JP6530244B2 - 矩形波電源回生装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、矩形波電源回生装置に関する。

インバータは、三相交流電源電圧を整流回路により内部で一度直流に変換してから、所望の周波数の三相交流電圧を出力し負荷であるモータを駆動する。一方、インバータは、負荷であるモータから回生エネルギーを受けて直流部のコンデンサが充電されると、内部の直流電圧が高くなるため、直流部に制動用の抵抗を接続することで回生エネルギーを消費させている。

しかし、このように回生エネルギーを熱として消費させるのではなく、有効利用をするために三相交流電源に戻すための電源回生装置がある。電源回生としてインバータ内部の直流電圧と三相交流電源の電圧差で、前記三相交流電源の各線間電圧のゼロクロスを基準として、π／６毎のタイミングで１２０度通電のスイッチングを行い回生する方式がある。本方式では簡単な制御方式であるが、スイッチング素子が切り替わる転流時に大きなスパイク電流が流れる。

このスパイク電流低減策として、次のような方法が提案されている。電源回生装置の出力電圧及び出力電流をｄｑ変換（三相二相回転座標軸変換）し、無効電力分の電流をｄ軸、有効電力分の電流をｑ軸に取り出し、ｄ軸成分を平均的にゼロに近づくように回生ユニットの出力電圧位相を制御し、転流時のスパイク電流を抑制するものである。この方法は、回生装置内の二つの電流検出器により二相の出力電流を検出し、回生装置の出力電圧と出力電流のそれぞれをｄｑ変換し制御を行う。

特開２０１３−１６２５４３号公報

複雑な制御をすることなく、出力直流部に流れる電流から基準値とピーク値を検出し、シンプルな回路と制御で転流時のスパイク電流を抑制することができる矩形波回生装置を提供することを目的とする。

本実施形態の矩形波電源回生装置は、スイッチング素子を用いた三相ブリッジ回路を備え、モータを駆動するインバータ装置から直流入力端子を介して入力される直流電圧をスイッチング素子を１２０度通電するようにオンオフ制御し、三相の矩形波交流電圧に変換し、リアクトルを介して三相交流電源に出力する電力変換回路と、前記直流入力端子に入力される直流電流を検出する電流検出回路と、前記三相交流電源の位相を検出する三相交流位相検出回路と、前記三相交流位相検出回路により検出される前記三相交流電源の位相に応じて前記電力変換回路のスイッチング素子を駆動制御することで矩形波三相交流電圧を前記リアクトルを介して出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記電流検出回路により検出される直流電流に基づく基準値と前記スイッチング素子の切り替わりにより発生するスパイク電流のピーク値とを検出し、これらの偏差量もしくは比の値が小さくなるように位相シフト量を設定して前記電力変換回路のスイッチング素子を位相シフトし駆動する制御を行い前記矩形波三相交流電圧を出力する。

第１実施形態を示す電気的構成図 各部の波形を示すタイムチャート 第２実施形態を示す電気的構成図 各部の波形を示すタイムチャート 回生制御開始時位相シフト演算ブロックの構成図 回生制御開始時位相シフトのタイムチャート

以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成部位には同一の符号を付し、説明を省略する。
（第１実施形態）
第１実施形態について、図１および図２を参照して説明する。
図１は、全体の電気的構成を示している。この図１において、インバータ１は、三相交流電源２から三相交流を入力し、周波数を変換した三相交流を負荷のモータ３に供給する。矩形波電源回生装置４は、モータ３の回生時に発生する電力をインバータ１を介して直流電圧として入力し、これを矩形波三相交流に変換して三相交流電源２に戻す。

インバータ１において、整流回路１１は、ダイオードブリッジなどの回路により構成されたもので、三相交流入力を直流に変換して出力する。整流回路１１の三相の入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、三相交流電源２の各相Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相が接続される。整流回路１１の直流出力の正極は端子ＰＡに接続され、負極は電源ラインＬ１を介して接続用端子ＰＣに接続される。端子ＰＡは、突入防止用の抵抗１２とリレー１３の並列回路を介して電源ラインＬ２に接続される。

