JP6533951B2

JP6533951B2 - モータ駆動装置、およびこれを用いた圧縮機の駆動装置、および冷蔵庫

Info

Publication number: JP6533951B2
Application number: JP2015168592A
Authority: JP
Inventors: 義典竹岡; 田中　秀尚; 秀尚田中
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2015-08-28
Filing date: 2015-08-28
Publication date: 2019-06-26
Anticipated expiration: 2035-08-28
Also published as: JP2017046514A

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた圧縮機の駆動装置、および冷蔵庫に関する。

従来、この種のモータ駆動装置では、モータをＰＷＭ制御で駆動しながら、目標速度に対してモータの運転速度が高ければ、ＰＷＭのオン時間を低減し、目標速度に対してモータの運転速度が低ければオン時間を増加させている。

また、従来のモータ駆動装置を用いて冷却する冷蔵庫において、冷凍サイクル内に四方弁を設け、圧縮機運転時は通常の冷凍サイクルを構成し、圧縮機停止時は高低圧がサイクル上分離し、かつドライヤから圧縮機に高圧冷媒がパスされ、圧縮機吸入／吐出の圧力差を小さくなるよう四方弁を切り換えている。これにより、圧縮機停止時には、高圧側の冷媒が蒸発器に流れ込むことなく、蒸発器の温度は低いまま保持され庫内温度を上昇させないことで冷蔵庫の省エネを図っている（例えば、特許文献１参照）。

図６は、特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を用いた冷蔵庫を示すものである。図６に示すように、低圧シェル圧縮機１０１、コンデンサ（凝縮器）１０２、ドライヤ１０３、毛細管１０４、蒸発器１０５の順番で冷凍サイクルが形成され、冷媒は冷凍サイクル内を圧縮機１０１から凝縮器１０５に向けて流れている。四方弁１０６は入り口Ａをドライヤ１０３に、出口Ｂを毛細管１０４に、入り口Ｃを蒸発器１０５に、出口Ｄを圧縮機１０１に接続する。圧縮機１０１運転中は、四方弁１０６の入り口Ａと出口Ｂ、入り口Ｃと出口Ｄを連通させている。また停止中は四方弁１０６の入り口Ａと出口Ｄ、入り口Ｃと出口Ｂを連通させる。これにより、圧縮機停止中は圧縮機１０１、コンデンサ１０２、ドライヤ１０３を設けた高圧域の閉回路と、毛細管１０４、蒸発器１０５を設けた低圧域の閉回路を構成するようにしている。冷凍サイクル動作中は正規の冷凍サイクルが形成され、通常の冷却運転を行うことができる。また、冷凍サイクル停止時は高低圧がサイクル上分離され、かつドライヤから圧縮機に高圧冷媒がパスされ、圧縮機吸入／吐出の圧力差を小さくし、負荷トルク変動が小さい状態で起動することができる。これらの構成により、冷凍サイクル停止中は、高圧側の冷媒が蒸発器１０５に流れることがなく蒸発器１０５の温度も上昇せず、冷凍サイクルのロスを低減することができる。

特開平１０−０２８３９５号公報

しかしながら上記従来の構成は、モータ駆動装置が起動時の大きな負荷トルク変動に対応できず、圧縮機１０１を安定して起動させるには、圧縮機１０１の停止時は四方弁１０６を用いて、圧縮機１０１の吸入と吐出の圧力をバランスさせる必要があるため、システムが複雑になりコストも増加するという課題があった。

本発明は上記従来の課題を解決するもので、負荷トルク変動が大きな状態でも安定して起動するするモータ駆動装置を提供する。

前記従来の課題を解決するために、変動する負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を決定し速度を調整する速度制御部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出する電流が第一の閾値より大きい場合は前記速度制御部で決定した印加する電圧を低減し、前記電流検出部が検出する電流が第二の閾値より小さい場合は前記速度制御部で決定された印加電圧を上限に電圧を上昇させる印加電圧変更部と、前記印加電圧変更部で決定された印加電圧で前記ブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ部とを有することにより、負荷増加によって前記ブラシレスＤＣモータの速度および誘起電圧が低下し、誘起電圧と印加電圧の差が大きくなることによる電流上昇を抑制し駆動することができる。

