JP6546457B2 - 固体撮像装置およびその駆動方法、電子機器 - Google Patents
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Description
CMOSイメージセンサは、デジタルカメラ、ビデオカメラ、監視カメラ、医療用内視鏡、パーソナルコンピュータ(PC)、携帯電話等の携帯端末装置(モバイル機器)等の各種電子機器の一部として広く適用されている。
リセットトランジスタは、所定のリセット期間に選択されて導通状態となり、フローティングディフュージョンFDを電源線の電位にリセットする。
選択トランジスタは、読み出しスキャン時に選択されて導通状態となる。これにより、ソースフォロワトランジスタはフローティングディフュージョンFDの電荷を電荷量(電位)に応じた利得をもって電圧信号に変換した列出力の読み出し信号を垂直信号線に出力する。
続いて、所定の転送期間に、フォトダイオードで光電変換され蓄積された電荷(電子)がフローティングディフュージョンFDに転送される。そして、ソースフォロワトランジスタによりフローティングディフュージョンFDの電荷が電荷量(電位)に応じた利得をもって電圧信号に変換されて、読み出し信号電圧Vsigとして垂直信号線に出力される。
画素の出力信号は差分信号(Vsig−Vrst)として処理される。
また、特許文献1に開示されたクリップ回路では、チップ間バラツキを考慮してクリップ回路の制御電圧を決定するため、低電圧化と反転ビデオノイズの防止(太陽黒点防止)を両立することができないという不利益があった。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る固体撮像装置の構成例を示すブロック図である。
本実施形態において、固体撮像装置10は、たとえばCMOSイメージセンサにより構成される。
これらの構成要素のうち、たとえば垂直走査回路30、読み出し回路40、およびタイミング制御回路60により画素信号の読み出し部70が構成される。
画素部20は、フォトダイオード(光電変換素子)と画素内アンプとを含む複数の画素がN行×M列の2次元の行列状(マトリクス状)に配列されている。
このフォトダイオードPDに対して、転送素子としての転送トランジスタTG−Tr、リセット素子としてのリセットトランジスタRST−Tr、ソースフォロワ素子としてのソースフォロワトランジスタSF−Tr、および選択素子としての選択トランジスタSEL−Trをそれぞれ一つずつ有する。
以下、信号電荷は電子であり、各トランジスタがn型トランジスタである場合について説明するが、信号電荷がホールであったり、各トランジスタがp型トランジスタであっても構わない。
また、本実施形態は、複数のフォトダイオード間で、各トランジスタを共有している場合や、選択トランジスタを有していない3トランジスタ(3Tr)画素を採用している場合にも有効である。
転送トランジスタTG−Trは、制御線TGがハイレベル(H)の期間に選択されて導通状態となり、フォトダイオードPDで光電変換され蓄積された電荷(電子)をフローティングディフュージョンFDに転送する。
なお、リセットトランジスタRST−Trは、電源線VDDとフローティングディフュージョンFDの間に接続され、制御線RSTを通じて制御されるように構成してもよい。
リセットトランジスタRST−Trは、制御線RSTがHレベルの期間に選択されて導通状態となり、フローティングディフュージョンFDを電源線VRst(またはVDD)の電位にリセットする。
ソースフォロワトランジスタSF−TrのゲートにはフローティングディフュージョンFDが接続され、選択トランジスタSEL−Trは制御線SELを通じて制御される。
選択トランジスタSEL−Trは、制御線SELがHレベルの期間に選択されて導通状態となる。これにより、ソースフォロワトランジスタSF−TrはフローティングディフュージョンFDの電荷を電荷量(電位)に応じた利得をもって電圧信号に変換した列出力の読み出し電圧(信号)VSL(PIXOUT)を垂直信号線LSGNに出力する。
これらの動作は、たとえば転送トランジスタTG−Tr、リセットトランジスタRST−Tr、および選択トランジスタSEL−Trの各ゲートが行単位で接続されていることから、1行分の各画素について同時並列的に行われる。
図1においては、各制御線SEL、RST、TGを1本の行走査制御線として表している。
また、垂直走査回路30は、アドレス信号に従い、信号の読み出しを行うリード行と、フォトダイオードPDに蓄積された電荷をリセットするシャッター行の行アドレスの行選択信号を出力する。