電源ラインＬ１、Ｌ２の間には平滑コンデンサ１４およびインバータ主回路１５が接続されている。インバータ主回路１５は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続して構成されたもので、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに三相交流を出力する。

矩形波電源回生装置４は、電力変換部２１と制御部２２から構成される。電力変換部２１は、直流入力端子ＰＡ１、ＰＣ１を備えるとともに、交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１を備えている。直流入力端子ＰＡ１とＰＣ１との間に、電力変換回路２３が接続される。電力変換回路２３は、６個のＩＧＢＴ２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、２３ｘ、２３ｙ、２３ｚをブリッジ接続したものである。直流入力端子ＰＡ１と電力変換回路２３を結ぶ経路に直流電流を検出する電流検出器２４が設けられている。電力変換回路２３の交流出力端子はそれぞれ電流平滑用リアクトル２５ｒ、２５ｓ、２５ｔを介して交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１に接続される。

制御部２２は、後述する演算処理を行うもので、直流電流検出部２６、三相交流位相検出部２７、駆動制御部２８、位相シフト制御部２９を備えている。位相シフト制御部２９は、位相シフト量算出部３０および加算器３１を備えている。なお、制御部２２の構成については、マイコンなどのＣＰＵによりプログラム制御を実行することで実現することが可能である。

直流電流検出部２６は、電流検出器２４により検出される直流電流Ｉｄｃから、そのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅを検出して位相シフト量算出部３０に出力する。この場合、直流電流検出部２６は、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋはピークホールドにより検出し、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅは制御周期毎の所定時間後の電流値をホールドすることで検出する。位相シフト量算出部３０は、直流電流Ｉｄｃのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅから位相シフト量α１を算出して加算器３１に出力する。

三相交流位相検出部２７は、電力変換部２１の交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１に現れる交流電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの電源電圧位相θを検出し加算器３１に出力する。加算器３１は、移相シフト量α１と電源電圧位相θを加算した（α１＋θ）を実際の位相角として、駆動制御部２８に出力する。駆動制御部２８は、入力された位相角（α１＋θ）に基づいて、電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに駆動信号を与えて駆動する。

次に、前記構成の作用について説明する。矩形波電源回生装置４において、電力変換部２１の出力電流のスパイク電流のピーク値が高くなるのは、モータ３からの回生電力が大きく、直流電圧がより高くなり三相交流電源２との差が大きくなるときである。転流時のピーク電流を抑制するために、矩形波電源回生装置４の出力電圧位相を三相交流電源２に対し進めることは既知である。

矩形波電源回生装置４では、電力変換回路２３の直流部に流れる直流電流Ｉｄｃを電流検出器２４により検出している。制御部２２では、電流検出器２４により検出された直流電流Ｉｄｃを直流電流検出部２６により、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとを独立して検出する。基準値は、例えば、直流電流Ｉｄｃの所定タイミングでのホールド値を用いるが、これ以外に平均値、あるいは実効値などを用いることができる。直流電流検出部２６により検出されたピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅは、位相シフト量算出部３０に入力される。

位相シフト量算出部３０では、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとの差分（偏差量）を演算し、これに予め設定されているゲインをかけることで、制御周期での位相シフト量α１を求める。また、三相交流位相検出部２７により、電力変換部２１の交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの位相から求めた電源電圧位相θを算出している。加算器３１において、これら位相シフト量α１と電源電圧位相θを加算して電力変換部２１の出力矩形波の出力位相を決定する。駆動制御部２８は、加算器３１から入力される出力位相により電力変換部２１の電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号を与えて駆動制御する。

次に、前記構成による具体的な動作について図2を参照して説明する。
図２（ａ）は、三相交流電源２の一相である例えば電源相電圧Ｖｒと電源線電流Ｉｒを示している。インバータ装置１によるモータ３の運転が、電源回生状態となり、矩形波電源回生装置４が動作すると、電源相電圧Ｖｒの位相に対して電源線電流Ｉｒが逆位相になるもので、図ではこの状態を示している。

電源相電圧Ｖｒの波形は、ここでは５０Ｈｚを基準としているので、周期が２０［ｍｓ］の正弦波である。これに対して、電源線電流Ｉｒ［Ａ］はゼロクロス点から３０°の時点を基準として、６０°毎にインバータ主回路１５のＩＧＢＴが切り替わり、１２０°通電を行っている。その切り替わり時点近傍でスパイク電流が発生している。