本発明のモータ駆動装置は、負荷トルク変動が大きな状態でも安定して起動することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図（Ａ）従来のモータ駆動装置におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対する負荷トルクの変化を表す遷移図、（Ｂ）従来のモータ駆動装置におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対するゼロクロス間隔の変化を表す遷移図、（Ｃ）従来のモータ駆動装置におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対する電流変化を表す遷移図（Ａ）本発明の実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対する負荷トルクの変化を表す遷移図、（Ｂ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対するゼロクロス間隔の変化を表す遷移図、（Ｃ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ５の位相に対するモータ電流の変化を表す遷移図（Ａ）同実施の形態における時間に対するスイッチング素子４ａの変化を表す遷移図、（Ｂ）同実施の形態における時間に対するスイッチング素子４ｄの変化を表す遷移図、（Ｃ）同実施の形態における時間に対するブラシレスＤＣモータ５の電流の変化を表す遷移図同実施の形態における動作の流れを示すフローチャート従来の冷蔵庫の冷凍サイクル図

第１の発明は、変動する負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を決定し速度を調整する速度制御部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出する電流が第一の閾値より大きい場合は前記速度制御部で決定した印加する電圧を低減し、前記電流検出部が検出する電流が第二の閾値より小さい場合は前記速度制御部で決定された印加電圧を上限に電圧を上昇させる印加電圧変更部と、前記印加電圧変更部で決定された印加電圧で前記ブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ部とを有することにより、負荷増加によって前記ブラシレスＤＣモータの速度および誘起電圧が低下し、誘起電圧と印加電圧の差が大きくなることによる電流上昇を抑制し駆動することとなるため、四方弁などを用いることなく、圧力差のある状態でも起動することができる。さらに、減磁電流の低い高効率モータの使用による省エネや電流定格の小さい素子の使用によるコストダウンなどが可能となる。
また、必要なトルクが小さい速度の遅い区間では、過剰な出力トルクを抑制することとなり、トルクが不足している速度が速い区間では出力トルク大きくすることとなるので、負荷トルク変動が大きい条件であっても速度変化を減少させ、振動を低減しながら起動することができる。

第２の発明は、第１の発明において前記ドライブ部は前記ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を調整するのにＰＷＭ制御を行い、前記速度制御部は印加する電圧を決定するのにＰＷＭのオン比率を決定し、前記印加電圧変更部が印加する電圧を低減するために前記速度制御部で決定したＰＷＭのオン比率を低減することにより、簡単な制御で負荷トルクに大きな変動がある状態で前記ブラシレスＤＣモータを起動できることとなるため、安価なモータ駆動装置を提供することができる。

第３の発明は、第２の発明において、前記印加電圧変更部でＰＷＭのオン比率を低減する際は少なくとも全ての通電をオフする期間を設けることにより、前記ブラシレスＤＣモータが回生状態となり電流の減少率が還流状態と比較して大きくなるため、より確実に電流抑制が可能となる。

第４の発明は、前記ブラシレスＤＣモータが駆動する負荷が圧縮機の圧縮要素である第１から３のいずれかのモータ駆動装置を用いた圧縮機の駆動装置であり、前記圧縮機に圧力差が残り大きな負荷トルク変動が起動から有るような状態であっても起動できることとなり、圧縮機の状態を監視せずとも起動できる安価なシステムを構成することができる。

第５の発明は、第４の発明の圧縮機の駆動装置を備え、前記圧縮機の吸入側と吐出側の圧力差が残る状態で起動するものであり、前記圧縮機の吸入と吐出に圧力差がついた状態であっても起動できることとなり、単純なシステム構成で安価に前記蒸発器の温度上昇を待たず起動することができ、冷凍サイクルのロスを低減することができる。また、前記圧縮機が運転中に停電となり、圧縮機の吸入と吐出の圧力がバランスする前に停電から復帰した場合でもすぐに圧縮機を運転開始することが可能となり、停電が頻発するような電源事情の悪い状況であっても即座に冷却することができる。

第６の発明は、第５の発明において、前記圧力差が少なくとも０．０５ＭＰａ以上としたことにより、振動の増加による劣化の促進を軽減し、前記圧縮機の信頼性を維持しつつ、冷凍サイクルのロスを低減できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置３０は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する。以下、モータ駆動装置３０について説明する。

整流回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄで構成される。

平滑部３は整流回路２の出力側に接続され、整流回路２の出力を平滑する。平滑コンデンサ３ｅと、リアクタ３ｆとから構成される。平滑部３からの出力はインバータ４に入力される。

