、電流検知抵抗７、ダイオード８、及び出力コンデンサ９（以下、「コンデンサ９」ともいう）を含む。本実施形態では、スイッチング素子５はＭＯＳＦＥＴからなるので、以降においてスイッチング素子５のことをＦＥＴ５ともいう。また、トランス６の一次巻線側の基準電位（すなわち、入力コンデンサ４の低電位電極側ノード）を一次側グランドＧ１といい、二次巻線側の基準電位（すなわち、コンデンサ９の低電位電極側ノード）を二次側グランドＧ２というものとする。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２２０は力率改善型であるので、出力コンデンサ９が低周波リップル（入力電源周波数に基づくリップル）の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ４の容量≪出力コンデンサ９の容量であり、例えば、入力コンデンサ４はフィルムコンデンサからなり、出力コンデンサ９は電解コンデンサからなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０のＰＷＭ制御において、ＦＥＴ５のオン期間にトランス６の一次巻線にエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ５のオフ期間にそのエネルギーがトランス６の二次巻線側からダイオード８を介してコンデンサ９に充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の出力は、ＦＥＴ５のオンデューティ（オン幅）、トランス６の一次巻線に対する二次巻線の巻数比等によって決まる。ＦＥＴ５は、制御ＩＣ２１によって駆動され、制御ＩＣ２１は、電流検知抵抗７によって検知されるＦＥＴ５の電流を参照して駆動状態を適宜調整する。なお、以降の説明において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の出力電流を「出力電流」といい、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の出力電圧を「出力電圧」という。本実施形態では、ＬＥＤ電流は出力電流に実質的に等しい。

出力検出回路３００は、電流検出抵抗１０からなる電流検出回路並びに抵抗１１、１２及び１３からなる電圧検出回路を含み、二次側グランドＧ２を基準電位とする。電流検出抵抗１０は二次側グランドＧ２とＬＥＤ５０のカソード端との間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗１０に発生する。電圧検出回路（抵抗１１、１２及び１３）はコンデンサ９に並列接続された分圧抵抗回路からなり、出力電圧に比例した電圧が抵抗１３に発生する。

入力検出回路４００は、抵抗１４、１５及び１６からなり、一次側グランドＧ１を基準電位として、コンデンサ４に並列接続された分圧抵抗回路を構成する。コンデンサ４の電圧、すなわち入力検出回路４００に印加される電圧は、電源電圧のゼロクロスに対応する部分が（コンデンサ４の平滑作用により）ゼロまで低下しない全波整流波形となる。したがって、抵抗１６には、谷部がゼロまで低下しない脈流電圧が発生し、これが検出入力電圧となる。

補助電源回路５００は、トランス６の補助巻線Ｓ１、ダイオード１７及び定電圧回路１８を有する一次側回路、並びにトランス６の補助巻線Ｓ２、ダイオード１９及び定電圧回路２０を有する二次側回路を備える。一次側回路は一次側グランドＧ１を基準電位とし、二次側回路は二次側グランドＧ２を基準電位とする。補助電源回路５００は、ＦＥＴ５のスイッチング動作に基づいて制御回路６００の制御電源を生成する。補助巻線Ｓ１に発生する電圧が、ダイオード１７及び定電圧回路１８によって定電圧化され、制御電源Ｖｃｃ１として制御回路６００の一次側の回路に供給される。同様に、補助巻線Ｓ２に発生する電圧が、ダイオード１９及び定電圧回路２０によって定電圧化され、制御電源Ｖｃｃ２として制御回路６００の二次側の回路に供給される。定電圧回路１８は、三端子レギュレータ、シリーズレギュレータ、ツェナーダイオード等を含むものであってもよいし、後述の制御ＩＣ２１の内部の基準電圧源を利用するものであってもよい。また、定電圧回路２０は、三端子レギュレータ、シリーズレギュレータ等を含むものであればよい。なお、制御電源Ｖｃｃ２は、トランス６の補助巻線から得られる電圧に加えて、又はそれに代えてコンデンサ９の電圧をもとに生成されるようにしてもよい。

制御回路６００は、ドライバ回路６１０、フィードバック回路６２０、ソフトスタート回路６３０及びリセット回路６４０を備える。制御回路６００は、出力検出回路３００、入力検出回路４００等から入力される各検出電圧に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ２２０のＦＥＴ５をＰＷＭ駆動する。一次側回路を構成するドライバ回路６１０、ソフトスタート回路６３０及びリセット回路６４０は、制御電源Ｖｃｃ１の供給を受けて一次側グランドＧ１を基準電位として動作する。また、二次側回路を構成するフィードバック回路６２０は、制御電源Ｖｃｃ２の供給を受けて二次側グランドＧ２を基準電位として動作する。

ドライバ回路６１０は、制御ＩＣ２１、コンデンサ２２及びフォトカプラ３２（フォトトランジスタ３２ｔ）を含む。制御ＩＣ２１は、詳細を後述するように、フィードバック回路６２０の動作状態（フォトトランジスタ３２ｔの出力状態）及びソフトスタート回路６３０の動作状態に基づいてＦＥＴ５の駆動を制御する。なお、制御ＩＣ２１には、必要に応じて周辺回路部品（不図示）が接続され得る。