本実施形態では、常時位相シフトをするが、効果比較のため図２の時刻ｔ０以前で位相シフト無しの場合の波形を示しており、この状態について簡単に説明する。例えば、ＩＧＢＴ２３ｕが電源電圧ゼロクロス点から位相角で３０°のタイミングで１２０°の通電期間中、ＩＧＢＴ２３ｙが通電状態にあり、６０°経過後、ＩＧＢＴ２３ｚへ転流することで、１２０°通電をして矩形波電圧により電源回生を行う。この結果、図２（ｅ）中、時刻ｔ０までの期間のように、回生装置の出力電流Ｉ＿Ｌ１はスパイク電流のピーク値が高くなる状態となっている。

次に、矩形波電源回生装置４の基本動作を説明する。直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に印加されている直流電圧が上昇し、電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚをスイッチング動作させることで図２（ｃ）に示すような直流電流Ｉｄｃが流れる。このとき流れるＩｄｃは、制御部２２の直流電流検出部２６により検出され、そのときの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋを検出している。

この場合、直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅの値は、図２（ｄ）に示すように、スイッチングの切り替えタイミングを起点として所定時間が経過した時点でサンプリングして保持して検出する（図２（ｄ）中、破線で示す電流）。このとき、直流電流検出部２６のピークホールド回路によるピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ（図２（ｄ）中、実線で示す電流値のピーク値で保持される電流）と基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとの差を取り、ピークホールド回路をリセットする。

直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅに対してピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋの値が大きいと、それだけスパイク電流が大きいということである。位相シフト量算出部３０では、上記した直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値（偏差量）に基づいて、電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに与えるゲート信号の位相シフト量α１を算出する。

この位相シフト量α１の値は、ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚのオンタイミングの位相をずらすことで、スパイク電流のレベルを低減させるように設定される。加算器３１において位相シフト量α１と電源電圧位相θが加算された位相により、駆動制御部２８から電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号が与えられる。この場合、実際の位相シフト量α１は、時刻ｔ０においては直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値が大きいことから、図２（ｂ）に示すように、位相シフト量α１は増大していく。

位相シフト制御により、設定された位相シフト量α１だけ進んだ位相で駆動制御部２８により電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚはオンオフ制御される。この結果、直流電流検出部２６により、時刻ｔ１にて直流電流Ｉｄｃのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋが検出されると、位相シフト制御の効果によりピーク値となるスパイク電流の値が低下していることがわかる。

また、時刻ｔ２にて直流電流Ｉｄｃの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅが検出されると、ピーク値が下がった分が全体に寄与していて基準値が上昇していることがわかる。これにより、これら直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値が小さくなっていることから、次に位相シフト量算出部３０において設定される位相シフト量α１は前回よりも小さい値となる。

以下、このように、位相シフト量算出部３０により設定されたた位相シフト量α１に基づいた位相で、駆動制御部２８により電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号が与えられる。この結果、電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚのスイッチング動作時におけるスパイク電流の発生が図２（ｃ）に示しているように低減され、三相交流電源２に戻す矩形波電源回生装置４の出力電流Ｉ＿Ｌ１は図２（ｅ）に示すようにピーク値を抑えた電流値に制御した状態で出力することができる。

このような第１実施形態によれば、モータ３が回生状態になって直流電流Ｉｄｃが入力されると、矩形波電源回生装置４により、位相シフト制御を行いながら三相交流電源２に出力するようにした。具体的には、制御部２２により、直流電流Ｉｄｃの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅおよびピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋを検出し、これらの差の大きさに応じて位相シフト量α１を算出して設定する。電源電圧の位相θに位相シフト量α１を加算して電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚを駆動制御する。これにより、出力のスパイク電流を抑制しＩＧＢＴへのストレスを低減することができる。
なお、本実施形態では、回生力行状態の判別機能は備えておらず、直流電圧と電源電圧との差電圧に従って回生動作を行う構成である。