なお、リアクタ３ｆは、交流電源１とコンデンサ３ｅの間に挿入するため、整流ダイオード２ａ〜２ｄの前後どちらでも構わない。更にリアクタ３ｆは、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタを回路に設けた場合、高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分を考慮する。

インバータ４は、平滑部３からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ４は、６
個のスイッチング素子４ａ〜４ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード４ｇ〜４ｌは、各スイッチング素子４ａ〜４ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ５は、永久磁石を有する回転子５ａと、３相巻線を有する固定子５ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ５は、インバータ４により作られた３相交流電流が固定子５ｂの３相巻線に流れることにより、回転子５ａを回転させる。

位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧や、固定子５ｂの３相巻線に流れる電流と印加電圧などから固定子５ａの磁極位置を検出する。本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ５の端子電圧を取得し、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子５ａの相対的な回転位置を検出している。具体的には誘起電圧と基準となる電圧を比較し、ゼロクロスを検出する。誘起電圧のゼロクロスの基準となる電圧は３相分の端子電圧から仮想中点を作っても良いし、直流母線電圧を取得しその電圧としても良い。本実施の形態では仮想中点とする。誘起電圧から検出する方式は構成が簡単でより安価に構成することが可能となる。

速度検出部７は、位置検出部６が検出する位置情報からブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度と過去一回転の平均速度を計算する。本実施の形態では、誘起電圧のゼロクロス検出からの時間を測定し、この時間から現在の速度として計算を行う。また、誘起電圧ゼロクロスの間隔を区間経過時間として検出し、区間経過時間の過去一回転部の和を算出し、結果から一回転の平均速度を算出する。

速度制御部８は、速度検出部７で検出された一回転の平均速度と目標速度を比較し、目標速度のほうが一回転の平均速度より高ければ、ブラシレスＤＣモータ５への印加電圧を上げるよう設定し、目標速度が一回転の平均速度より低ければ、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を下げるよう設定し、一致していれば、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を維持するよう設定する。

電流検出部９では、ブラシレスＤＣモータ５に流れる電流を検出する。検出する電流はブラシレスＤＣモータ５の各相に流れる電流を検出しても良いし、インバータ４に流れる直流母線電流を検出しても良い。インバータ４の直流母線を検出する場合はブラシレスＤＣモータ５に流れる総合電流として検出すれば、３相に流れるピークの電流を検出できるため、各相に流れる電流を分解する必要はない。

また、電流検出部９は直流電流センサや電流検出用の抵抗を直列に挿入することなどによって、電流を検出する。直流電流センサを用いた場合、高精度に電流を検出できるため、より決めの細かい制御を行うことができ、抵抗を用いた場合は安価に構成することができる。また、抵抗を用いた場合は、電圧の増幅器やフィルタ回路などによって精度を向上することができる。このような増幅器やフィルタ回路を用いたとしても電流センサよりも抵抗を用いた方が、一般的には安価となる。本実施の形態では抵抗を用いインバータ４の直流母線間の電流を検出するものとする。

印加電圧変更部１０では、速度制御部８で決定したＰＷＭオン比率に補正を行う。印加電圧変更部１０に入力された電流検出部９で検出された電流が第一の閾値より高ければ、速度制御部８で決定したＰＷＭオン比率を低減する。一方で、電流が第二の閾値よりも低ければ、速度制御部８で決定したＰＷＭオン比率を上昇させる。

第一の閾値は、実際に流したくない電流値から１キャリアで増加する電流の最大値を引
いた値より小さい値を設定する。第二の閾値は第一の閾値以下でブラシレスＤＣモータ５を駆動するのに必要な最低限必要な電流値以上であれば良く、第一の閾値と第二の閾値は同じ値でも問題ない。本実施の形態では、第一の閾値をインバータ４の定格電流とブラシレスＤＣモータの５の減磁電流から１キャリアで増加する最大の電流値を引いたそれぞれの値より小さい電流値である３Ａとし、第二の閾値は、１キャリアで変化する最大の電流値である０．２５Ａを第一の閾値から引いた２．７５Ａを設定する。

印加電圧変更部１０で変更するＰＷＭオン比率の量は固定でも良いし、電流検出部９で検出した電流値と第一の閾値および第二の閾値との差を用いてＰＩ制御を行うなどしても良い。固定で行った場合はより単純な構成で実現でき、ＰＩ制御で行う場合はより精度良く閾値に近い電流値で抑制することができる。本実施の形態では、固定で行うとする。

