JP6557703B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧から変換した直流電圧を出力する電源装置に関する。

この種の電源装置に関して、交流電圧から変換した直流電圧を負荷のＬＥＤに出力するＤＣ／ＤＣコンバータを備えたＬＥＤ電源装置の先行技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

この先行技術は、交流電圧を整流回路で全波整流し、ＰＦＣ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御することで昇圧された直流電圧をバックコンバータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に出力する。出力電圧はバックコンバータ回路の前段でコンデンサに充電され、バックコンバータ回路は、スイッチング素子のＰＷＭ制御によってコンデンサの電圧を変圧し、直流電圧を負荷に出力する。ＰＦＣ回路及びバックコンバータ回路の各スイッチング素子の駆動状態は各々の制御ＩＣによって制御されており、ＰＦＣ回路及びバックコンバータ回路は、制御ＩＣからのＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子を駆動して出力電圧または、出力電流を制御する。制御ＩＣには制御電源回路が接続されており、制御電源回路のキャパシタからは１５Ｖ程度の制御電源電圧を取り出すことが可能である。

特開２０１７−４６５３５号公報

上記の先行技術では、停電時に入力電圧の印加が瞬間的に停止（又は電圧が低下）しても、ＰＦＣ回路の制御ＩＣはキャパシタに充電された制御電源電圧によって駆動されるため、停電中もＰＦＣ回路やバックコンバータ回路は定常時と同様に動作し続けることになる。しかしながら、入力電圧の瞬時停止時にＰＦＣ＿Ｖ端子にフィードバックされる電圧はキャパシタＣ３の電圧であり、定常時にＰＦＣ回路が制御させようとしている出力電圧より低くなっているため、ＰＦＣ＿ドライブ(ＤＲ)端子のゲート信号は出力電圧を上げる方向にＯＮ幅を広げて動作しようとする。この状態で電源の再投入（電断復帰）が起きると、入力電圧の印加時に過大な起動電流が発生してしまうという問題がある。

そこで本発明は、電源の再投入時に起動電流が過大になることを防止する技術を提供するものである。

上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。

本発明の電源装置は、ＰＦＣ制御部及びＤＣ／ＤＣコンバータを有する構成において、入力電圧が印加されない時にＰＦＣ制御部の動作を停止させるものである。具体的には、整流部からＤＣ／ＤＣコンバータまでの間で発生する内部の電圧を用いてＰＦＣ制御部に起動電圧を印加する起動回路について、起動電圧制御は、入力電圧の印加時は起動回路によるＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を可能とする一方で、入力電圧の非印加時はＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を抑制する。

〔１次起動電流対策〕
これにより、例えば瞬時停止で入力電圧の印加が停止している間、ＰＦＣ制御部に供給する電圧（起動電流）をなくし、ＰＦＣ制御部の動作を確実に停止させることができる。そして、 電源再投入後、ＰＦＣ制御部はＰＷＭ制御によるゲートドライブのＯＮ幅を含めて起動（停止状態）から動作を開始することになるため、入力電流（１次起動電流）のピークが過大になることを抑えることができる。

〔２次起動電流対策〕
さらに本発明は、独自の知見に基づいた解決手段をも有するものである。
すなわち、上記のような再投入時の起動電流のピークは、入力電圧の再投入時に１次起動電流として発生するだけでなく、これに遅れて２次起動電流として発生することがある。これは、再投入時にＰＦＣ制御部では出力電圧が一時的にオーバシュートし、ＯＶＰ（過電圧保護）機能が作動してゲートドライブが一時停止状態となるが、その間もＤＣ／ＤＣコンバータは動作し続けているため、ＯＶＰ機能の解除電圧まで出力電圧が低下した際にＤＣ／ＤＣコンバータ自体が過大な負荷となって出力電圧（ＤＣ／ＤＣコンバータ前段の電解コンデンサに充電された電圧）を大きく降下させ、それによって再起動時のゲートドライブのＯＮ幅が過度に広がってしまうことに起因する。

このため本発明は、２次起動電流の対策として出力電流制御部の構成を有する。出力電流制御部は、ＰＦＣ制御部による出力電圧の発生開始時にＤＣ／ＤＣコンバータから負荷への出力電流を定常値より低くし、時間の経過に伴い出力電流を定常値に向けて次第に増加させる制御を行う。これにより、ＰＦＣ制御部の出力電圧を軽負荷状態で起動させることができる。