（第２実施形態）
図３および図４は、第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なるところを主体として説明する。第１実施形態では、矩形波電源回生装置４により直流電圧と電源電圧との差の電圧に従って回生動作を行う構成であったのに対して、第２実施形態においては、回生動作制御部４５を設け、インバータ装置１からの回生電力が小さいときやモータ３が力行運転している時には、矩形波電源回生装置４０の動作を停止する。矩形波電源回生装置４０は、電源回生動作開始を予め設定された電圧条件で判断し、駆動制御部２８により電力変換回路２３を位相シフト制御により駆動するものである。

図１に示したインバータ部１が省略されている図３に示すように、この実施形態においては、矩形波電源回生装置４０は、制御部２２に代えて制御部４１を備えている。すなわち、制御部４１においては、制御部２２の構成に加えて、直流電圧検出部４２、電源電圧ピーク値算出部４３、位相シフト制御部４４、回生動作制御部４５、初期位相シフト判断部４６、演算器４７などが設けられる。位相シフト制御部４４は、位相シフト制御部２９に代わるもので、新たに位相シフト量変化幅制限部４８、回生制御開始時位相シフト量算出部４９、演算器５０、位相シフト量制限部５１、バッファ回路５２などが設けられる。

直流電圧検出部４２は、インバータ１から直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に入力される直流電圧Ｖｄｃを検出して演算器４７に加算入力する。電源電圧ピーク値算出部４３は、入力された電源電圧実効値Ｖｓを√２倍し、演算器４７に出力する。

演算部４７からの演算結果ΔＶは回生動作制御部４５と回生制御開始時位相シフト量算出部４９に出力される。回生動作制御部４５は、この値に基づいて電源回生動作を行う条件を満たすか否かを判断し、満たす場合に駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に信号ＳとしてＯＮ信号を出力する。初期位相シフト判断部４６では、位相シフト量算出部３０の位相シフト量α１がゼロであるか判断し、ゼロであれば回生動作開始直後と判断し、回生制御開始時位相シフト量算出部４９に信号Ｓ１としてＯＮ信号を出力し初期位相シフト量αＳを演算部５０へ出力する。演算部５０では、電源位相θと初期位相シフト量αＳが加算され駆動制御部２８へ（θ＋αＳ）が出力される。このとき位相シフト量算出部３０の出力α１＝０なので、位相シフト量制限部５１の出力α＿（ｔ）はゼロである。その後、回生電流が流れ始めると、位相シフト量制限部５１出力α＿（ｔ）≠０となり、回生制御開始時位相シフト量算出部４９出力は遮断され、初期位相シフト量αSはゼロとなる。以降、位相シフト制御部４４は、位相シフト量を適切に設定する。

次に、上記構成の作用について、図４も参照して説明する。
本実施形態における矩形波電源回生装置４０は、負荷であるモータ３が回生モードにあるときに、これを判断して電源回生動作を実施することで、電力変換効率を高めるようにしている。すなわち、いま矩形波電源回生装置４０が電源回生動作を停止している力行運転状態（図４中時刻ｔ０までの期間）を想定し、まず、電源回生動作が必要であるか否かを判定する動作について説明する。

インバータ１が力行状態では、三相交流電源２側からインバータ１によりモータ３に電力を供給している。この状態は、図４（ａ）に示す時刻ｔ０以前であり、電源相電圧と電源線電流とが同位相となっている。なお、図４では、モータ負荷状態と回生モードとが交互に繰り返される状態を示しているが、これは説明のための便宜的なものであり、実際には期間の長さや繰り返しの頻度は任意である。

制御部４１においては、直流電圧検出部４２により検出している直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に入力される直流電圧Ｖｄｃが演算器４７に加算入力として入力されている。一方、三相交流電源２の相電圧Ｖｓは、電源電圧ピーク値算出部４３において√２Vｓと演算され、演算器４７に減算入力として入力される。演算器４７は、直流電圧Ｖｄｃから電源電圧ピーク値√２Ｖｓを減算した偏差電圧ΔＶを回生動作制御部４５に入力している。

初期位相シフト判断部４６は、位相シフト量演算部３０からの信号α１をチェックし、（α１＝０）∧（Ｓ＝ＯＮ）の場合、直流電圧上昇直後の最初の回生動作と判断し、出力信号Ｓ１＝ＯＮとする。これ以外の場合、出力信号Ｓ１＝ＯＦＦとする。