ドライブ部１１は位置検出部６で検出されるブラシレスＤＣモータの回転子５ａの位置に基づき、インバータ４がブラシレスＤＣモータ５の３相巻線に供給する電力の供給タイミングとＰＷＭ制御するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ４のスイッチング素子４ａ〜４ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子５ｂに最適な交流電力が印加され、回転子５ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ５が駆動される。駆動波形は矩形波や正弦波などがあるが、特にこだわらない。

また、ドライブ部１１では印加電圧変更部１０で設定した印加電圧をＰＷＭ制御に基づいて、出力する。

また、どの相に通電するかの決定を位置検出部６からの情報を元に、ドライブ部１１で行っており、本実施の形態では１２０度矩形波で行っているため、上側アームのスイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅをそれぞれ１２０度ずつずらして通電している。下側アームも同様に１２０度ずつずらして、スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆを通電している。スイッチング素子４ａと４ｂ、４ｃと４ｄ、４ｅと４ｆはそれぞれお互いの通電期間の間に６０度ずつのオフ期間が存在する。

さらに、電流検出部９が電流を検出するタイミングを決定するために、ドライブ部１１から電流検出部９に向けてＰＷＭタイマのタイミングを出力する。

次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置３０を用いた冷蔵庫２２について説明する。

冷蔵庫２２には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ５と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。

圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７は吸入と圧縮の工程でのトルク変動が大きく、速度および電流値が大きく変動する。

圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１９、減圧器２０、蒸発器２１を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１９では放熱を、蒸発器２１では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭
載して冷蔵庫２２が構成される。

以上のように構成されたモータ駆動装置３０について、その動作を図２と図３を用いて説明する。

図２のＡは、従来の方式である速度制御部で印加電圧を決定した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対する負荷トルクの変化を表す遷移図である。図２のＢは、従来の方式である速度制御部で印加電圧を決定した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対するゼロクロス間隔の変化を表す遷移図である。図２のＣは、従来の方式である速度制御部で印加電圧を決定した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対するブラシレスＤＣモータ５の電流値の変化を表す遷移図である。

図３のＡは、本実施の形態の印加電圧変更部１０で印加電圧を補正した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対する負荷トルクの変化を表す遷移図である。図３のＢは、本実施の形態の印加電圧変更部１０で印加電圧を補正した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対するゼロクロス間隔の変化を表す遷移図である。図３のＣは、本実施の形態の印加電圧変更部１０で印加電圧を補正した場合のブラシレスＤＣモータ５の位相に対するブラシレスＤＣモータ５の電流値の変化を表す遷移図である。

図２のＡ、図２のＢ、図２のＣにおいて、横軸は従来の起動方法で圧縮機１７の吸入と吐出に圧力差が０．０５ＭＰａ以上ついた状態でブラシレスＤＣモータ５を起動し１回転経過した後のブラシレスＤＣモータ５の位相を示している。図３のＡ、図３のＢ、図３のＣにおいて、横軸は本実施の形態の起動方法で圧縮機１７の吸入と吐出に圧力差が０．０５ＭＰａ以上ついた状態でブラシレスＤＣモータ５を起動し１回転経過した後のブラシレスＤＣモータ５の位相を示している。図２のＡと図３のＡの縦軸は、ブラシレスＤＣモータ５にかかる負荷トルクの変化を示し、図２のＢと図３のＢの縦軸は、位置検出部６で検出するゼロクロス検出間隔を示し、図２のＣと図３のＣの縦軸はブラシレスＤＣモータ５に流れる電流を示している。

図２のＡと図２のＢに示すように、差圧起動を行う場合、負荷トルクとゼロクロス検出間隔は大きく変化するが、負荷トルクの増加と実際のゼロクロス検出間隔の増加のピークは一致せず、負荷トルクに対してゼロクロス検出間隔には応答遅れが存在する。

これにより、位置検出間隔が長い速度の遅い区間では必要なトルクは小さいため、従来の起動のようにブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を速度制御部だけで制御すると速度が遅い区間でＰＷＭオン比率が過剰となり図２のＣに示すように大きな電流が流れてしまう。これによってブラシレスＤＣモータ５の減磁やインバータ４の素子破壊または、それらを防止するために設けている過電流保護によりブラシレスＤＣモータ５が停止し、起動することができない。