そして、シャッタースキャン期間PSHTには、制御線RSTがHレベルの期間に所定期間制御線TGがHレベルに設定されて、リセットトランジスタRST−Trおよび転送トランジスタTG−Trを通じてフォトダイオードPDおよびフローティングディフュージョンFDがリセットされる。
読み出し期間PRD1後に、所定期間、制御線TGがHレベルに設定されて転送トランジスタTG−Trを通じてフローティングディフュージョンFDにフォトダイオードPDの蓄積電荷が転送され、この転送期間PT後の第2読み出し期間PRD2に蓄積された電子(電荷)に応じた画素読み出し電圧である信号電圧Vsigが読み出される。
あるいは、読み出し回路40は、たとえば図4(B)に示すように、画素部20の各列出力の読み出し信号VSLを増幅するアンプ(AMP)42が配置されてもよい。
また、読み出し回路40は、たとえば図4(C)に示すように、画素部20の各列出力の読み出し信号VSLをサンプル、ホールドするサンプルホールド(S/H)回路43が配置されてもよい。
次に、本第1の実施形態に係るクリップ回路80の構成、それに関連した読み出し処理等について詳述する。
各列に対応して配置される各クリップ回路80は、前述した画素PXLの二つの読み出し電圧であるリセット電圧Vrstおよび信号電圧Vsigに対応して二つの回路が対(ペア)として設けられている。
すなわち、各列に対応して配置される各クリップ回路80は、画素PXLから第1読み出し期間PRD1に読み出されるリセット電圧Vrstをクリップするためのリセット電圧クリップ部81、および画素PXLから第2読み出し期間PRD2に読み出される信号電圧Vsigをクリップするための信号電圧クリップ部82を含んで構成されている。
各列に対応して配置されたリセット用選択トランジスタRSEL−Trの各ゲートが、リセット用選択信号slice rの供給ラインに共通に接続されている。
各列に対応して配置された信号用選択トランジスタSSEL−Trの各ゲートが、信号用選択信号slice sの供給ラインに共通に接続されている。
図6は、クリップ回路を、画素部20の有効画素以外の無効領域に配置することを説明するための図である。
また、無効OB画素領域23は、遮光膜により遮光されている。
本実施形態においてクリップ回路80は、無効画素領域22や無効OB画素領域23等、有効画素以外の無効領域に配置される。
たとえば、図6に示すように、無効OB画素領域23の任意の領域に、クリップ用の専用領域25を設けて配置するように構成することも可能である。
また、各垂直信号線LSGNには、図5に示すように、ロード回路90が接続されている。
ロード回路90は、MOSトランジスタにより形成される電流源I90を有し、ゲートに制御信号VLNを受ける。
制御信号VLNは、電流源I90を構成するトランジスタが発生するバイアス電流を調整するため、およびソースフォロワ回路の性能を、電力消費および速度に関して最適化するために用いる。この電流源I90を構成するトランジスタはしばしば、バイアス・トランジスタと称される。
図8は、比較例として、第1の実施形態に係るクリップ回路を適用しない場合の読み出しスキャン期間における暗状態(Dark、低輝度)、明状態(Bright、高輝度)、超明状態(Ultra−Bright、超高輝度)時の読み出し動作を説明するための図である。
図8(A)がクリップ回路を適用しない場合の等価回路を示し、図8(B)が動作波形を示している。
この選択状態において、図7(B)に示すように、リセット期間PR1にリセットトランジスタRST−Trが、制御線RSTがHレベルの期間に選択されて導通状態となり、図7(F)に示すように、フローティングディフュージョンFDが電源線VDDの電位にリセットされる。
このリセット期間PR1が経過した後(リセットトランジスタRST−Trが非導通状態)、転送期間PT1が開始されるまでの期間が、リセット状態時のリセット電圧Vrstを読み出す第1読み出し期間PRD1となる。
図7(C)に示すように、転送期間PT1に転送トランジスタTG−Trが、制御線TGがハイレベル(H)の期間に選択されて導通状態となり、フォトダイオードPDで光電変換され蓄積された電荷(電子)がフローティングディフュージョンFDに転送される。
この転送期間PT1が経過した後(転送トランジスタTG−Trが非導通状態)、フォトダイオードPDが光電変換して蓄積した電荷に応じた信号電圧Vsigを読み出す第2読み出し期間PRD2となる。
このとき、信号電圧Vsigは、クリップすべきレベルより高いレベルであることから、信号電圧クリップ部82でクリップ作用を受けることなく、ロード回路90を介して読み出し回路40に供給されて、たとえば保持される。