すなわち、ＰＦＣ制御部の出力電圧を軽負荷状態で起動させることにより、ＰＦＣ制御部がＯＶＰ機能により一時的に停止している間の出力電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータが定格電力で起動した場合に比較して降下が緩やかとなり、大幅な出力電圧の降下を抑制することができる。また、ＯＶＰ解除後のＰＦＣ制御部の再起動においても、出力電力は軽負荷状態を維持することでゲートドライブのＯＮ幅を抑えた状態で起動することができる。これにより、ＰＦＣ制御部の再動作時の２次起動電流が過大となることを抑えることができる。

また本発明は、１次起動電流対策として以下の各態様を開示する。

〔第１態様〕
電源装置の回路構成として、ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に電解コンデンサを含むものである場合、起動電圧制御は、入力電圧の非印加時に電解コンデンサからの電圧が印加されない経路に接続されている。

上記の態様によれば、瞬時停止で入力電圧の印加が停止している間、起動回路には電解コンデンサからの電圧が印加されないので、ＰＦＣ制御部の起動に必要な起動電圧が印加されず、ＰＦＣ制御部を確実に停止させることができる。

〔第２態様〕
起動電圧制御部は、入力電圧検出部で入力電圧を検出し、その印加が検出されない場合、ＯＮ／ＯＦＦ回路により起動回路を停止させることとする。

上記の態様によれば、瞬時停止で入力電圧が印加されていない間、起動回路は停止状態となるため、同じくＰＦＣ制御部の起動に必要な起動電圧が印加されず、ＰＦＣ制御部を確実に停止させることができる。

本発明によれば、電源の再投入時に起動電流が過大になることを防止することができる。

第１実施形態の電源装置の構成を概略的に示す回路図である。 第１実施形態の電源装置の構成を概略的に示すブロック図である。 比較例となる電源装置の構成を概略的に示す回路図である。 比較例となる電源装置の構成を概略的に示すブロック図である。 比較例の電源装置で電源の瞬断及び再投入が発生した場合の各種変化を示す図である。 図５と同じ時間軸上で入力電圧及び入力電流の時間的な変化を示した図である。 比較例で観測されるＰＦＣ制御回路のゲートドライブ波形を示す図である。 第１実施形態の電源装置で電源の瞬断及び再投入が発生した場合の各種変化を示す図である。 図８と同じ時間軸上で入力電圧及び入力電流の時間的な変化を示した図である。 第１実施形態で観測されるＰＦＣ制御回路のゲートドライブ波形を示す図である。 第２実施形態の電源装置の構成を概略的に示す回路図である。 第２実施形態の電源装置の構成を概略的に示すブロック図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流制御部が実行するメイン制御処理の手順例を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。以下では、電源装置を定電流型ＬＥＤ照明用電源として構成した実施形態を例に挙げて説明するが、本発明はこのような形態に限るものではない。

〔第１実施形態〕
図１は、電源装置１００の構成を概略的に示す回路図である。なお、図１の回路図においては、いくつかの電気的構成はブロック要素として簡略化して示されている。

電源装置１００は、外部電源としての交流電源１０２（例えばＡＣ２００Ｖ等）に接続されており、内部構成としては整流部１０４、突入電流防止回路１０６、リップルフィルタ１０８、ＰＦＣ制御部１１０、出力電圧検出部１１６、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８等を備えている。また電源装置１００は、ＰＦＣ制御部１１０の内部要素としてＰＦＣ制御回路１１４を有する他、付随要素として起動回路１２０、入力電圧検出回路１２２等をも有する。電源装置１００は交流電源１０２を変換し、定電流制御された直流電圧を負荷１２１に供給する。負荷１２１は例えばＬＥＤ照明装置であり、交流電源１０２には商用電源及びバッテリ駆動のインバータ電源を用いることができる。この場合、電源装置１００はインバータ休止待機方式（瞬断時間２５０ｍｓ以下）の無停電電源設備として好適に実施することができる。

電源装置１００の機能を概略的に説明すると、先ず、交流電源１０２の入力交流電圧は整流部１０４で全波整流され、突入電流防止回路１０６を経て入力電圧（直流電圧）となる。入力電圧はリップルフィルタ１０８を通過した後、ＰＦＣ制御部１１０で力率改善制御されて出力電圧となる。出力電圧は出力電圧検出部１１６で検出され、ＰＦＣ制御回路１１４にフィードバック信号として入力される。これを受けてＰＦＣ制御回路１１４がゲートドライブ信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング（ＰＷＭ制御）することで出力電圧を適切に制御する。そして、出力電圧は電解コンデンサＣ３で充電及び平滑化され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８で降圧及び定電流制御された直流電圧として負荷１２１に出力される。