力行運転状態では、矩形波電源回生装置４０の直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に現れる直流電圧Ｖｄｃは、図４（ｃ）に示すように、電源電圧ピーク値√２Ｖｓとの差が小さい為、演算部４７出力の偏差電圧ΔＶはＶｔｈ１より小となる。従って、回生動作制御部４５の出力信号Ｓは停止指令となり、駆動制御部２８はＩＧＢＴ駆動を停止する。このため、矩形波電源回生装置４０による循環電流の発生やスイッチング動作による電力消費発生損失を防止できる。図４（ｄ）〜（ｇ）には、時刻ｔ０以前では電源回生動作が行われていない状態を示している。

次に、矩形波電源回生装置４０内の電力変換回路２３の駆動が停止している状態から、時刻ｔ０から始まるモータ３の回生動作がある場合の矩形波電源回生装置４０の動作を説明する。
図４（ｃ）に示すように、直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間の直流電圧Ｖｄｃの値が上昇し、予め定めた条件が成立する状態となる。例えば偏差電圧ΔＶの閾値電圧Ｖｔｈ１＝５Ｖとし、この条件を満たした時、つまり偏差電圧ΔＶ＝Ｖｄｃ−√２Ｖｓ≧５（＝Ｖｔｈ１）になったときに、回生動作制御部４５は、駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に対して電源回生動作開始を示す信号Ｓ＝ＯＮを出力する。

回生動作開始後の瞬間は、直流電流Ｉｄｃが流れていないため、直流電流検出部２６と位相シフト量算出部３０では、回生動作開始時の位相シフト量α１の初期値を決定できない状態である。この状態では、位相シフト量算出部３０による位相シフト量α１の値は「０」である。初期位相シフト判断部４６ではα１＝０の為、Ｓ＝ＯＮを回生制御開始時位相シフト量算出部４９に出力し、初期値αＳが演算部５０へ出力されるようにする。

回生動作開始直後の直流電圧Ｖｄｃの値は最も高くなっているため、瞬時に多くの電力が回生される。回生動作開始直後の瞬間は、位相シフト量が計算できずα１＝０であり、大きなスパイク電流が流れてしまう。これを回避する為、回生制御開始時位相シフト量算出部４９で位相シフト量の初期値をαＳとして設定する。この場合、位相シフト量変化幅制限部４８による制御周期ごとの位相変化幅を制限することについては実施しない。

回生開始直後の位相シフト量αＳは回生制御開始時位相シフト量算出部４９で最大位相シフト量以内で決定出力される。なお、このときの位相シフト量αＳは、回生開始前の直流電圧Ｖｄｃと電源電圧Ｖｓより演算した位相シフト量を用いることもできる。

例えば、図５に示すように、直流電圧Ｖｄｃをフィルタでノイズ除去後、微分しその変化率を検出する。変化率は瞬時回生量や、平滑コンデンサ１４の容量に応じて変化する為、その変化率に係数を乗じる事で、適切に初期位相シフト量αＳを決定できる。

図６（ａ）、（ｂ）に直流電圧Ｖｄｃと位相シフト量の波形を示す。回生量が大きい場合と小さい場合とを比較すると、回生量が大きい場合は、直流電圧Ｖｄｃ変化量が大きく初期位相シフト量αＳが大きく設定されていることが分かる。

回生動作開始直後は大きな位相シフト量であるが、回生量が一定であれば、位相シフト量変化幅制限部４８からの出力位相シフト出力α＿ｓｈｉｆｔは、位相シフト量制限部５１で、最大位相シフト量に制限された後、ある位相シフト量に収束していく（図４（ｄ））。

回生動作が始まり、直流入力端子ＰＡ１から電力変換部２３に直流電流Ｉｄｃが流れ始めると、第１実施形態と同様に、徐々にスパイク電流のピーク値を抑えるように位相シフト量α１が調整される。電源回生動作の制御開始時には位相シフト量αＳとして大きい値に設定することは、図４（ｄ）に示すように、急激な電源回生の発生時でも矩形波電源回生装置４０のスパイク電流を小さくできるため、矩形波電源回生装置４０のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚの電流ストレスを低減できるメリットがある。