制御ＩＣ２１は、フライバックコンバータを駆動するための汎用のスイッチング制御ＩＣであればよく、少なくとも、制御電源端子（ＶＣＣ端子）、グランド端子（ＧＮＤ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、電流センス端子（ＩＳ端子）、及び出力制御端子であるフィードバック端子（ＦＢ端子）を有する。さらに、制御ＩＣ２１は、不図示のゼロクロス検出端子（ＺＣＤ端子）、マルチプライヤ入力端子（ＭＵＬ端子）及び補償端子（ＣＯＭＰ端子）を有する。

制御ＩＣ２１は、制御電源Ｖｃｃ１及び不図示の起動抵抗に接続されたＶＣＣ端子から動作電源の供給を受け、一次側グランドＧ１に接続されたＧＮＤ端子を基準電位として動作する。なお、起動抵抗はコンデンサ４の高電位端とＶＣＣ端子との間に接続され、起動抵抗を介して制御ＩＣ２１の起動用の電力が供給される。ＯＵＴ端子はＦＥＴ５のゲート端子に接続され、その内部回路がＦＥＴ５のゲート信号を出力する。ＩＳ端子は、電流検知抵抗７とＦＥＴ５のソース端子との接続点に接続され、電流検知抵抗７に発生するＦＥＴ電流に対応する電圧の入力を受ける。ＭＵＬ端子（不図示）及びＩＳ端子の入力によってＦＥＴ５のスイッチング動作が適正化される。ＦＢ端子は、フォトトランジスタ３２ｔのコレクタ端子及び後述のＰ型トランジスタ３３のエミッタ端子に接続される。

図２に示すように、制御ＩＣ２１の内部では、例えば、ＦＢ端子は内部基準電圧源２１ａ（例えば５Ｖの定電圧源）に抵抗２１ｂを介して接続され、ＯＵＴ端子はゲート回路２１ｃに接続される。ゲート回路２１ｃでは、ＦＢ端子の入力電圧に応じて、ゲート信号のパルス幅（オン幅）が決定される。具体的には、制御ＩＣ２１では、ＦＢ端子電圧の増加に対してゲート信号のオン幅が増加するように構成されているものとし、これによりＦＢ端子電圧の増加に対して出力電流が増加する。また、ＦＢ端子電圧がゼロの場合には、ゲート信号が停止するか、又はゲート信号のオン幅が最小化される。なお、上述した各端子を有するような制御ＩＣ２１は市販されており、他の端子のそれぞれの機能は当業者には周知であるので、その詳細な説明を省略する。

フィードバック回路６２０は、オペアンプ２３及び２４、電圧源２５及び２６、ダイオード２７及び２８、電圧源２９、抵抗３０及び３１、並びにフォトカプラ３２（フォトダイオード３２ｄ）を含む。概略として、オペアンプ２３は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプであり、オペアンプ２４は出力電圧を一定化させる機能を担う定電圧制御用のオペアンプである。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の出力状態に応じて、定電流制御及び定電圧制御の一方がダイオード２７及び２８からなるダイオードＯＲ回路によって選択され、フォトダイオード３２ｄの入力状態が決定される。ただし、本実施形態では、専ら定電流制御が行われる状況が想定される。なお、フォトカプラ３２の入力信号又は出力信号をフィードバック信号というものとする。

定電流制御用のオペアンプ２３の負入力端子（−）には出力検出回路３００（電流検出抵抗１０）によって検出された検出電流値が入力され、正入力端子（＋）には出力電流の目標値（目標電流値）に対応する電圧が電圧源２５から入力される。なお、オペアンプ２３の負入力端子と出力端子間には不図示の帰還素子（抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路）が接続されるものとする。オペアンプ２３は、負入力端子に入力される検出電流値と、正入力端子に入力される目標電流値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード２７がオンされて定電流制御が選択されている場合には、オペアンプ２３は、検出電流値が目標電流値に一致するようにフィードバック信号を生成することになる。電圧源２５の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２の分圧値であればよい。

定電圧制御用のオペアンプ２４の負入力端子（−）には出力検出回路３００（抵抗１１、１２及び１３）によって検出された検出電圧値が入力され、正入力端子（＋）には出力電圧の目標電圧値（上限電圧値）に対応する電圧が電圧源２６から入力される。なお、オペアンプ２４の負入力端子と出力端子間にも不図示の帰還素子が接続されるものとする。オペアンプ２４は、負入力端子に入力される検出電圧値と、正入力端子に入力される上限電圧値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、ダイオード２８がオンされて定電圧制御が選択されている場合には、オペアンプ２４は、検出電圧値が上限電圧値に一致するようにフィードバック信号を生成することになる。電圧源２６の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２の分圧値であればよい。