起動回路１２０は起動抵抗Ｒ４に入力電圧が印加されている間、起動電圧をＰＦＣ制御回路１１４のＶｃｃ端子に印加する。また、入力電圧検出回路１２２は検出抵抗Ｒ６,Ｒ７に入力電圧が印加されている間、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８にＯＮ信号を入力する。第１実施形態においては、起動回路１２０及びスイッチング回路１２２がリップルフィルタ１０８の前段（Ｐ１点）で入力電圧に接続されている。

図２は、第１実施形態の電源装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。図２中、図１に示した構成と同じ構成には同じ符号を付している。

上記のように、電源装置１００内部での処理の流れは、整流部１０４から突入電流防止回路１０６、リップルフィルタ１０８、ＰＦＣ制御部１１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８へと続いている。そして、これに付随して出力電圧検出部１１６、起動回路１２０、入力電圧検出回路１２２等がそれぞれ機能する。また、ＰＦＣ制御部１１０は内部のＰＦＣ制御回路１１４によりスイッチング（ＰＷＭ制御）を行って出力電圧を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は内部の出力電流制御部１２６によりスイッチング（ＰＷＭ制御）を行って出力電圧を制御（定電流制御）する。

〔起動電圧制御部〕
ここで、上記のように第１実施形態では、起動回路１２０がリップルフィルタ１０８の前段（Ｐ１点）で入力電圧に接続されている。このため、交流電源１０２からの電力供給が瞬間的に遮断（瞬断）された場合、入力電圧が印加されない（図１では起動抵抗Ｒ４に入力電圧が印加されない）ために起動回路１２０はＰＦＣ制御部１１０に対する起動電圧の印加を抑制（停止）する。したがって、瞬時停止で入力電圧が停止している間、ＰＦＣ制御部１１０に供給する電圧（起動電流）をなくし、ＰＦＣ制御部１１０を停止させることができる。

上記と同様の考え方からすれば、図１の回路構成中で起動抵抗Ｒ４をＰＦＣ制御部１１０のインダクタＬ２よりもブリッジダイオード（整流部１０４）側に接続する構成であればよい。したがって、起動回路１２０はリップルフィルタ１０８の後段（Ｐ２点）で入力電圧に接続されていてもよい。この場合でも、入力電圧が印加されていない間はＰＦＣ制御部１１０に起動電圧を印加しない構成とすることができる。

〔比較例との対比〕
図１及び図２に示される第１実施形態の有用性については、以下の比較例との対比により明らかとなる。

図３は、比較例となる電源装置３００の構成を概略的に示す回路図である。同様に図４は、比較例となる電源装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。これら図３及び図４中、第１実施形態と同じ構成には共通の符号を付し、重複した説明を省略する。

〔比較例の構成〕
比較例の電源装置３００においては、起動回路１２０がＰＦＣ制御部１１０の後段（Ｐ３点）で出力電圧に接続されている点が第１実施形態の電源装置１００と異なっている。この場合、入力電圧が印加されている間は、出力電圧が起動回路１２０の起動抵抗Ｒ４に印加されるため、それによってＰＦＣ制御部１１０は定常動作することができる。

〔瞬断発生時〕
一方、比較例においては、交流電源１０２に例えば２５０ｍｓの瞬時停止が発生すると、その停止中は入力電圧が印加されないため、電解コンデンサＣ３に充電された電荷（電圧）が放電し始めることになる。このとき、起動回路１２０の起動抵抗Ｒ４はダイオードＤ１のカソード側（Ｐ３点）に接続されているため、起動抵抗Ｒ４によってもコンデンサＣ３の電荷が放電される。そうすると、起動抵抗Ｒ４を通してＰＦＣ制御回路１１４（制御ＩＣ）のオフスレッシュ電圧（動作ＯＦＦとなる電圧閾値）以下になるまで、ＰＦＣ制御部１１０は動作し続けることになる。