なお、回生動作を停止する条件としては、直流電圧Ｖｄｃ上昇分ΔＶが閾値電圧Ｖｔｈ２以下となったことを回生動作制御部４５により判断して、駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に対して電源回生動作の停止信号を与える。回生動作を停止する条件は、例えば閾値電圧Ｖｔｈ２＝−１０Ｖに設定し、ＯＮ、ＯＦＦにヒステリシスを持たせる。

次に、上記した位相シフト量α１の制限をする動作について詳述する。この実施形態では、第１実施形態と同様にして算出した位相シフト量α１に対して、さらに制御を安定させる処理を行っている。これは、電圧や電流の検出結果が異常値であった場合などによる出力位相の急激な変化を避けることを目的としている。

位相シフト量算出部３０で算出した位相シフト量α１は、位相シフト量変化幅制限部４８において、前回の制御周期の実際のシフト量α＿（ｔ−１）からの変化幅絶対値｜α１−α＿（ｔ−１）｜をリミットＤｍａｘで制限し、その結果に符号を付け位相シフト変化量α＿ｓｈｉｆｔとしている。即ち、前回位相シフト量α＿（ｔ−１）からの変化幅絶対値がα１またはリミットＤｍａｘのどちらか小さくなる値となるようにしている。よって、位相シフト量α＿ｓｈｉｆｔの値は次式のように記述できる。

α＿ｓｈｉｆｔ＝α＿（ｔ−１）＋ｍｉｎ［｜α１−α＿（ｔ−１）｜、Ｄｍａｘ］
＊ｓｉｇｎ（α１−α＿（ｔ−１））
ここで、上記式中のｍｉｎ［ａ，ｂ］は、小さいほうの値を返す関数、ｓｉｇｎ（ｃ）はｃの符号を返す関数とする。

さらに電源回生動作の制御を安定させる目的で、異常な位相シフト量とならないように位相シフト量制限部５１にて、α＿ｓｈｉｆｔの最大位相シフト量絶対値もリミット値Ｐｍａｘを超えないよう制限し、制御周期における実際の位相シフト量α＿（ｔ）を求める。位相シフト量α＿（ｔ）は次式で決定される。
α＿（ｔ）＝ｍｉｎ［｜α＿ｓｈｉｆｔ｜、Ｐｍａｘ］＊ｓｉｇｎ（α＿ｓｈｉｆｔ）

以上のようにして求めた位相シフト量α＿（ｔ）と電源電圧位相θを加算器３１で加算して、電力変換部２３への出力位相はθ＋α＿（ｔ）として設定することができる。

図４（ｄ）には上記した制限を加えた場合の位相シフト量の推移を示している。これにより、１２０度通電のスイッチングパターンを位相α＿（ｔ）進み方向へシフトしたゲート信号を作り、電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに対して１２０度通電の矩形波出力電圧を生成するように制御を行う。

次に、上記の制御内容について、たとえば電源電圧が２００Ｖの場合で具体的な数値例を用いて説明する。なお、実際の制御においては、ここで用いる電源電圧やその他の数値に制限を受けるものではなく、種々の数値を取りうるものである。

インバータ１の運転が力行から回生モードに移行してモータ３側から回生電力が発生した場合、モータ３からの回生電流がインバータ１の平滑コンデンサ１４を充電する。これにより、平滑コンデンサ１４の両端電圧すなわち直流電圧Ｖｄｃは、モータ負荷の通常制御状態で２８２Ｖ程度であるところ、図４（ｃ）に示すように急激に上昇する。

直流電圧Ｖｄｃ（２８２Ｖ〜上昇〜４００Ｖ程度）と電源電圧ピーク値√２Ｖｓ（２００Ｖ×√２）との差を演算器４７で計算し、閾値電圧Ｖｔｈ１（５Ｖなどに設定）を超えた場合は、回生制御選択部４５において、回生制御開始を選択し、駆動制御部２８に電力変換部２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに対してスイッチング動作開始を促す信号Ｓを送る。