一方、本実施の形態の起動方法では、図３のＡと図３のＢに示すように従来の起動と同様に負荷トルクとゼロクロス検出間隔は大きく変化し、その位相は一致せずゼロクロス検出間隔が遅れているが、図３のＣに示すように第一の閾値であるＩ１を越えたところで電流を減少させ第二の閾値であるＩ２を下回ったところで、電流が増加するよう制御を行うため電流が必要以上に流れることがなく、ブラシレスＤＣモータ５の減磁やインバータ４の素子破壊、または過電流保護停止が起こらないため起動することができる。

また、速度が遅い区間でＰＷＭオン比率を減少させ、速度が速い区間でＰＷＭオン比率を増加させることは、トルクが過剰な区間でトルクを減少させ、トルクが不足している部分で出力トルク大きくすることとなるので、負荷トルク変動が大きい条件であっても速度
変化を減少させ、振動を低減しながら起動することができる。

次に、図４を用いて、印加電圧変更部１０が行うＰＷＭのオン比率の変更に関して説明を行う。図４のＡ、図４のＢ、図４のＣの横軸はゼロクロスからの時間を表しており、図４のＡの縦軸はスイッチング素子４ａの状態を表しており、図４のＢの縦軸はスイッチング素子４ｄの状態を表しており、図４のＣの縦軸はブラシレスＤＣモータ５に流れる電流値を示している。電流検出部９における電流検出のタイミングは１キャリアの中で電流がピーク値となるＰＷＭのオンが終わる直前に取得するものとする。これによって電流のピーク値を取得することが可能となると共に、検出した電流にオン直後に現れるリンギングの影響を受けないなどの効果もある。

矩形波駆動を行う場合、従来の方式では通電している２相の内、片側のスイッチング素子のみスイッチングを行い、もう片方のスイッチング素子はスイッチングを行わず１００％の時間をオンとしている。図４においてはスイッチングを行っている素子はスイッチング素子４ａで、１００％の時間をオンとしている素子はスイッチング素子４ｄとなる。

Ｔ０からＴ１において、スイッチング素子４ａはオンしているため、電流が増加する。Ｔ１における電流値が第一の閾値であるＩ１を超過していないため、ＰＷＭの補正は行わない。更に次のスイッチング素子４ａのオンの状態でブラシレスＤＣモータ５の電流が増加した結果、Ｔ２ではＩ１を超過しているため、ＰＷＭの補正を行い印加電圧が低下するよう変更する。本実施の形態では、通常スイッチングを行っている相であるスイッチング素子４ａのオン比率を変更するのではなく、通常は１００％の時間オンしているスイッチング素子４ｄのオン比率を変更する。Ｔ３からＴ４の間で、スイッチング素子４ｄをオフしている。スイッチング素子４ａがオフし、スイッチング素子４ｄがオンしているＴ２からＴ３の期間で電流が減少しているが、スイッチング素子４ａスイッチング素子４ｄが共にオフしているＴ３からＴ４の期間の方が大きく電流が減少している。これはブラシレスＤＣモータ５に流れる電流が還流している状態と回生している状態の違いによる。スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｄを共にオフし、回生状態を発生させるほうが、電流の減少率が高く、確実電流を抑制することができる。本実施の形態では単純な構成とするためＩ１を超過した際のＰＷＭのオン比率を減少させる量を固定としている。固定とする場合、予め確実に電流を抑制することができる減少幅を実験的でも良いし、計算でも良いが確認する必要がある。ＰＩ制御を用いた場合は複雑にはなるがより確実に抑制することが可能となる。

Ｔ５では再び電流が増加し、Ｉ１を超過したため、スイッチング素子４ｄのオフ比率をＴ６からＴ７の期間に更に増加させ、電流の減少量を増加させている。

Ｔ８では第二の閾値であるＩ２を電流が下回らなかったため、ＰＷＭのオン比率は変更がない。

Ｔ９では電流値がＩ２よりも下回ったため、スイッチング素子４ｄはＴ１０からＴ１１の期間にオフ比率を減少させ、オン比率を増加させている。これによって電流の減少量は低減する。

Ｔ１２でも更にＩ２を下回っているため、スイッチング素子４ｄのオフ比率を減少させ１００％オンとなるようオン比率を変更している。

Ｔ１３でも更にＩ２を下回っているが、スイッチング素子４ｄのＰＷＭのオン比率が１００％となっているため、これ以上はＰＷＭオン比率の補正は行わない。つまり速度制御部８で決定した印加電圧値以上には電圧を補正しないこととなる。