２５０ｍｓ程度の瞬時停止では、容量との関係から電解コンデンサＣ３の放電は収まらず、起動回路１２０から印加される起動電圧はＰＦＣ制御回路１１４のオフスレッシュ電圧以下まで下がらないため、瞬時停止中もＰＦＣ制御部１１０は動作し続ける。一方で瞬時停止時において、ＰＦＣ制御部１１０の出力電圧として出力電圧検出部１１６で検出される電圧は電解コンデンサＣ３の電圧となるため、この程度の電圧ではＰＦＣ制御部１１０が制御しようとしている出力電圧に比較すると圧倒的に低くなっている。
〔１次起動電流の発生〕

そうすると、瞬時停止中にＰＦＣ制御回路１１４から出力されるゲートドライブ信号は、出力電圧を上げるために通常よりもＯＮ幅が広がる。この状態でＰＦＣ制御部１１０の動作が停止する前に交流電源１０２の再投入（インバータ電源投入）が起きると、入力電圧再印加時に過大な１次起動電流が発生することになる。

図５は、比較例の電源装置３００で電源の瞬断及び再投入が発生した場合の各種変化を示す図である。このうち、図５中（Ａ）はその時の状態を示し、図５中（Ｂ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の入力電流を示している。また、図５中（Ｃ）の「ＰＦＣ電圧」は電解コンデンサＣ３の電荷（電圧）を示しており、図５中（Ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の出力電流を示している。

〔時刻ｔ１以前〕
時刻ｔ１より以前において、図５中（Ａ）に示す状態は「定常」であり、図５中（Ｂ）に示す入力電流及び図５中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧はいずれも定格値（Ｐｅａｋ−Ｐｅａｋ）である。したがって、図５中（Ｄ）に示す出力電流は定格値に定電流制御されている。

〔時刻ｔ１〜時刻ｔ２〕
時刻ｔ１で交流電源１０２の電断が発生すると、図５中（Ａ）に示す状態は「停電」となり、図５中（Ｂ）に示す入力電流は停止する。図５中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧は、電解コンデンサＣ３の放電によって低下するが、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの瞬時停止（２５０ｍｓ以下）では放電が終わらず、ＰＦＣ制御部１１０は停電状態でも動作し続ける。一方、図５中（Ｄ）の出力電流は０となる。

〔時刻ｔ２〕
時刻ｔ２で交流電源１０２がインバータ電源に切り替わると、図５中（Ａ）に示す状態は「インバータ駆動」となる。既に説明したように、比較例では瞬時停止中もＰＦＣ制御部１１０が動作し続けているが、出力電圧として検出される値は図５中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧であり、これはＰＦＣ制御部１１０が定常状態で制御しようとする目標の出力電圧よりも低いことから、時刻ｔ２までにゲートドライブ信号のＯＮ幅は定常状態よりも広がっている。この状態で入力電圧が印加されると、図５中（Ｂ）に示されるように入力電流（１次起動電流）が過大となる。比較例の電源装置３００では、この１次起動電流は定格値の２倍を超える値となっている。

〔時刻ｔ２〜時刻ｔ３〕
ただし、電源再投入（時刻ｔ２）によりＰＦＣ制御部１１０では出力電圧がオーバシュートするため、ＰＦＣ制御回路１１４ではＯＶＰ（過電圧保護）機能が動作してゲートドライブを一時停止する。したがって、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間で入力電流は一時的に０となっている（図５中（Ｂ））。この間、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は動作開始しているが、出力電流は起動していない状態である。なお、図５中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧は１次起動電流の発生に伴い最大となる。

〔時刻ｔ３〕
時刻ｔ３で、ＤＣ/ＤＣコンバータの出力電流が立上りはじめると、ＰＦＣ制御部１１０の出力電圧がＯＶＰ機能の解除電圧まで低下すると、ＰＦＣ制御回路１１４では再びゲートドライブが動作し、出力電圧は上昇する。ただし、ＯＶＰ機能によってＰＦＣ制御部１１０が一時停止していた間もＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は動作し続けているため、時刻ｔ３でＯＶＰ機能が解除された途端にＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は出力電圧に対して定常負荷（図５中（Ａ））となる。その結果、時刻ｔ３以降で出力電圧は急激に降下し、それによってＰＦＣ制御回路１１４ではゲートドライブのＯＮ幅を大きく広げて一時停止後に再起動するため、このときも図５中（Ｂ）に示す入力電流（２次起動電流）が過大となってしまう。比較例の電源装置３００では、この２次起動電流も定格値の２倍を超える値となっている。