電源回生動作の制御開始時は、図４（ｃ）に示すように、直流電圧Ｖｄｃと電源電圧２００Ｖ×√２の差が大きくなっている。一方、前述のように、制御開始時点では直流電流Ｉｄｃが発生していないので、位相シフト量α１がゼロの状態であるので、位相シフトをせずに電力変換部２３のスイッチングを行うと、矩形波電源回生装置４０の出力電流Ｉ＿Ｌ１に大きなスパイク電流が発生する。

このため、回生制御開始時から位相をシフトさせて動作させる方がスパイク電流を抑えることができるため好ましい。そこで、予め決めた位相シフト量、もしくは前述した直流電圧Ｖｄｃを微分して変化量を求め、その値に応じて、回生制御開始時位相シフト量αＳを決定し、制御を開始する。同時に駆動制御部２８は演算器５０から出力された位相に従って１２０度通電のスイッチングパターンで制御を行う。

電源回生運転の制御を開始した後は、直流電流Ｉｄｃが流れるので、回生制御開始以降は直流電流Ｉｄｃの検出値に基づいて制御を行う。直流電流検出部２６では、直流電流Ｉｄｃの瞬時値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと制御周期毎の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ検出する。位相シフト量算出部３０では、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ及びピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋからその割合を計算し、制御周期ごとの必要位相シフト量α１を以下のように求める。位相シフト量α１は各々の対象に適した方法で任意に決めることができるが、ここでは、一例として、次のように、比の値を基準として設定をすることを示す。

（１）Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ＞１．５０の場合
位相シフト量α１として、一律に０．１４［ｒａｄ］すなわち約８［ｄｅｇ］に設定する。
（２）１．００＜Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ≦１．５０の場合
位相シフト量α１として、＝［（Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ)−１］／π×５０［ｄｅｇ］に設定する。
（３）Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ≦１．００の場合
位相シフト量α１として初期位相シフト判断部４６が誤認識しないよう０以外の最小値を設定する。また、制御周期ごとの位相シフト量α１の遷移に１０ｍｓなどの時定数フィルタを、位相シフト量変化幅制限部の代用として用いることも可能である。

以上のような位相シフト量算出部３０の処理後、位相シフト量α１は、位相シフト量変化幅制限部４８にて、前回の制御周期における位相シフト量α＿（ｔ−１）と比較される。そして、変化幅絶対値が予め決めた上限値Ｄｍａｘ(例えば１０ｄｅｇ)以下となるように、位相シフト量α１を制限してα＿ｓｈｉｆｔに設定する。さらに、異常な回生動作を避ける観点で、位相シフト量α＿ｓｈｉｆｔの絶対値は予め決めた変化範囲Ｐｍａｘで制限（例えば２０ｄｅｇ）した位相シフト量α＿（ｔ）として、電源電圧位相θと同期させて、１２０度通電の矩形波で電源回生を行う。

また、直流電圧Ｖｄｃ−√２Ｖｓが予め決めた閾値Ｖｔｈ２よりも小さくなった場合には、矩形波電源回生装置の不要動作を避ける為、電源回生動作における制御は停止する。ここで、閾値としては、直流電圧Ｖｄｃに対して、閾値電圧Ｖｔｈ２（例えば−１０Ｖなど）を設定する。

第２実施形態では、制御部４１において直流電圧検出部４２、回生制御選択部４５などを設け、インバータ装置１からの回生電力が小さいときやモータ３を負荷として運転している時には駆動制御部２８の動作を停止させるようにした。これにより、電源回生動作が有効な状態で実施するので、循環電流の発生を抑制することができ、また効果が低く電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚによるスイッチング損失が発生するのを低減して電力変換効率の低下を抑制できる。

また、制御部４１により、電源回生動作で位相シフト制御を開始する時点で、位相シフト量を予め設定した回生制御開始時位相シフト量αＳを設定するようにしたので、開始時点からスパイク電流を抑制させるように制御することができる。

さらに、制御部４１により、位相シフト量α１の設定について、制御周期毎の変化量の制限を設けるようにしたので、異常な回生動作を回避させることができる。同様に、制御部４１により、位相シフト量α１の設定について、最大位相シフト量を設けて制限するようにしたので、これによっても異常な回生動作を回避させることができる。