この暗状態(Dark、低輝度)の場合、低輝度時であり、画素出力が飽和しないことから、低輝度信号は誤出力することなく低輝度信号として出力され、差分(Vsig−Vrst)は小さい。
この場合、高輝度時であり、画素出力が飽和しないことから、高輝度信号は誤出力することなく高低輝度信号として出力され、差分(Vsig−Vrst)は低輝度時より大きい。
明状態(Bright、高輝度)時と暗状態(Dark、低輝度)時の読み出し動作は、基本的に、クリップ回路を設けない図8の場合と同様に行われる。
この選択状態において、図7(B)に示すように、リセット期間PR21にリセットトランジスタRST−Trが、制御線RSTがHレベルの期間に選択されて導通状態となり、図7(F)に示すように、フローティングディフュージョンFDが電源線VDDの電位にリセットされる。
このリセット期間PR21が経過した後(リセットトランジスタRST−Trが非導通状態)、転送期間PT21が開始されるまでの期間が、リセット状態時のリセット電圧Vrstを読み出す第1読み出し期間PRD21となる。
図7(C)に示すように、転送期間PT21に転送トランジスタTG−Trが、制御線TGがハイレベル(H)の期間に選択されて導通状態となり、フォトダイオードPDで光電変換され蓄積された電荷(電子)がフローティングディフュージョンFDに転送される。
この転送期間PT21が経過した後(転送トランジスタTG−Trが非導通状態)、フォトダイオードPDが光電変換して蓄積した電荷に応じた信号電圧Vsigを読み出す第2読み出し期間PRD22となる。
このとき、信号電圧Vsigは、クリップすべきレベルを超えるレベルであることから、信号電圧クリップ部82で信号用クリップ電圧vae sigに応じてクリップ作用を受けて、ロード回路90を介して読み出し回路40に供給されて、たとえば保持される。
本第1の実施形態のクリップ回路80のリセット電圧クリップ部81および信号電圧クリップ部82は、画素PXLにおいてソースフォロワトランジスタSF−Trと選択トランジスタSEL−Trにより形成されるソースフォロワ構造と同等のソースフォロワ構造を有するように構成されている。その結果、クリップのミスマッチが低減され、クリップレベルのマージンを減少させることができ、ひいては低電圧化が可能となっている。
そして、本第1の実施形態によれば、チップ間バラツキを考慮してクリップ回路の制御電圧であるクリップ電圧を決定する必要がなくなり、低電圧化と反転ビデオノイズの防止(太陽黒点防止)を両立することができ、ひいては高画質化を実現することが可能となる利点がある。
図10は、本発明の第2の実施形態に係るクリップ回路の構成例を示す図である。
図11は、本発明の第2の実施形態に係るクリップ回路の構成例と配置例を説明するための図である。
第1の実施形態のクリップ回路80では、実際の画素とのミスマッチを低減するために、画素PXLにおいてソースフォロワトランジスタSF−Trと選択トランジスタSEL−Trにより形成されるソースフォロワ構造と同等のソースフォロワ構造を有するように構成されている。
転送トランジスタ(R,S)TG−Trおよびリセットトランジスタ(R,S)RST−Trは、電源線VDDとフォトダイオード(R,S)のカソード(蓄積ノード側)との間に直列に接続されている。
そして、転送トランジスタ(R,S)TG−Trのゲートが電源線VDDに接続され、リセットトランジスタ(R,S)RST−Trのゲートが画素PXLの制御線RSTに接続されている。
図11の例では、無効OB画素領域23において、6行X(複数)列の領域が専用領域25として割り当てられている。
専用領域25の上部2行の領域251にリセット電圧クリップ部81Aが形成され、次の2行の領域252に信号電圧クリップ部82Aが形成されている。
そして、図11の例では、残りの2行の領域253には後で説明するようなクランプ回路160が形成されている。
図12は、本発明の第3の実施形態に係る画素およびクリップ回路の構成例を示す図である。
これにより、本第3の実施形態では、ミスマッチを低減させ、クリップレベルのマージンを減少させることができ、ひいては低電圧化が可能となるように構成されている。
本第3の実施形態によれば、検知する画素出力は無効画素であればよく、特に、無効OB画素のみを用いることで、超高輝度光による電圧変動による影響を回避することができる。
検知回路110に入力される読み出し電圧Vrstは、2列の無効OB画素の出力であってたとえば2列分の無効OB画素23B−B1,23B−B2の出力電圧を平均化した電圧である。電圧Vrstを出力する無効OB画素行は、垂直走査回路30の選択行に応じて変化する。