次に詳細な制御方法に関して、図５を用いて電流検出部９および印加電圧変更部１０の詳細を説明する。

まず、電流検出部９がＳＴＥＰ２０１において、ＰＷＭのオンが終了する５μ秒前かどうか判定する。５μ秒前であればＳＴＥＰ２０２へ移項し、５μ秒より更に前であれば再びＳＴＥＰ２０１に移行する。５μ秒前はＰＷＭがオン中に電流を検出するのにかかる時間を確保するための時間で、マイコンなどに搭載されているアナログからデジタルに変換する回路が変換に要する時間が例えば１μ秒であれば、１μ秒有ればよい。ここでは、ＰＷＭのタイマがまだスタートしたばかりとして、ＳＴＥＰ２０１に移行する。

再度、ＳＴＥＰ２０１ではある程度時間が経過し、ＰＷＭのオンが終了する５μ秒前となったとする。ここでＳＴＥＰ２０２移行することとなる。

ＳＴＥＰ２０２では電流検出部９がインバータ４の直流母線の電流値を検出し、ＳＴＥＰ２０３へ移行する。

ＳＴＥＰ２０３では、印加電圧変更部１０がＳＴＥＰ２０２で検出した電流値が予め決定している第一の閾値より大きいかどうかを比較する。比較した結果、検出した電流値の方が大きければ、ＳＴＥＰ２０４へ移行し、それ以外はＳＴＥＰ２０５へと移行する。ここでは、電流値が第一の閾値より大きいとして、ＳＴＥＰ２０４へと移行する。

ＳＴＥＰ２０４では、印加電圧変更部１０がＰＷＭオン比率が高い相のオン比率を低減する。ここで、スイッチング素子４ａとスイッチング４ｄを制御し、ブラシレスＤＣモータに電流を流しているとして、速度制御部８で決定する印加電圧を元に決定されるＰＷＭのオン比率はスイッチング素子４ａに対してのものとする。つまり、印加電圧変更部１０でＰＷＭの補正が行われていないときは、スイッチング素子４ａのみスイッチングを行っており、スイッチング素子４ｄは１００％の期間オンしている。ここで、ＰＷＭのオン比率が高い相とは通常１００％の期間オンしているスイッチング素子４ｄとなる。このスイッチング素子４ｄのＰＷＭのオン比率を一定量減少させる。そして処理を終了する。

一方で、ＳＴＥＰ２０３でＳＴＥＰ２０２で検出した電流値が第一の閾値以下であったとして、ＳＴＥＰ２０５に移行する。

ＳＴＥＰ２０５では、印加電圧変更部１０がＳＴＥＰ２０２で検出した電流値が第二の閾値よりも小さいかどうかを判定する。第二の閾値より小さければＳＴＥＰ２０６へ移行し、それ以外であれば処理を終了する。ここでは、第二の閾値より小さいとしてＳＴＥＰ２０６へ移行する。

ＳＴＥＰ２０６では、印加電圧変更部１０がＰＷＭの補正前のＰＷＭのオン比率が高い相のオン比率を増加させる。ＳＴＥＰ２０４と同様にスイッチング素子４ｄが対象となる。そしてＳＴＥＰ２０７へ移行する。

ＳＴＥＰ２０７では、印加電圧変更部１０がＳＴＥＰ２０６で補正を行ったＰＷＭのオン比率が１００％を超えていないかどうかを判定し、超えていれば、ＳＴＥＰ２０８へ移行し、それ以外の１００％以下であれば、処理を終了する。ここで、ＰＷＭのオン比率が１００％を超えていたとして、ＳＴＥＰ２０８へ移行する。

ＳＴＥＰ２０８では、ＳＴＥＰ２０６で補正を行った相のＰＷＭオン比率が計算上１００％を超えているため、印加電圧変更部１０が１００％に変更を行う。そして、処理を終
了する。