図６は、図５と同じ時間軸上で入力電圧及び入力電流の時間的な変化を示した図である。このうち図６中（Ｏ）が入力電圧の変化を示し、図６中（Ｂ）が入力電流の変化を示している。なお、図６中（Ｂ）は図５中（Ｂ）と同じ入力電流である。

〔入力電圧〕
図６中（Ｏ）：上記のように、時刻ｔ１で入力電圧が停止し、瞬時停止後の時刻ｔ２で再投入されている。再投入後の入力電圧は、瞬時停止前と同様に定格値である。

〔入力電流〕
図６中（Ｂ）：これに対し、入力電流は再投入時の時刻ｔ２で定格値の２倍以上まで過大（１次起動電流）となり、さらに時刻ｔ３以降でも定格値の２倍以上まで過大（２次起動電流）となっていることがわかる。

〔ゲートドライブ波形〕
図７は、比較例で観測されるＰＦＣ制御回路１１４のゲートドライブ波形を示す図である。
比較例においては、交流電源１０２の瞬時停止中及び再投入後の各タイミングにおいて、ＰＦＣ制御回路１１４のゲートドライブ信号のＯＮ幅Ｗｏ１が定常より拡大されている。これは、上記のように瞬時停止中は出力電圧が定常より低いためであり、再投入後はＯＶＰ機能解除後にＤＣ／ＤＣコンバータ１１８がいきなり定常負荷となって出力電圧が大幅に降下するためである。

本発明の発明者は、比較例における上記の現象を改善することが１次起動電流及び２次起動電流の対策に有効であることに着目し、第１実施形態の電源装置１００の構成を創案するに至ったものである。以下、第１実施形態の優位性について説明する。

図８は、第１実施形態の電源装置１００で電源の瞬断及び再投入が発生した場合の各種変化を示す図である。このうち、図８中（Ａ）はその時の状態を示し、図８中（Ｂ）は入力電流を示している。また、図８中（Ｃ）の「ＰＦＣ電圧」は電解コンデンサＣ３の電荷（電圧）を示しており、図８中（Ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の出力電流を示している。

〔時刻ｔ１以前〕
時刻ｔ１より以前において、図８中（Ａ）に示す状態は「定常」であり、図８中（Ｂ）に示す入力電流及び図８中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧はいずれも定格値（Ｐｅａｋ−Ｐｅａｋ）である。したがって、図８中（Ｄ）に示す出力電流は定格値に定電流制御されている。

〔時刻ｔ１〜時刻ｔ２〕
時刻ｔ１で交流電源１０２の電断が発生すると、図８中（Ａ）に示す状態は「停電」となり、図８中（Ｂ）に示す入力電流は停止する。図８中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧は、電解コンデンサＣ３の放電によって低下するが、ここでも時刻ｔ１から時刻ｔ２までの瞬時停止（２５０ｍｓ以下）では放電が収まらない。

〔時刻ｔ２〕
ただし、第１実施形態の場合、瞬時停止中の時刻ｔ１から時刻ｔ２まで入力電圧は印加されないため、起動回路１２０からＰＦＣ制御回路１１４に起動電圧は印加されず、停電状態でＰＦＣ制御部１１０は動作を停止している。
したがって、時刻ｔ２で交流電源１０２がインバータ電源に切り替わり、図８中（Ａ）に示す状態が「インバータ駆動」となっても、ここからＰＦＣ制御部１１０が改めて起動するため、比較例で見られた定格値の２倍を超えるような過大な入力電流が発生することはない（１次起動電流の対策）。

〔時刻ｔ２以降〕
第１実施形態においても、電源再投入（時刻ｔ２）によりＰＦＣ制御部１１０では出力電圧が若干オーバシュートするため、ＰＦＣ制御回路１１４ではＯＶＰ（過電圧保護）機能が動作してゲートドライブを一時停止する。したがって、時刻ｔ２以降で入力電流は一時的に０となる（図８中（Ｂ））。この間、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は起動を始めているが、出力電流は起動していない状態であるため出力電流は０となる（図８中（Ｄ））。なお、図８中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧は電源再投入に伴って最大となる。

〔時刻ｔｇ〕
ここで、第１実施形態では、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間の時刻ｔｇからＤＣ／ＤＣコンバータ１１８を軽負荷の状態で起動させている。「軽負荷の状態」とは、図８中（Ｄ）に示す出力電流をいきなり定格値として定電流制御（ＰＷＭ制御）するのではなく、定格値よりも低電流を目標値として起動させることを意味している。