出力電圧の平均化部は、2列の無効OB画素が接続された垂直信号線LSGN−B1,LSGN−B2を接続して構成され、その接続ノードNDBから平均化された読み出し電圧Vrstが検知回路110に入力される
S/H回路110Aは、スイッチSW1、SW2、SW3、キャパシタC1、C2、およびノードND1,ND2を含んで構成される。
スイッチSW1の端子bは垂直信号線LSGN−B1,LSGN−B2の接続ノードNDBに接続され、端子aがノードND1に接続されている。
スイッチSW1は、たとえばサンプリングクロックae smpl(図13)によりオンオフされる。
スイッチSW2は、フレーム毎にS/H回路110Aをリセットするため、フレーム毎に端子cが端子aと接続されて、S/H回路110Aをリセット回路120に接続する。
スイッチSW3は、端子aがノードND1に接続され、端子bがノードND2に接続される。
スイッチSW3は、たとえばホールドクロックae hold(図13)によりオンオフされる。
そして、ノードND2は次段のクリップマージン調整回路130の入力部に接続されている。
図14は、サンプルホールド(S/H)回路を駆動するクランプ回路およびリセット回路を含む構成例を示す図である。
これにより、S/H回路110Aのハイインピーダンス(HiZ)による絶縁破壊を回避する。
リセット回路120は、図12および図14に示すように、NMOSのトランジスタNT11、可変抵抗素子R11、電流源I11,I12、およびノードND11,ND12を有している。
電源VDDと基準電位VSSとの間にトランジスタNT11および電流源I11が直列に接続され、トランジスタNT11のソースと電流源I11との接続点によりノードND11が形成されている。そして、ノードND11がスイッチSW2の端子cに接続されている。
また。電源VDDと基準電位VSSとの間に可変抵抗素子R11および電流源I12が直列に接続され。可変抵抗素子R11と電流源I12との接続点によりノードND12が形成されている。そして、ノードND12がトランジスタNT11のゲートに接続されている。
リセット回路120は、図15に示すように、S/H回路のスイッチSW2、SW3がオンしている状態で、ノードND1,ND2に接続されたキャパシタC1、C2の電荷を放電させる。
フレーム毎に、セットアップ期間に、S/H回路110Aをリセットすることで、正帰還回路による発散を防止することができる。
また、上述したように、電源投入時等の起動時には、スイッチSW1とSW3がオンしている状態で、クランプ回路160により電圧を与えてS/H回路110Aを駆動して、S/H回路110Aをローインピーダンス状態に保持させる。
これにより、ハイインピーダンス(HiZ)による絶縁破壊を回避することができる。
本第3の実施形態においては、垂直信号線LSGNのIRドロップをトラックすることにより、クリップレベルのマージンを減らすように調整することができ、これによっても低電圧化を図ることが可能となる。
オペアンプ131は、反転入力端子(−)がS/H回路110AのノードND2に接続され、非反転入力端子(+)がノードND21に接続され、出力がトランジスタNT21のゲートに接続されている。
そして、クリップマージン分が調整されたリセット電圧の検知電圧がリセット電圧用クリップ電圧生成部140に出力される。
同様に、最大信号振幅とクリップマージン分が調整された信号電圧の検知電圧が信号電圧用クリップ電圧生成部150に出力される。
オペアンプ141は、非反転入力端子(+)がクリップマージン調整回路130のリセット電圧の検知電圧に応じた電圧の供給ラインに接続され、反転入力端子(−)がノードND31に接続されている。
そして、オペアンプ141の出力がトランジスタNT31のゲート、およびクリップ回路80B−B1,80B−B2,80Bにおけるリセット電圧クリップ部81のリセット用ソースフォロワトランジスタRSF−Trの各ゲートに接続されている。すなわち、オペアンプ141の出力がリセット用クリップ電圧vae rstの出力部となっている。
したがって、リセット電圧用クリップ電圧生成部140においては、画素PXLのソースフォロワトランジスタSF−Trから読み出された(出力された)電圧(リセット電圧)から、ソースフォロワトランジスタSF−Trの入力電位であるフローティングディフュージョンFDの電位にシフトする回路として機能する。
オペアンプ151は、非反転入力端子(+)がクリップマージン調整回路130の信号電圧の検知電圧に応じた電圧の供給ラインに接続され、反転入力端子(−)がノードND41に接続されている。