ダイオード２７及び２８からなるダイオードＯＲ回路は、オペアンプ２３の出力端子電圧又はオペアンプ２４の出力端子電圧のいずれか低い方に対してオンする。ダイオードＯＲ回路の共通アノードはフォトダイオード３２ｄのカソード側に接続される。フォトダイオード３２ｄのアノードは電圧源２９の出力に抵抗３０を介して接続され、フォトダイオード３２ｄに抵抗３１が並列接続される。電圧源２９の電圧値は、制御電源Ｖｃｃ２の分圧値であればよい。なお、抵抗３０はフォトダイオード３２ｄのカソード側に挿入されていてもよい。フォトトランジスタ３２ｔには、フォトダイオード３２ｄに流れる電流（発光）に応じた出力電流が流れる。このように、フィードバック回路６２０において、検出電流値（又は検出電圧値）と目標電流値（又は上限電圧値）の誤差に基づいてフィードバック信号が生成され、フォトカプラ３２を介して二次側のフィードバック回路６２０から一次側のドライバ回路６１０に伝達される。

ソフトスタート回路６３０は、Ｐ型トランジスタ３３、抵抗３４及び３５並びにコンデンサ３６を含む。トランジスタ３３のエミッタ端子がＦＢ端子に接続され、コレクタ端子が一次側グランドＧ１に接続され、ベース端子が抵抗３４を介して制御電源Ｖｃｃ１に接続されるとともに抵抗３５及びコンデンサ３６を介して一次側グランドＧ１に接続される。なお、抵抗３５は、必要に応じて接続されればよい。ソフトスタート回路６３０の動作については後述する。

リセット回路６４０は、Ｎ型トランジスタ（ＦＥＴ）３７、Ｎ型トランジスタ３８及び抵抗３９を含む。ＦＥＴ３７のソース−ゲート間に入力検出回路４００の抵抗１６が接続され、すなわち、ＦＥＴ３７のゲート端子に検出入力電圧が入力される。ＦＥＴ３７のソース端子が一次側グランドＧ１に接続され、ドレイン端子が抵抗３９を介して制御電源Ｖｃｃ１に接続される。トランジスタ３８のベース端子がＦＥＴ３７のドレイン端子に接続され、エミッタ端子が一次側グランドＧ１に接続され、コレクタ端子がトランジスタ３３のベース端子に接続される。なお、ＦＥＴ３７のソース−ゲート間に過電圧保護用のツェナーダイオードが接続されていてもよいし、（ゼロまで低下しない脈流である）検出入力電圧を比較的小さい時定数で平滑する小容量のコンデンサが接続されていてもよい。入力検出回路４００及びリセット回路６４０において、電源電圧が閾値以下である場合にＦＥＴ３７がオフし、電源電圧が閾値を超える場合にＦＥＴ３７がオンするように各回路定数（抵抗１４、１５及び１６の抵抗値、ＦＥＴ３７の特性等）が設定されるものとする。リセット回路６４０の動作については後述する。上記閾値は、電源電圧の有無を識別可能な電圧であればよい。

なお、トランジスタ３７及び３８の各々は、ＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよいし、バイポーラトランジスタであってもよい。本明細書において、ＦＥＴのゲート端子及びバイポーラトランジスタのベース端子を総称して制御端子といい、ＦＥＴのドレイン端子及びバイポーラトランジスタのコレクタ端子を総称して入力端子といい、ＦＥＴのソース端子及びバイポーラトランジスタのエミッタ端子を総称して出力端子というものとする。

図３Ａ及び図３Ｂを参照して、本実施形態及び比較例の電源投入時の動作を説明する。図３Ａに、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の動作を示し、図３Ｂに、ＬＥＤ電源装置１００からソフトスタート回路６３０を省いた比較例の動作を示す。なお、各図の尺度は、説明のために適宜拡縮されている。

まず、図３Ｂを参照して、ソフトスタート回路６３０を省いた比較例の電源投入時の動作を説明する。図３Ｂは、下段から、電源電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間を示す。

時刻ｔ２０において、電源ＡＣが投入されて電源電圧が発生する。この時点では、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２は生成されていないが、制御ＩＣ２１は上述の起動抵抗を介した給電によって起動しつつある。この時点で、ＦＢ端子電圧はゼロ又は不定となる。

時刻ｔ２１において、制御ＩＣ２１が起動し、ＦＥＴ５のスイッチングが開始され、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の供給が開始され、制御回路６００全体が起動する。ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路６２０の過渡的な動作状態において生成されるフィードバック信号によって決まる電圧となる。すなわち、時刻ｔ２１の時点で検出電流値はゼロであるので、フィードバック回路６２０は、出力電流（検出電流値）を目標電流値まで上げるために最大のＰＷＭオン幅を適用するためのフィードバック信号を生成する。これにより、制御回路６００の起動後に瞬時にＦＢ端子電圧が最大電圧Ｖｍａｘとなり、出力電流も最大出力値までオーバーシュートする。その後、フィードバック回路６２０が応答し、ＦＢ端子電圧が、フィードバック回路６２０の安定動作状態において生成されるフィードバック信号によって決まる電圧Ｖｆｂとなり、出力電流が定電流制御される。このように、ソフトスタート回路６３０がない場合には、電源投入時に、ＦＢ端子電圧の急峻な立ち上りによって出力電流のオーバーシュートが発生してしまう。