〔時刻ｔｇ〜時刻ｔ３〕
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の軽負荷状態での起動により、図８中（Ｄ）に示す出力電流は定格値より低いレベルで安定する。また、図８中（Ｃ）に示すＰＦＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ１１８に印加されて徐々に低下する。なお、この間にＯＶＰ機能解除電圧までは低下しないので、図８中（Ｂ）に示す入力電流は発生していない。

〔時刻ｔ３〕
時刻ｔ３でＰＦＣ制御部１１０の出力電圧がＯＶＰ機能の解除電圧まで低下すると、ＰＦＣ制御回路１１４では再びゲートドライブが動作し、出力電圧は上昇する。このとき、ＯＶＰ機能によってＰＦＣ制御部１１０が一時停止していた間もＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は動作し続けていたが、時刻ｔ３でＯＶＰ機能が解除されたタイミングでもＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は軽負荷の状態で動作している（図８中（Ａ））。したがって、時刻ｔ３以降に出力電圧は徐々に降下していくため、ＰＦＣ制御回路１１４ではゲートドライブのＯＮ幅を特に大きく広げることなく再起動する。これにより、図８中（Ｂ）に示す入力電流が特に過大となることはなく、比較例で見られた定格値の２倍を超えるような過大な入力電流が発生することはない（２次起動電流の対策）。

〔時刻ｔ３〜時刻ｔ４〕
図８中（Ａ）に示されているように、時刻ｔ４までＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は軽負荷の状態で動作しているが、この間は出力電流を徐々に定格値まで増加させる制御を行っている（図８中（Ｄ））。

〔時刻ｔ４〕
そして、時刻ｔ４以降でＤＣ／ＤＣコンバータ１１８は定常負荷の状態となり（図８中（Ａ））、以後、定格値に出力電流は制御される（図８中（Ｄ））。

図９は、図８と同じ時間軸上で入力電圧及び入力電流の時間的な変化を示した図である。このうち図９中（Ｏ）が入力電圧の変化を示し、図９中（Ｂ）が入力電流の変化を示している。なお、図９中（Ｂ）は図８中（Ｂ）と同じ入力電流である。

〔入力電圧〕
図９中（Ｏ）：上記のように、時刻ｔ１で入力電圧が停止し、瞬時停止後の時刻ｔ２で再投入されている。再投入後の入力電圧は、瞬時停止前と同様に定格値である。

〔入力電流〕
図９中（Ｂ）：入力電流は再投入時の時刻ｔ２で上昇するが、比較例で見られたような定格値の２倍を超える値とはならない。同様に、時刻ｔ３以降でも定格値の２倍以上まで過大となることはない。

〔ゲートドライブ波形〕
図１０は、第１実施形態で観測されるＰＦＣ制御回路１１４のゲートドライブ波形を示す図である。
第１実施形態においては、交流電源１０２の再投入後のタイミングにおいてＰＦＣ制御回路１１４のゲートドライブ信号のＯＮ幅Ｗｏ２は定常と同程度に抑えられている。これは、上記のように再投入後はＯＶＰ機能解除後にＤＣ／ＤＣコンバータ１１８が軽負荷状態で起動しているため、出力電圧の効果幅が抑えられるためである。なお、瞬時停止中はＰＦＣ制御部１１０が動作を停止しているため、ゲートドライブ信号は出力されない。

〔第２実施形態〕
図１１は、第２実施形態の電源装置２００の構成を概略的に示す回路図である。同様に図１２は、第２実施形態の電源装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。これら図１１及び図１２中、第１実施形態と同じ構成には共通の符号を付し、重複した説明を省略する。

〔起動電圧制御部〕
第２実施形態の場合、起動回路のＯＮ/ＯＦＦ回路１２４の構成を備えた点が第１実施形態と異なる。
すなわち、起動回路のＯＮ/ＯＦＦ回路１２４は、入力電圧検出回路１２２で入力電圧を検出し、入力電圧が印加されていない間は、ＯＮ／ＯＦＦ回路１２４自身（スイッチング素子Ｑ４）をＯＦＦにすることで起動回路１２０を停止させ、ＰＦＣ制御部１１０（ＰＦＣ制御回路１１４）を動作させない構成としている。この場合、起動抵抗Ｒ４がダイオードＤ１のカソード側（Ｐ３点）で接続されていても、ＯＮ／ＯＦＦ回路１２８がＯＦＦである間は起動回路１２０が停止するため、比較例のような現象が生じることはない。したがって、第１実施形態と同様に１次起動電流及び２次起動電流の対策を有効に機能させることができる。