一方で、ＳＴＥＰ２０５で、ＳＴＥＰ２０２で検出した電流値が第二の閾値以上であったとした場合、処理を終了する。つまりＰＷＭのオン比率の補正量は現状を維持する。

また、ＳＴＥＰ２０７においてＳＴＥＰ２０６で補正を行った結果ＰＷＭのオン比率が１００％以下であった場合、処理を終了する。つまり、印加電圧変更部１０がＳＴＥＰ２０６で行ったＰＷＭのオン比率の補正量として決定する。以上の動作をＰＷＭの１周期の中で呼び出し、完了することを、毎周期行うことで、ブラシレスＤＣモータ５の駆動する負荷に大きな変動があったとしても、ブラシレスＤＣモータ５の電流を抑制し、起動することが可能となる。

また、インバータ４の破壊を防止に大きな容量の素子を用いたり、ブラシレスＤＣモータの減磁限界電流を大きくするために効率の悪いモータを使用するなどの必要もなくなる。

ここで、ブラシレスＤＣモータ５の効率と減磁限界電流の関係を詳しく説明する。固定子５ｂの巻き数を多くすることで、同じ電流で得られるトルクが大きくなり、必要なトルクを出力するための電流が小さくなるため、効率が良くなるが、回転子５ａの中の永久磁石の磁力が不可逆的に低減する減磁の磁力は変わらないため、回転子５ａの減磁とならない限界の電流である減磁限界電流は固定子５ｂの巻き数が多くなるほど小さくなる。つまり大きな電流を流そうとすると大きな減磁限界電流が必要となり効率の悪いモータを使うこととなる。

また、これらを防ぐための用意された過電流保護によってブラシレスＤＣモータの駆動が停止するなどもあった。本実施の形態では、これらの過電流保護や減磁電流より十分低い値で第一の閾値を設定しているため、電流を抑制し、インバータ４に比較的小さな容量の素子を採用したり、高効率のモータを採用しつつ、大きな負荷変動がある状態でも起動することができることとなる。

圧縮機１７において、吸入と吐出の間の差圧が０．０５ＭＰａ以上ある状態で、印加電圧を１回転の中で速度に応じて変化させず、加速のために単調に増加させた場合、差圧により負荷トルクの変動が大きく速度変動が大きくなるため、振動が大きくなり、圧縮機１７の部品の磨耗による故障の可能性の増加などがあったが、ブラシレスＤＣモータ５の電流を第一の閾値以下に抑制することで、速度が遅い区間でＰＷＭオン比率を低減させることになるので、従来の印加方式に比べ信頼性を大きく向上できる。

次に、本実施の形態のモータ駆動装置３０を冷蔵庫２２に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。

冷蔵庫２２の庫内温度が停止から圧力がバランスする１０分経過前に庫内温度が上昇した場合も従来であれば圧力差が０．０５ＭＰａ以下でしか起動できなかったため、１０分経過することを待っていた。一方、本実施の形態では、０．０５ＭＰａ以上の差圧でも起動を可能にしているため、庫内温度が上昇し、圧縮機１７の運転が必要なタイミングで起動が可能となり、バランスした状態に比べ凝縮器１９と蒸発器２１との間に圧力差を設けるための電力が減少することとなるため、省エネが可能となる。

また、圧縮機１７と凝縮器１９の間に二方弁を設け、起動時は開で圧縮機１７と凝縮器１９を連通し、停止時は二方弁を閉とし圧縮機１７と凝縮器１９の間を閉塞することで、圧縮機１７の停止中でも吸入圧力と吐出圧力の差を大きく保つことができる。これによっ
て圧力差がついた状態から起動することによる省エネ効果は更に大きくなる。また、二方弁は四方弁に比べて複雑なシステム構成とならないため、より安価に構成することができる。

以上のように、本実施の形態においては、大きく変動する負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ５と、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を決定し速度を調整する速度制御部８と、ブラシレスＤＣモータ５に流れる電流を検出する電流検出部９と、電流検出部９が検出する電流が第一の閾値より大きい場合は速度制御部８で決定した印加する電圧を低減する印加電圧変更部１０と、印加電圧変更部１０で決定された印加電圧でブラシレスＤＣモータ５を駆動するドライブ部１１を有することにより、負荷増加によってブラシレスＤＣモータ５の速度および誘起電圧が低下し、誘起電圧と印加電圧の差が大きくなることによる電流上昇を抑制し起動することとなるため、四方弁などを用いることなく、圧力差のある状態でも起動することができる。さらに、減磁電流の低い高効率モータの使用による省エネや電流定格の小さい素子の使用によるコストダウンなどが可能となる。