次に、図３Ａを参照して、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の電源投入時の動作を説明する。図３Ａは、下段から、電源電圧、ＦＥＴ３７の動作状態、トランジスタ３８の動作状態、コンデンサ３６の電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間を示す。

時刻ｔ０において、電源ＡＣが投入されて電源電圧が発生する。これにより、ＦＥＴ３７がオンされる。この時点では、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２は生成されていないが、制御ＩＣ２１は上記の起動抵抗を介した給電によって起動しつつある。この時点で、ＦＢ端子電圧はゼロ又は不定となる。

時刻ｔ１において、制御ＩＣ２１が起動し、ＦＥＴ５のスイッチングが開始され、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の供給が開始され、制御回路６００全体が起動する。この時点で、ＦＥＴ３７はオン状態であるからトランジスタ３８はオフ状態となるが、コンデンサ３６は未だ充電されていない。したがって、トランジスタ３３はオン状態であり、ＦＢ端子電圧はゼロであり、出力電流はゼロ又は最小値となる。

時刻ｔ１以降において、コンデンサ３６が制御電源Ｖｃｃ１から抵抗３４を介して徐々に充電されていく。この充電速度は、抵抗３４及び３５の抵抗値並びにコンデンサ３６の容量によって決まる時定数に依存する。このようなコンデンサ３６の充電により、トランジスタ３３は緩徐的にオフされてＦＢ端子電圧が徐々に上昇し、出力電流も徐々に増加していく。

時刻ｔ２において、コンデンサ３６の電圧が所定閾値Ｖｔｈを超えるとトランジスタ３３が完全にオフ状態となり、ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路６２０の安定動作状態において生成されるフィードバック信号よって決まる電圧Ｖｆｂとなる。これにより、電源電圧投入時のソフトスタートが終了し、出力電流が定電流制御される。このように、ＬＥＤ電源装置１００によると、電源投入時のオーバーシュートが抑制される。

図４Ａ及び図４Ｂを参照して、本実施形態及び比較例における比較的短い瞬時停電時の動作を説明する。図４Ａに、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の動作を示し、図４Ｂに、ＬＥＤ電源装置１００からリセット回路６４０を省いた比較例の動作を示す。「比較的短い瞬時停電」とは、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２が各定電圧回路１８及び２０（それに含まれる平滑コンデンサ等）によって保持される程度の継続時間の瞬時停電をいうものとする。なお、各図の尺度は、説明のために適宜拡縮されている。

まず、図４Ｂを参照して、リセット回路６４０を省いた比較例の動作を説明する。図４Ｂは、下段から、電源電圧、コンデンサ３６の電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示す。時刻ｔ２３から時刻ｔ２４までの比較的短い瞬停期間ＴＳにおいて、電源ＡＣが停電し、すなわち電源電圧が停止するものとする。

時刻ｔ２３までは、コンデンサ３６が充電状態に維持され、トランジスタ３３がオフ状態に維持される。ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路６２０の安定動作状態において生成されるフィードバック信号によって決定される電圧Ｖｆｂに維持され、出力電流は定電流制御されている。

時刻ｔ２３以降も、コンデンサ３６の電圧は閾値Ｖｔｈ以上に保持され、トランジスタ３３のオフ状態が維持される。出力電流はコンデンサ９の放電時定数に従って低下し、これに伴い、フィードバック回路６２０において、目標電流値に対する検出電流値の誤差が負方向に増大していく。その後、フィードバック回路６２０は、出力電流（検出電流値）を目標電流値まで上げるために最大のＰＷＭオン幅を適用するためのフィードバック信号を生成し、ＦＢ端子電圧が最大値Ｖｍａｘとなる。

時刻ｔ２４において、電源電圧が復帰すると、最大のＰＷＭオン幅でＦＥＴ５の駆動が開始され、出力電流が最大出力に達する。その後、フィードバック回路６２０が応答し、ＦＢ端子電圧が、最大値Ｖｍａｘから、フィードバック回路６２０の安定動作状態おいて生成されるフィードバック信号によって決まる電圧Ｖｆｂまで低下し、出力電流が定電流制御される。このように、リセット回路６４０がない場合には、瞬時停電時にソフトスタート回路６３０が動作せず、電源復帰時に、ＦＢ端子電圧が最大値Ｖｍａｘから開始され、応答の遅延をもって上記電圧Ｖｆｂとなることによって、出力電流のオーバーシュートが発生してしまう。

次に、図４Ａを参照して、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の動作を説明する。図４Ａは、下段から、電源電圧、ＦＥＴ３７の動作状態、トランジスタ３８の動作状態、コンデンサ３６の電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間を示す。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの比較的短い瞬停期間ＴＳにおいて、電源ＡＣが停電して電源電圧が停止するものとする。