〔出力電流制御部〕
図１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の出力電流制御部１２６が実行するメイン制御処理の手順例を示すフローチャートである。このメイン制御処理は、２次起動電流の対策としてＤＣ／ＤＣコンバータ１１８を軽負荷状態で起動させるためのものであり、電源装置１００，２００に対する交流電源の供給が開始（電源投入）されると、出力電流制御部１２６の制御ＩＣにより開始されるものである。以下、手順例に沿って説明する。

ステップＳ１００：出力電流制御部１２６の制御ＩＣは、内部的にタイマ割込を許可（開始）する。タイマ割込を許可している間、制御ＩＣは周期的（例えば１ｍｓ毎）にタイマ割込を発生させ、メイン制御処理とは別途のタイマ割込処理（図示しない）を実行する。

ステップＳ１０２：出力電流制御部１２６の制御ＩＣは、初期動作安定用ＰＷＭ信号出力制御を実行する。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８の出力電流の第１目標値を定格値より低い値（例えば定格値の２５％程度）とし、第１目標値で定電流制御するのに必要なＰＷＭ信号出力制御を行う。

ステップＳ１０４：制御ＩＣは、現在がタイマ割込の許可中であるか否かを確認する。ここでは先のステップＳ１００で既にタイマ割込を許可した後であるため（Ｙｅｓ）、制御ＩＣはステップＳ１０２をループする。そして以降、制御ＩＣはタイマ割込を禁止（終了）するまでステップＳ１０２，Ｓ１０４（Ｙｅｓ）をループし続ける。そして、別途のタイマ割込処理の中でタイマ割込を禁止（終了）すると（Ｎｏ）、制御ＩＣはステップＳ１０６以降を実行する。

〔ループ中の制御〕
特に図示していないが、タイマ割込処理の中では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８を軽負荷状態で起動させるための所要時間（例えば１００ｍｓ〜１５０ｍｓ程度）をカウントダウンし、この所用時間が経過するまで制御ＩＣはステップＳ１０２，Ｓ１０４をループする。
また、ステップＳ１０２の初期動作安定用ＰＷＭ出力制御の中では、制御ＩＣは第１の時間帯（図８の時刻ｔｇ〜時刻ｔ３）では目標の出力電流を定格値より低い定電流に設定しているが、第２の時間帯（図８の時刻ｔ３〜時刻ｔ４）では出力電流を次第に定格値に向けて増加させる制御を行う。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８を軽負荷の状態で起動させた後、次第に定常負荷の状態（定常動作）に向けてスムーズに遷移させていくことができる。
そして、上記のループを終了すると、制御ＩＣはステップＳ１０６以降を実行する。

ステップＳ１０６：出力電流制御部１２６の制御ＩＣは、設定値初期化処理を実行する。この処理では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８が定常動作するのに必要なＰＷＭ制御の設定値（定電流制御の目標値）を初期化する。

〔メインループに移行〕
ステップＳ１０８：出力電流制御部１２６の制御ＩＣは、ここからメインループに移行し、設定値確認処理を実行する。この処理では、制御ＩＣは各種の入力信号（例えば、調光動作に必要な外部信号）を参照しつつ、ＰＷＭ制御で設定するゲートドライブ信号のＯＮ幅の値を定常的に確認する。例えば、外部環境の変化に伴い、調光用の外部信号が変化（例えば、暗い→明るいに変化）すると、出力電流制御部１２６の制御ＩＣはＬＥＤ照明装置の調光レベルを「高」にするためのゲートドライブ信号のＯＮ幅を設定する。

ステップＳ１１０：そして制御ＩＣは、設定したＯＮ幅でＰＷＭ信号を出力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１８のスイッチング動作を行う。これにより、定格の目標値に応じた定電流出力制御が行われる。

以後は出力電流制御部１２６の制御ＩＣが上記のステップＳ１０８，Ｓ１１０を繰り返すことで、調光用の外部信号に応じた設定値を確認しつつ、ＰＷＭ信号を出力させて出力電流を定常的に制御することができる。