また、印加電圧変更部１０が電流検出部９が検出する電流が第二の閾値より小さい場合は速度制御部８で決定された印加電圧を上限に電圧を上昇させるとしたことにより、必要なトルクが小さい速度の遅い区間では、過剰な出力トルクを抑制することとなり、トルクが不足している速度が速い区間では出力トルク大きくすることとなるので、負荷トルク変動が大きい条件であっても速度変化を減少させ、振動を低減しながら起動することができる。

また、ドライブ部１１はブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を調整するのにＰＷＭ制御を行い、速度制御部８は印加する電圧を決定するのにＰＷＭのオン比率を決定し、印加電圧変更部１０が印加する電圧を低減するために速度制御部８で決定したＰＷＭのオン比率を低減するとしたことにより、簡単な制御で負荷トルクに大きな変動がある状態でブラシレスＤＣモータ５を起動できることとなるため、安価なモータ駆動装置を提供することができる。

また、印加電圧変更部１０でＰＷＭのオン比率を低減する際は少なくとも全ての通電をオフする期間を設けるとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ５が回生状態となり電流の減少率が還流状態と比較して大きくなるため、より確実に電流抑制が可能となる。

また、ブラシレスＤＣモータ５が組み込まれた圧縮機１７を備え、ブラシレスＤＣモータ５が駆動する負荷が圧縮機１７の圧縮要素であるとしたことにより、圧縮機１７に圧力差が残り大きな負荷トルク変動が起動から有るような状態であっても起動できることとなり、圧縮機１７の状態を監視せずとも起動できる安価なシステムを構成することができる。

また、圧縮機１７が、圧縮機１７、凝縮器１９、減圧器２０、蒸発器２１、圧縮機１７の順に接続された冷凍サイクルを構成し、圧縮機１７の吸入側と吐出側の圧力差が残る状態で起動する冷蔵庫としたことにより、圧縮機１７の吸入と吐出に圧力差がついた状態であっても起動できることとなり、単純なシステム構成で安価に前記蒸発器の温度を上昇させず、冷凍サイクルのロスを低減することができる。

更に、圧縮機１７が運転中に停電となり、圧縮機１７の吸入と吐出の圧力がバランスする前に停電から復帰した場合でもすぐに圧縮機１７を運転開始することが可能となり、停電が頻発するような電源事情の悪い状況であっても即座に冷却することができる。

また、圧縮機１７の吸入と吐出の間に生まれる圧力差が少なくとも０．０５ＭＰａ以上
であるとしたことにより、振動の増加による劣化の促進を軽減し、前記圧縮機の信頼性を維持しつつ、冷凍サイクルのロスを低減できる。

本発明のモータ駆動装置は、起動時に負荷トルクが変動する状態であっても起動が可能となる。これにより、冷蔵庫のみならず、エアコン、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機に適用できる。

５ブラシレスＤＣモータ
８速度制御部
９電流検出部
１０印加電圧変更部
１１ドライブ部
１７圧縮機
１９凝縮器
２０減圧器
２１蒸発器
２２冷蔵庫
３０モータ駆動装置

Claims

変動する負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を決定し速度を調整する速度制御部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出する電流が第一の閾値より大きい場合は前記速度制御部で決定した印加する電圧を低減し、前記電流検出部が検出する電流が第二の閾値より小さい場合は前記速度制御部で決定された印加電圧を上限に電圧を上昇させる印加電圧変更部と、前記印加電圧変更部で決定された印加電圧で前記ブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ部とを有するモータ駆動装置。
前記ドライブ部は前記ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を調整するのにＰＷＭ制御を行い、前記速度制御部は印加する電圧を決定するのにＰＷＭのオン比率を決定し、前記印加電圧変更部が印加する電圧を低減するために前記速度制御部で決定したＰＷＭのオン比率を低減する請求項１に記載のモータ駆動装置。
前記印加電圧変更部でＰＷＭのオン比率低減する際は少なくとも全ての通電をオフする期間を設ける請求項２に記載のモータ駆動装置。
前記ブラシレスＤＣモータが駆動する負荷が圧縮機の圧縮要素である請求項１から３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を用いた圧縮機の駆動装置。
請求項４に記載の圧縮機の駆動装置を備え、前記圧縮機の吸入側と吐出側の圧力差が残る状態で起動する冷蔵庫。
前記圧力差は少なくとも０．０５ＭＰａ以上である請求項５に記載の冷蔵庫。