時刻ｔ３において、ＦＥＴ３７がオフし、トランジスタ３８がオンし、コンデンサ３６の電荷がトランジスタ３８を介して放電される。これにより、トランジスタ３３がオンし、ＦＢ端子電圧がゼロとなる。なお、制御回路６００の動作にかかわらず、出力電流はコンデンサ９の放電時定数に従って低下する。

時刻ｔ４において、電源電圧が復帰すると、ＦＥＴ３７がオンし、トランジスタ３８がオフする。その後、図３Ａの時刻ｔ１以降と同様に、コンデンサ３６が充電されるにつれてトランジスタ３３が緩徐的にオフされ、ＦＢ端子電圧が徐々に上昇し、出力電流が徐々に増加していく。そして、時刻ｔ５において、コンデンサ３６の電圧が所定閾値Ｖｔｈを超えるとトランジスタ３３が完全にオフ状態となり、ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路６２０の安定動作状態において生成されるフィードバック信号よって決まる電圧Ｖｆｂとなる。これにより、瞬時停電における電源復帰時のソフトスタートが終了し、出力電流が定電流制御される。このように、ＬＥＤ電源装置１００によると、比較的短い時間の瞬時停電の電源復帰時において、オーバーシュートが抑制される。

図５Ａ及び図５Ｂを参照して、本実施形態及び比較例の比較的長い瞬時停電時の動作を説明する。図５Ａに、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の動作を示し、図５Ｂに、ＬＥＤ電源装置１００からリセット回路６４０を省いた比較例の動作を示す。「比較的長い瞬時停電」とは、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２が各定電圧回路１８及び２０（それに含まれる平滑コンデンサ等）によって保持されずに停止する程度の継続時間の瞬時停電をいうものとする。なお、各図の尺度は、説明のために適宜拡縮されている。

まず、図５Ｂを参照して、リセット回路６４０を省いた比較例の動作を説明する。図５Ｂは、下段から、電源電圧、コンデンサ３６の電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示す。時刻ｔ２６から時刻ｔ２８までの比較的長い瞬停期間ＴＬにおいて、電源ＡＣが停電し、すなわち電源電圧が停止するものとする。

時刻ｔ２６〜ｔ２７までの動作は、図４Ｂに関して説明した時刻ｔ２３〜ｔ２４までの動作と同じである。すなわち、コンデンサ３６の充電状態が維持され、出力電流が停止し、ＦＢ端子電圧が最大値Ｖｍａｘに維持される。

時刻ｔ２７において、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２が停止し、制御ＩＣ２１の動作が停止し、ＦＢ端子電圧がゼロ又は不定となる。一方、コンデンサ３６の電圧は、抵抗３４及び３５の抵抗値並びにコンデンサ３６の容量によって決まる時定数でわずかに放電されるが実質的に維持される。

時刻ｔ２８において、電源電圧が復帰すると、図３Ｂの時刻ｔ２０の場合と同様に、制御ＩＣ２１が、起動抵抗を介した給電によって再起動し始める。

時刻ｔ２９において、制御ＩＣ２１が再起動し、ＦＥＴ５のスイッチングが再開され、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の供給が再開され、制御回路６００全体が再起動する。この時点で、コンデンサ３６は既に実質的に充電されているので、トランジスタ３３はオフ状態となる。すなわち、ソフトスタート回路６３０は機能せず、ＦＢ端子電圧及び出力電流の変化は、ソフトスタート回路６３０を省いた比較例の電源投入時の動作を示す図３Ｂの時刻ｔ２１における変化と同様となる。すなわち、フィードバック回路６２０は、出力電流（検出電流値）を目標電流値まで上げるために最大のＰＷＭオン幅を適用するためのフィードバック信号を生成し、ＦＢ端子電圧は最大電圧Ｖｍａｘとなり、出力電流も最大出力値までオーバーシュートする。このように、ソフトスタート回路６３０がない場合には、電源復帰時に、ＦＢ端子電圧の急峻な立ち上りによって出力電流のオーバーシュートが発生してしまう。

次に、図５Ａを参照して、本実施形態のＬＥＤ電源装置１００の動作を説明する。図５Ａは、下段から、電源電圧、ＦＥＴ３７の動作状態、トランジスタ３８の動作状態、コンデンサ３６の電圧、ＦＢ端子電圧及び出力電流（ＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間を示す。時刻ｔ６から時刻ｔ８までの比較的長い瞬停期間ＴＬにおいて、電源ＡＣが停電し、すなわち電源電圧が停止するものとする。

時刻ｔ６における動作は、図４Ａに関して説明した時刻ｔ３の動作と同じである。すなわち、ＦＥＴ３７がオフし、トランジスタ３８がオンし、コンデンサ３６の電荷がトランジスタ３８を介して放電される。これにより、トランジスタ３３がオンし、ＦＢ端子電圧がゼロとなる。また、制御回路６００の動作にかかわらず、出力電流はコンデンサ９の放電時定数に従って低下する。

時刻ｔ７において、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２が停止する。この状態は、図３Ａにおける時刻ｔ０以前の状態と同様であり、制御ＩＣ２１の動作が停止し、ＦＢ端子電圧がゼロ又は不定となる。また、ＦＥＴ３７及びトランジスタ３８ともオフ状態となり、コンデンサ３６の電圧がゼロとなる。