以上説明したように、第１及び第２実施形態の電源装置１００，２００によれば、以下の有用性を得ることができる。
（１）インバータ休止待機方式（瞬断時間２５０ｍｓ以下）の無停電電源設備において瞬断時間（２５０ｍｓ）が発生した場合に、瞬時点灯時「定常電流（定格値）の値に対して、起動電流が２倍以下」の規定（電子安定器の規格）を満足することができる。特に、ＰＦＣ回路を有した定電流制御のＬＥＤ用照明用電源等において、起動時に発生する１次、２次の起動電流に対し、「定常電流（定格値）の値に対して起動電流が２倍以下」とする対策を実現することができる。
（２）第１実施形態では、入力電圧の非印加時に電解コンデンサＣ３からの電圧が印加されない経路に起動回路１２０を接続するだけの簡単な構成で１次起動電流の発生を抑えることができる。
（３）第２実施形態では、起動回路のＯＮ／ＯＦＦ回路１２４の構成を用いるため、より能動的に１次起動電流の発生を抑えることができる。
（４）図１３のメイン制御処理は、出力電流制御部１２６の制御ＩＣが実行する処理として汎用的なロジックであるため、ステップＳ１０２のプログラム調整だけで容易に２次起動電流の対策を実現可能である。

本発明は上述した実施形態に制約されることなく、種々に変更して実施することが可能である。例えば、電源装置１００，２００の詳細なハード構成は図示の例に限らず、適宜に変更することができる。

各実施形態では、瞬時停止時間として２５０ｍｓを挙げているが、これとは異なる条件で瞬時停止及び再投入が発生する場合に本発明を適用してもよい。

各実施形態では、出力電流制御部１２６の制御ＩＣが軽負荷状態で制御する電流値を定格値の２５％程度としているが、特に目標値の設定は限定されるものではなく、適切に軽負荷状態で起動できるレベルであれば適宜に変更してもよい。

１００，２００ 電源装置
１０２ 交流電源
１０４ 整流部
１０８ リップルフィルタ
１１０ ＰＦＣ制御部
１１６ 出力電圧検出部
１１８ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２０ 起動回路
１２１ 負荷
１２４ 入力電圧検出部
１２６ 出力電流制御部
１２８ ＯＮ／ＯＦＦ回路

Claims (4)

1. 交流電圧を整流した入力電圧を発生する整流部と、
   前記入力電圧を力率改善制御して出力電圧を発生するＰＦＣ制御部と、
   前記ＰＦＣ制御部の出力電圧を変換して直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記整流部から前記ＤＣ／ＤＣコンバータまでの間で発生する内部の電圧を用いて前記ＰＦＣ制御部に起動電圧を印加する起動回路と、
   前記入力電圧の印加時は前記起動回路による前記ＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を可能とする一方、前記入力電圧の非印加時は前記起動回路による前記ＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を抑制する起動電圧制御部とを備え、
   前記起動電圧制御部は、
   前記入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部により前記入力電圧の印加が検出されない場合に前記起動回路を停止させるＯＮ／ＯＦＦ回路と
   を含むことを特徴とする電源装置。
2. 交流電圧を整流した入力電圧を発生する整流部と、
   前記入力電圧を力率改善制御して出力電圧を発生するＰＦＣ制御部と、
   前記ＰＦＣ制御部の出力電圧を変換して直流電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記整流部から前記ＤＣ／ＤＣコンバータまでの間で発生する内部の電圧を用いて前記ＰＦＣ制御部に起動電圧を印加する起動回路と、
   前記入力電圧の印加時は前記起動回路による前記ＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を可能とする一方、前記入力電圧の非印加時は前記起動回路による前記ＰＦＣ制御部への起動電圧の印加を抑制する起動電圧制御部と
   を備えた電源装置。
3. 請求項２に記載の電源装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前段で前記出力電圧を充電する電解コンデンサをさらに含み、
   前記起動電圧制御部は、
   前記入力電圧の非印加時に前記電解コンデンサからの電圧が印加されない経路に接続されていることを特徴とする電源装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の電源装置において、
   前記ＰＦＣ制御部による出力電圧の発生開始時に前記ＤＣ／ＤＣコンバータから負荷への出力電流を定常値より低くし、時間の経過に伴い出力電流を定常値に向けて次第に増加させる制御を行う出力電流制御部
   をさらに備えた電源装置。

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