そして、オペアンプ151の出力がトランジスタNT41のゲート、およびクリップ回路80B−B1,80B−B2,80Bにおける信号電圧クリップ部82の信号用ソースフォロワトランジスタSSF−Trの各ゲートに接続されている。すなわち、オペアンプ151の出力が信号用クリップ電圧vae sigの出力部となっている。
したがって、信号電圧用クリップ電圧生成部150においては、画素PXLのソースフォロワトランジスタSF−Trから読み出された(出力された)電圧(リセット電圧)から、ソースフォロワトランジスタSF−Trの入力電位であるフローティングディフュージョンFDの電位にシフトする回路として機能する。
以下に、クリップ電圧制御部100によるクリップ電圧の制御動作の概要を説明する。以下の説明では電源投入時やリセット時の処理については、既に詳述したので省略する。
検知回路110に入力される読み出し電圧Vrstは、2列の無効OB画素の出力であってたとえば2列分の無効OB画素23B−B1,23B−B2の出力電圧を平均化した電圧である。無効OB画素行は垂直走査回路30の選択行に応じて変化する。
検知回路110において、読み出しスキャン時の第1読み出し期間PRD1にはリセット電圧Vrstが検知される。
検知回路110で検知されたリセット電圧Vrstはクリップマージン調整回路130に供給される。
リセット電圧用クリップ電圧生成部140においては、画素PXLのソースフォロワトランジスタSF−Trから読み出された(出力された)電圧(リセット電圧)から、ソースフォロワトランジスタSF−Trの入力電位であるフローティングディフュージョンFDの電位にシフトするようにしてリセット用クリップ電圧vae rstが生成される。
主として第1読み出し期間PRD1において、生成されたリセット用クリップ電圧vae rstは、クリップ回路80B−B1,80B−B2,80Bにおけるリセット電圧クリップ部81のリセット用ソースフォロワトランジスタRSF−Trの各ゲートに出力される。
信号電圧用クリップ電圧生成部150においては、画素PXLのソースフォロワトランジスタSF−Trから読み出された(出力された)電圧(リセット電圧)から、ソースフォロワトランジスタSF−Trの入力電位であるフローティングディフュージョンFDの電位にシフトするようにして信号用クリップ電圧vae sigが生成される。
主として第2読み出し期間PRD2において、生成された信号用クリップ電圧vae sigは、クリップ回路80B−B1,80B−B2,80Bにおける信号電圧クリップ部82の信号用ソースフォロワトランジスタSSF−Trの各ゲートに出力される。
すなわち、本第3の実施形態によれば、画素の出力電圧(読み出し電圧)であって介したリセット電圧Vrstを検知してリセット用クリップ電圧vae rstおよび信号用クリップ電圧vae sigを制御するクリップ電圧制御部100を有することから、チップ間のバラツキに対して不感となり、垂直信号線LSGNのIRドロップをトラックすることにより、クリップレベルのマージンを減らすことができ、低電圧化が可能となる。
また、本第3の実施形態では、検知対象のリセット電圧Vrstは、有効画素領域21における画素PXLから出力される読み出し電圧ではなく、無効OB画素領域23の画素PXLから出力される読み出し電圧Vrstであって複数列の読み出し電圧Vrstを平均化した電圧である。
これにより、本第3の実施形態では、ミスマッチを低減させ、クリップレベルのマージンを減少させることができ、ひいては低電圧化が可能となる。
本第3の実施形態によれば、検知する画素出力は無効画素であればよく、特に、無効OB画素のみを用いることで、超高輝度光による電圧変動による影響を回避することができる。
また、S/H回路110Aは、電源投入時に、クランプ回路を用いて駆動し、ハイインピーダンス(HiZ)による絶縁破壊を回避することができる。
フレーム毎に、セットアップ期間に、S/H回路110Aをリセットすることで、正帰還回路による発散を防止することができる。
図16は、本発明の第4の実施形態に係るレギュレータのソースフォロワ回路の配置構成例を模式的に示す図である。
外周は形状ダミーとして非選択とする。
図17は、本発明の実施形態に係る固体撮像装置のテストシーケンスの一例を説明するための図である。
この状態で、所定信号、ここでは可変抵抗R21およびR22をスウィープさせた状態で(ステップST2)、クリップ回路用選択素子を導通状態にして(ステップST3、ST4)、クリップ回路動作をテストする。
ステップST3においては、クリップ回路80のリセット電圧クリップ部81のリセット用選択トランジスタRSEL−Trを導通状態として、リセット電圧クリップ部81を介した電圧信号を得る。