時刻ｔ８において、電源電圧が復帰すると、ＦＥＴ３７がオンされる。また、制御ＩＣ２１が、起動抵抗を介した給電によって再起動し始める。時刻ｔ８以降の動作は、電源投入時に関して図３Ａにおいて説明した時刻ｔ０以降の動作と実質的に同じとなる。

すなわち、時刻ｔ９（図３Ａの時刻ｔ１に対応）において、制御ＩＣ２１が再起動し、制御電源Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の供給が再開され、制御回路６００全体が再起動する。時刻ｔ９以降において、コンデンサ３６が充電されるにつれて、トランジスタ３３が緩徐的にオフされ、ＦＢ端子電圧が徐々に上昇し、出力電流も徐々に増加していく。

時刻ｔ１０（図３Ａの時刻ｔ２に対応）において、コンデンサ３６の電圧が所定閾値Ｖｔｈを超えるとトランジスタ３３が完全にオフ状態となり、ＦＢ端子電圧は、フィードバック回路６２０の安定動作状態において生成されるフィードバック信号よって決まる電圧Ｖｆｂとなる。これにより、電源電圧投入時のソフトスタートが終了し、出力電流が定電流制御される。このように、ＬＥＤ電源装置１００によると、比較的長い時間の瞬時停電の電源復帰時においても、オーバーシュートが抑制される。

以上のように、ＬＥＤ電源装置１００の制御回路６００は、ＦＢ端子電圧の増加に応じて直流電源回路２００の出力を増加させるドライバ回路６１０と、検出電流値が目標電流値に一致するようにフィードバック信号を生成するフィードバック回路６２０と、起動すると、ＦＢ端子電圧を、ゼロから、フィードバック信号によって決定される電圧Ｖｆｂまで徐々に変化させるソフトスタート回路６３０と、電源電圧が閾値以下である場合にはソフトスタート回路６３０にＦＢ端子電圧をゼロに保持させ、電源電圧が閾値を超えるとソフトスタート回路６３０を起動させるリセット回路６４０を備える。このように、電源停止時に電源電圧が閾値以下となるとＦＢ端子電圧がゼロにリセットされ、電源復帰時に電源電圧が閾値を超えるとＦＢ端子電圧がゼロから上記電圧Ｖｆｂまで徐々に上昇するようにリセット回路６４０及びソフトスタート回路６３０が構成される。これにより、瞬時停電時においては、フィードバック信号が実質的に無効化された状態から出力電流の緩徐な上昇が行われるので、検出電流値と目標電流値との間の大きな誤差量及びフィードバック制御の応答速度にかかわらず確実にソフトスタートが実行される。したがって、瞬時停電における電源復帰時にＬＥＤ電流のオーバーシュートを抑制することを可能とするＬＥＤ電源装置１００及びＬＥＤ照明装置１５０が実現される。また、オーバーシュートの抑制により、ＬＥＤ５０の短寿命化が防止されるとともに、ユーザにおける視覚的違和感が解消される。

また、直流電源回路２００がＤＣ／ＤＣコンバータ２２０を含み、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０が、絶縁トランス６によって絶縁された入力側の一次側回路及び出力側の二次側回路を有し、一次側回路が一次側グランドＧ１に対して動作し、二次側回路が二次側グランドＧ２に対して動作するように構成される。そして、ドライバ回路６１０、ソフトスタート回路６３０、リセット回路６４０及び入力検出回路４００が一次側グランドＧ１に対して動作し、出力検出回路３００及びフィードバック回路６２０が二次側グランドＧ２に対して動作し、フィードバック信号がフォトカプラ３２を介してフィードバック回路６２０からドライバ回路６１０に入力されるように構成される。これにより、直流電源回路２００を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の一次側回路と二次側回路が異なるグランド（すなわち、基準電位）を有する場合に本発明の好適な実施が可能となり、本発明の構成の汎用性が高まる。

また、ソフトスタート回路６３０及びリセット回路６４０が、少なくとも、３個のトランジスタ３３、３７及び３８、１つのコンデンサ３６並びに２つの抵抗３４及び３９（更に必要に応じて抵抗３５）によって構成される、このように、本実施形態によると、簡素な構成のソフトスタート回路及びリセット回路が実現される。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の変形
上記実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０が絶縁型フライバックコンバータからなる構成を示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０は、フォワードコンバータ等、他の方式のコンバータであってもよい。また、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０が非絶縁型の降圧チョッパ回路等である場合にも適用可能である。

（２）入力検出回路４００の変形
上記実施形態では、入力検出回路４００が電源電圧の有無をＤＣ／ＤＣコンバータ２２０の入力電圧によって検出する構成を示したが、入力検出回路４００が電源電圧の有無を補助電源回路５００の補助巻線Ｓ１の電圧によって検出する構成であってもよい。図６に、本変形例によるＬＥＤ照明装置１００における入力検出回路４００、補助電源回路５００及び制御回路６００を示す。図６において不図示の構成は図１に示す上記実施形態の構成と同様である。また、上記実施形態と実質的に同様の回路素子には同様の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