（他の実施形態）
上記実施形態で説明したもの以外に次のような変形をすることができる。
直流電流の基準値として、所定タイミングでのホールド値を用いているが、これに限らず、実効値あるいは平均値などを用いることができる。

電力変換回路２３は、ＩＧＢＴ以外に、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いた構成とすることもできる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変更は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はインバータ装置、２は三相交流電源、３はモータ（負荷）、４、４０は矩形電源回生装置、１４は平滑コンデンサ、１５はインバータ主回路、２１は電力変換部、２２、４１は制御部、２３は電力変換回路、２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、２３ｘ、２３ｙ、２３ｚはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、２４は直流電流検出回路、２５ｒ、２５ｓ、２５ｔは電流平滑用リアクトル、２６は直流電流検出部、２７は三相交流位相検出部、２８は駆動制御部、２９、４４は位相シフト制御部、３０は位相シフト量算出部、４２は直流電圧検出部、４３は電源電圧実効値／位相算出部、４５は回生動作制御部、４６は初期位相シフト判断部、４８は位相シフト量変化幅制限部、４９は回生制御開始時位相シフト量算出部、５０は位相シフト演算部、５１は位相シフト量制限部を示す。

Claims (8)

1. スイッチング素子を用いた三相ブリッジ回路を備え、モータを駆動するインバータ装置から直流入力端子を介して入力される直流電圧をスイッチング素子を１２０度通電するようにオンオフ制御し、三相の矩形波交流電圧に変換し、リアクトルを介して三相交流電源に出力する電力変換回路と、
   前記直流入力端子に入力される直流電流を検出する電流検出回路と、
   前記三相交流電源の位相を検出する三相交流位相検出回路と、
   前記三相交流位相検出回路により検出される前記三相交流電源の位相に応じて前記電力変換回路のスイッチング素子を駆動制御することで矩形波三相交流電圧を前記リアクトルを介して出力する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記電流検出回路により検出される直流電流に基づく基準値と前記スイッチング素子の切り替わりにより発生するスパイク電流のピーク値とを検出し、これらの偏差量もしくは比の値が小さくなるように位相シフト量を設定して前記電力変換回路のスイッチング素子を位相シフトし駆動する制御を行い前記矩形波三相交流電圧を出力することを特徴とする矩形波電源回生装置。
2. 前記制御部は、前記直流電流の基準値とピーク値との差の割合を偏差量として求めることを特徴とする請求項１に記載の矩形波電源回生装置。
3. 前記制御部は、前記位相シフト量の設定を制御周期毎の変化幅が所定以上とならないように制限することを特徴とする請求項１または２に記載の矩形波電源回生装置。
4. 前記制御部は、前記位相シフト量の設定を予め設定された最大位相シフト量を越えないように制限することを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の矩形波電源回生装置。
5. 前記制御部は、前記直流電流の基準値とピーク値との偏差量が予め決めた閾値より小さい場合には、前記位相シフト量を予め設定された０以外の最小値に設定することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の矩形波電源回生装置。
6. 前記直流入力端子間に入力される直流電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、
   前記制御部は、前記直流電圧検出回路により検出される直流電圧の値が所定の回生制御開始閾値を超えたときに前記スイッチング素子の駆動制御を開始し、前記直流電圧検出回路により検出される直流電圧の値が所定の回生制御停止閾値以下に減少したときに前記スイッチング素子の駆動制御を停止することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の矩形波電源回生装置。
7. 前記制御部は、前記スイッチング素子の駆動制御を開始するときには、制御周期毎の変化幅の制限がある場合でも、これに拘わらず位相シフト量を設定して前記位相シフトし駆動する制御を行うことを特徴とする請求項６に記載の矩形波電源回生装置。
8. 前記三相交流電源の電圧を検出する三相交流電圧検出回路を設け、
   前記制御部は、前記スイッチング素子の駆動制御を開始するときには、前記直流電圧検出回路により検出される直流電圧の値と前記三相交流電圧検出回路により検出される電源電圧との差または直流電圧の上昇変化率に基づいて前記位相シフト量を設定することを特徴とする請求項７に記載の矩形波電源回生装置。

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