ステップST4においては、クリップ回路80の信号電圧クリップ部82の信号用選択トランジスタSSEL−Trを導通状態として、信号電圧クリップ部82を介した電圧信号を得る。
そして、ステップST5において、たとえば読み出し回路40のADCでAD変換し、リセット用クリップ電圧Vae_rstと信号用クリップ電圧Vae_sigの両方またはCDS処理された差分電圧がチップから出力される。これらの出力コードを測定することで、追加素子を用いずに安易にクリップ系回路のテストを行うことができる。
さらに、電子機器300は、このCMOSイメージセンサ310の画素領域に入射光を導く(被写体像を結像する)光学系(レンズ等)320を有する。
電子機器300は、CMOSイメージセンサ310の出力信号を処理する信号処理回路(PRC)330を有する。
信号処理回路330で処理された画像信号は、液晶ディスプレイ等からなるモニタに動画として映し出し、あるいはプリンタに出力することも可能であり、またメモリカード等の記録媒体に直接記録する等、種々の態様が可能である。
そして、カメラの設置の要件に実装サイズ、接続可能ケーブル本数、ケーブル長さ、設置高さなどの制約がある用途に使われる、たとえば、監視用カメラ、医療用内視鏡用カメラなどの電子機器を実現することができる。
Claims (19)
- 画素が配置された画素部と、
画素から読み出される画素読み出し電圧をクリップ電圧に応じてクリップ可能なクリップ回路と、
前記クリップ回路の前記クリップ電圧を制御するクリップ電圧制御部と、を有し、
前記画素は、
蓄積期間に光電変換により生成した電荷を蓄積する光電変換素子と、
前記光電変換素子に蓄積された電荷を転送期間に転送可能な転送素子と、
前記転送素子を通じて前記光電変換素子で蓄積された電荷が転送されるフローティングディフュージョンと、
前記フローティングディフュージョンの電荷を電荷量に応じた利得をもって電圧信号に変換するソースフォロワ素子と、
リセット期間に前記フローティングディフュージョンを所定電位にリセットするリセット素子と、を含み、
前記クリップ電圧制御部は、
前記画素から読み出され、前記クリップ回路を介した画素読み出し電圧を検知する検知回路と、
前記検知回路により検知された電圧に応じて前記クリップ電圧を生成するクリップ電圧生成部と、を含む
固体撮像装置。 - 前記クリップ回路は、
画素から読み出され画素読み出し電圧をクリップ電圧に応じてクリップ可能なクリップ素子を含み、
前記クリップ素子は、前記画素の前記ソースフォロワ素子と特性が等価な素子により形成されている
請求項1記載の固体撮像装置。 - 画素から読み出される画素読み出し電圧が出力される信号線を有し、
前記クリップ回路は、
前記クリップ素子が前記信号線と所定電源との間に接続されている
請求項2記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ回路は、
前記信号線と前記所定電源との間に接続された前記クリップ素子と、
光電変換により生成した電荷を蓄積可能なクリップ回路用光電変換素子と、
所定電源と前記クリップ回路用光電変換素子の蓄積ノードとの間に直列に接続され、当該蓄積ノードを所定電源電位にリセットするクリップ回路用リセット素子およびクリップ回路用転送素子と、を含む
請求項3記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ回路用リセット素子は前記リセット期間に導通状態に設定される
請求項4記載の固体撮像装置。 - 前記画素は、
前記信号線と電源との間に接続され、行選択信号に応じて導通状態と非導通状態が制御される選択素子を含み、
前記クリップ回路は、
前記信号線と前記所定電源との間に接続され、クリップ選択信号に応じて導通状態と非導通状態が制御されるクリップ回路用選択素子を含む
請求項3から5のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 複数列の複数の前記クリップ回路を含む
請求項1から6のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ電圧生成部は、
前記検知回路により検知された電圧に応じて前記クリップ電圧を生成するためのクリップ電圧生成用素子を含み、
前記クリップ電圧生成用素子は、前記画素の前記ソースフォロワ素子と特性が等価な素子により形成されている
請求項1から7のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ電圧生成用素子は、
複数のダミー画素素子を含んで形成されている
請求項8記載の固体撮像装置。 - 前記検知回路は、
無効画素から読み出された画素読み出し電圧を検知する