本変形例の入力検出回路４００は、補助電源回路５００の補助巻線Ｓ１に接続される。入力検出回路４００は、補助巻線Ｓ１にアノードが接続されたダイオード４０、ダイオード４０のカソードに接続された抵抗４１及び４２の分圧回路、並びに抵抗４２に並列接続されたコンデンサ４３を備え、抵抗４１及び４２の分圧点がＦＥＴ３７のゲート端子に接続される。補助巻線Ｓ１に発生する電圧がダイオード４０によって半波整流され、半波整流電圧が抵抗４１及び４２並びにコンデンサ４３によって分圧及び平滑される。ダイオード４０による半波整流電圧は高周波（ＦＥＴ５のスイッチング周波数）で振幅する。したがって、高周波リップルを平滑化するためのコンデンサ４３の容量は、電源周波数の２倍の低周波リップルを平滑化するためのコンデンサ９等の容量よりも充分に小さい。

（３）ドライバ回路６１０及びソフトスタート回路６３０の変形
上記実施形態では、ＦＢ端子電圧の増加に対してＰＷＭ制御のオン幅が増加する仕様の制御ＩＣ２１が採用される構成を示したが、ＦＢ端子電圧の減少に対してＰＷＭ制御のオン幅が増加する仕様の制御ＩＣが採用されてもよい。この場合、Ｐ型のトランジスタ３３のエミッタ端子が制御電源Ｖｃｃ１に接続され、コレクタ端子が当該制御ＩＣのＦＢ端子に接続されるようにすればよい。これにより、ソフトスタート時に、ＦＢ端子電圧は、制御電圧Ｖｃｃ１から、フィードバック信号によって決定される電圧Ｖｆｂまで徐々に低下して、ＰＷＭ制御のオン幅が徐々に増大する。

（４）リセット回路６４０の変形
上記実施形態では、リセット回路６４０が瞬時停電時に確実にソフトスタート回路６３０をリセットする構成を示した。一方、ＬＥＤ電流が停止しない程度、すなわちコンデンサ９の電圧がＬＥＤ５０の合計順方向電圧Ｖｆ以上に維持される程度の非常に短い時間の瞬時停電においては、リセット回路６４０がソフトスタート回路６３０をリセットしない構成としてもよい。

図７及び図８に、各変形例によるＬＥＤ照明装置１００における入力検出回路４００及び制御回路６００を示す。図７及び図８において不図示の構成は図１に示す上記実施形態の構成と同様である。また、上記実施形態と実質的に同様の回路素子には同様の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図７に示す構成においては、トランジスタ３８のコレクタ端子と一次側グランドＧ１との間にコンデンサ４４が接続される。ＦＥＴ３７がオンからオフに遷移する場合（例えば、停電発生時）、抵抗３９及びコンデンサ４４の時定数に応じたタイミングでトランジスタ３８がオフからオンに遷移する。一方、ＦＥＴ３７がオフからオンに遷移する場合（例えば、電源投入時又は電源復帰時）、トランジスタ３８は、コンデンサ４４がない場合と同様に瞬時にオンからオフに遷移する。これにより、瞬停期間が非常に短い場合、ＦＥＴ３７の非常に短い時間のオフに対してトランジスタ３８はオンされず、ソフトスタート回路６３０のリセットは行われない。

図８に示す構成においては、コンデンサ３６とトランジスタ３８によって形成される閉回路に抵抗４５が挿入接続される。図８では、抵抗４５は、コンデンサ３６とトランジスタ３３のベース端子と抵抗３４及び３５との接続点と、トランジスタ３８のコレクタ端子との間に接続されているが、トランジスタ３８を介したコンデンサ３６の放電経路（一次側グランドＧ１→コンデンサ３６→トランジスタ３８→一次側グランドＧ１）のいずれかの箇所に接続されればよい。ただし、トランジスタ３８がオフ状態にある場合にトランジスタ３３が確実にオン状態となるように、抵抗４５の抵抗値が設定される。また、抵抗４５がコンデンサ３６の充電経路に接続される場合には、抵抗４５が充電速度に実質的な影響を与えないように抵抗４５の抵抗値が設定される。抵抗４５の挿入により、瞬停期間が非常に短い場合、トランジスタ３８の非常に短い時間のオフに対してコンデンサ３６の放電が抑止されてトランジスタ３３はオンされず、ソフトスタート回路６３０のリセットは行われない。

図７及び図８の構成によると、コンデンサ３６の充電に影響を与えずに、その放電の一時的な抑止が可能となる。したがって、コンデンサ３６の充電によって作動されるソフトスタートを遅延させることなく、かつＬＥＤ５０の消灯と伴わない程度の非常に短い時間の瞬時停電におけるソフトスタート回路６３０のリセットが回避されてＬＥＤ５０の輝度変化が最小化される。なお、図７及び図８の構成は併用されてもよい。

５０ ＬＥＤ
１００ ＬＥＤ電源装置
１５０ ＬＥＤ照明装置
２００ 直流電源回路
２２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３００ 出力検出回路
４００ 入力検出回路
６００ 制御回路
６１０ ドライバ回路
６２０ フィードバック回路
６３０ ソフトスタート回路
６４０ リセット回路

Claims (5)

1. ＬＥＤ電源装置であって、
   電源電圧を直流の出力電流に変換して該出力電流をＬＥＤに供給する直流電源回路と、
   前記出力電流を検出する出力検出回路と、
   前記電源電圧を検出する入力検出回路と、
   出力制御端子を有し、該出力制御端子の電圧に応じて前記直流電源回路の出力を制御するドライバ回路と、
   検出される前記出力電流が目標値に一致するようにフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
   起動すると、前記出力制御端子の電圧を、前記フィードバック信号に依存せずに前記出力電流を減少させる第１の電圧から前記フィードバック信号によって決定される第２の電圧まで徐々に変化させるソフトスタート回路と、
   前記電源電圧が閾値以下である場合には前記ソフトスタート回路に前記出力制御端子の電圧を前記第１の電圧に保持させ、前記電源電圧が前記閾値を超えると前記ソフトスタート回路を起動させるリセット回路と
   を備え、
   前記直流電源回路がＤＣ／ＤＣコンバータを含み、該ＤＣ／ＤＣコンバータが、絶縁トランスによって絶縁された入力側の一次側回路及び出力側の二次側回路を有し、前記一次側回路が第１の基準電位に対して動作し、前記二次側回路が第２の基準電位に対して動作するように構成され、
   前記ドライバ回路、前記ソフトスタート回路、前記リセット回路及び前記入力検出回路が前記第１の基準電位に対して動作し、前記出力検出回路及び前記フィードバック回路が前記第２の基準電位に対して動作し、前記フィードバック信号がフォトカプラを介して前記フィードバック回路から前記ドライバ回路に入力されるように構成された、ＬＥＤ電源装置。
2. ＬＥＤ電源装置であって、
   電源電圧を直流の出力電流に変換して該出力電流をＬＥＤに供給する直流電源回路と、
   前記出力電流を検出する出力検出回路と、
   前記電源電圧を検出する入力検出回路と、
   出力制御端子を有し、該出力制御端子の電圧に応じて前記直流電源回路の出力を制御するドライバ回路と、
   検出される前記出力電流が目標値に一致するようにフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
   起動すると、前記出力制御端子の電圧を、前記フィードバック信号に依存せずに前記出力電流を減少させる第１の電圧から前記フィードバック信号によって決定される第２の電圧まで徐々に変化させるソフトスタート回路と、
   前記電源電圧が閾値以下である場合には前記ソフトスタート回路に前記出力制御端子の電圧を前記第１の電圧に保持させ、前記電源電圧が前記閾値を超えると前記ソフトスタート回路を起動させるリセット回路と
   を備え、
   前記ドライバ回路が、制御電源の給電を受けて第１の基準電位に対して動作し、前記出力制御端子の電圧の増加に対して前記出力電流を増加させるように構成され、前記第１の電圧が前記第１の基準電位に等しく、
   前記ソフトスタート回路が、Ｐ型トランジスタ、第１の抵抗及び第１のコンデンサを有し、前記Ｐ型トランジスタのエミッタ端子が前記出力制御端子に接続され、前記Ｐ型トランジスタのコレクタ端子が前記第１の基準電位に接続され、前記Ｐ型トランジスタのベース端子が前記第１の抵抗を介して前記制御電源に接続されるとともに前記第１のコンデンサを介して前記第１の基準電位に接続され、
   前記リセット回路が、第１のＮ型トランジスタ、第２のＮ型トランジスタ及び第２の抵抗を有し、前記第１のＮ型トランジスタの制御端子に前記入力検出回路による検出電圧が入力され、前記第１のＮ型トランジスタの出力端子が前記第１の基準電位に接続され、前記第１のＮ型トランジスタの入力端子が前記第２の抵抗を介して前記制御電源に接続され、前記第２のＮ型トランジスタの制御端子が前記第１のＮ型トランジスタの入力端子に接続され、前記第２のＮ型トランジスタの入力端子が前記Ｐ型トランジスタのベース端子に接続され、前記第２のＮ型トランジスタの出力端子が前記第１の基準電位に接続され、
   前記電源電圧が前記閾値以下である場合に前記第１のＮ型トランジスタがオフし、前記電源電圧が前記閾値を超える場合に前記第１のＮ型トランジスタがオンするように構成された、ＬＥＤ電源装置。
3. 請求項２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記第２のＮ型トランジスタの入力端子と前記第１の基準電位との間に第２のコンデンサが接続された、ＬＥＤ電源装置。
4. 請求項２又は３に記載のＬＥＤ電源装置において、前記第１のコンデンサと前記第２のＮ型トランジスタによって形成される閉回路に第３の抵抗が挿入接続された、ＬＥＤ電源装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
   

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