請求項1から9のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ電圧制御部は、
前記検知回路により検知された電圧に対してクリップマージを調整し、調整した電圧を前記クリップ電圧生成部に供給するクリップマージン調整回路を含む
請求項1から10のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記検知回路はサンプルホールド回路により形成され、
前記クリップ電圧制御部は、
前記サンプルホールド回路をリセット可能なリセット回路を含む
請求項1から11のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記リセット回路は、
フレーム毎に、セットアップ期間において前記サンプルホールド回路をリセットする
請求項12記載の固体撮像装置。 - 起動時に、前記サンプルホールド回路を駆動するクランプ回路を含む
請求項12または13記載の固体撮像装置。 - 前記画素部から画素信号の読み出しを行う読み出し部を含み、
前記読み出し部は、
読み出しスキャン期間に、前記リセット期間に続く第1読み出し期間にリセット電圧を読み出す第1読み出しと、
前記リセット期間に続く前記第1読み出し期間後に行われる少なくとも一つの前記転送期間後の第2読み出し期間において、前記光電変換素子の蓄積電荷に応じた信号電圧を読み出す第2読み出しと、を行う
請求項1から14のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 画素から読み出される画素読み出し電圧が出力される信号線を有し、
前記画素は、
前記信号線と電源との間に接続され、行選択信号に応じて導通状態と非導通状態が制御される選択素子を含み、
前記クリップ回路は、
前記信号線と所定電源との間に接続され、クリップ選択信号に応じて導通状態と非導通状態が制御されるクリップ回路用選択素子を含み、
前記画素の選択素子を非導通状態とし、所定信号をスウィープさせた状態で前記クリップ回路用選択素子を導通状態にして前記所定信号に対するクリップ機能をテストするテスト機能を有する
請求項1から15のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 前記クリップ回路は、
前記画素部の無効領域に配置されている
請求項1から16のいずれか一に記載の固体撮像装置。 - 画素が配置された画素部と、
画素から読み出される画素読み出し電圧をクリップ電圧に応じてクリップ可能なクリップ回路と、を有し、
前記画素は、
蓄積期間に光電変換により生成した電荷を蓄積する光電変換素子と、
前記光電変換素子に蓄積された電荷を転送期間に転送可能な転送素子と、
前記転送素子を通じて前記光電変換素子で蓄積された電荷が転送されるフローティングディフュージョンと、
前記フローティングディフュージョンの電荷を電荷量に応じた利得をもって電圧信号に変換するソースフォロワ素子と、
リセット期間に前記フローティングディフュージョンを所定電位にリセットするリセット素子と、を含む固体撮像装置の駆動方法であって、
前記画素から読み出され、前記クリップ回路を介した画素読み出し電圧を検知し、
検知された電圧に応じて前記クリップ電圧を生成し、
画素から読み出される画素読み出し電圧を前記クリップ電圧に応じてクリップする
固体撮像装置の駆動方法。 - 固体撮像装置と、
前記固体撮像装置に被写体像を結像する光学系と、を有し、
前記固体撮像装置は、
画素が配置された画素部と、
画素から読み出される画素読み出し電圧をクリップ電圧に応じてクリップ可能なクリップ回路と、
前記クリップ回路の前記クリップ電圧を制御するクリップ電圧制御部と、を有し、
前記画素は、
蓄積期間に光電変換により生成した電荷を蓄積する光電変換素子と、
前記光電変換素子に蓄積された電荷を転送期間に転送可能な転送素子と、
前記転送素子を通じて前記光電変換素子で蓄積された電荷が転送されるフローティングディフュージョンと、
前記フローティングディフュージョンの電荷を電荷量に応じた利得をもって電圧信号に変換するソースフォロワ素子と、
リセット期間に前記フローティングディフュージョンを所定電位にリセットするリセット素子と、を含み、
前記クリップ電圧制御部は、
前記画素から読み出され、前記クリップ回路を介した画素読み出し電圧を検知する検知回路と、
前記検知回路により検知された電圧に応じて前記クリップ電圧を生成するクリップ電圧生成部と、を含む
電子機器。
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