JP6519495B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、直流電源に接続される入力側から、スイッチング素子及びトランスを有する電力変換回路を介して、出力側の回路を構成するコンデンサへと電力を供給する電力変換装置が知られている（例えば、下記特許文献１参照）。

また、電力変換装置としては、電力変換回路と直流電源との間にチョークコイルが設けられるものも知られている。この電力変換装置では、スイッチング素子がオンオフ操作されることにより、直流電源を電力供給源としたチョークコイルの磁気エネルギの蓄積、及びチョークコイルに蓄積された磁気エネルギの放出が交互に繰り返され、入力側からコンデンサへと電力が供給される。

特開２０１５−１４９８１５号公報

チョークコイルが設けられる電力変換装置としては、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値に制御すべく、平均電流モード制御によりスイッチング素子がオンオフ操作されるものもある。ここで、この電力変換装置において、チョークコイルに流れる電流値が指令電流値よりも大きくなる状態が継続され、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値にまで迅速に低下させることができなくなるおそれがある。

本発明は、平均電流モード制御が行われる電力変換装置において、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値に迅速に追従させることができる電力変換装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、直流電源（１００）に接続される入力側から、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）及びトランス（Ｔｒ）を有する電力変換回路（２０）を介して、出力側の回路を構成するコンデンサ（２０１）へと電力を供給する電力変換装置であって、前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３）と、前記直流電源を電力供給源とした前記チョークコイルの磁気エネルギの蓄積、及び前記チョークコイルに蓄積された磁気エネルギの放出を交互に繰り返すことで前記入力側から前記コンデンサへと電力を供給すべく、平均電流モード制御により前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作部（３０）と、を備える。

前記操作部は、前記チョークコイルに流れる電流値を実電流値（Ｉｉｎ）として取得する電流取得部（３０）と、前記電流取得部により取得された実電流値及び指令電流値（Ｉｒｅｆ３）を入力として、前記実電流値を前記指令電流値にフィードバック制御するためのフィードバック操作量を算出する第１操作量算出部（３０）と、前記電流取得部により取得された実電流値を前記指令電流値にフィードフォワード制御するためのフィードフォワード操作量を算出する第２操作量算出部（３０）と、前記第１操作量算出部により算出された前記フィードバック操作量、及び前記第２操作量算出部により算出された前記フィードフォワード操作量に基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ操作するためのＰＷＭ信号を生成して前記スイッチング素子に対して出力する出力部（３０）と、前記指令電流値が所定電流値（Ｉ１）よりも小さいとの第１条件、及び前記コンデンサの電圧が所定電圧値（ＶＨ＊）よりも高いとの第２条件のうち少なくとも一方の条件が成立している場合、前記出力部において前記ＰＷＭ信号の生成に用いられて、かつ、前記第２操作量算出部により算出された前記フィードフォワード操作量を低下させる低下部（３０）と、を含むことを特徴とする。

平均電流モード制御は、チョークコイルに電流が常時流れている電流連続モード（ＣＣＭ）であることを仮定した制御である。このため、平均電流モード制御では、電流連続モードであることを前提として、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値にフィードフォワード制御するためのフィードフォワード操作量が設定されている。したがって、チョークコイルに断続的に電流が流れたり、チョークコイルに電流が常時流れるもののその電流値が小さくなったりする場合には、実際のフィードフォワード操作量が、フィードフォワード制御する上で適切なフィードフォワード操作量よりも大きくなりやすい。その結果、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値にフィードバック制御するためのフィードバック操作量が、チョークコイルに流れる電流値と指令電流値との乖離を解消しようとする方向に変化する場合であっても、チョークコイルに流れる電流値が指令電流値よりも大きくなる状態が継続される。このため、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値まで迅速に低下させることができなくなるおそれがある。

そこで上記発明では、実際のフィードフォワード操作量が適切なフィードフォワード操作量よりも大きくなりやすい状況において、ＰＷＭ信号を生成するために用いられるフィードフォワード操作量を低下させる。詳しくは、指令電流値が所定電流値よりも小さいとの第１条件、及びコンデンサの電圧が所定電圧値よりも高いとの第２条件のうち少なくとも一方の条件が成立している場合、フィードフォワード操作量を低下させる。このため、平均電流モード制御が行われる電力変換装置において、チョークコイルに断続的に電流が流れたり、チョークコイルに電流が常時流れるもののその電流値が小さくなったりする場合であっても、フィードフォワード制御する上で適切なフィードフォワード操作量と、実際のフィードフォワード操作量との乖離を抑制できる。これにより、チョークコイルに流れる電流値を指令電流値まで迅速に追従させることができる。

車載電源システムの全体構成図。 第１〜第３モード制御を示すブロック図。 第１〜第３モードのＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。 モード選択処理の手順を示すフローチャート。 関連技術に係る過電流及び応答遅れの発生態様を示すタイムチャート。 フィードフォワード操作量の切替処理の手順を示すフローチャート。 切替処理の効果を示すタイムチャート。 切替処理の効果を示すタイムチャート。 低負荷状態におけるリアクトル電流値とその指令値との乖離を示す図。 その他の実施形態に係る車載電源システムの全体構成図。

以下、本発明の電力変換装置を車載ＤＣＤＣコンバータとして具体化した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０は、入力側及び出力側の間を電気的に絶縁しつつ、入力側に接続される直流電源としての低圧電池１００の電圧を昇圧し、電力変換回路２０を介して出力側へと供給する絶縁型のものである。本実施形態において、低圧電池１００は、２次電池である。

電力変換回路２０は、トランスＴｒと、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第６スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６とを備えている。トランスＴｒは、互いに磁気結合される第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を有し、第１コイルＬ１は、センタータップを有している。本実施形態において、第２コイルＬ２の巻数は、第１コイルＬ１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ２の巻数が、第１コイルＬ１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。なお以降、第１コイルＬ１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数と、第２コイルＬ２の巻数との比を巻数比Ｎとする。

第１コイルＬ１の第１端は、第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、第１コイルＬ１の第２端は、第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１のソースと第２スイッチング素子Ｑ２のソースとが接続されている。

低圧電池１００は、正極側入力端子１００ａ、負極側入力端子１００ｂ及びチョークコイルＬ３を介して、電力変換回路２０と接続されている。具体的には、チョークコイルＬ３の第１端には、正極側入力端子１００ａを介して低圧電池１００の正極が接続され、チョークコイルＬ３の第２端には、第１コイルＬ１のセンタータップが接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１のソースと第２スイッチング素子Ｑ２のソースとの接続点には、負極側入力端子１００ｂを介して低圧電池１００の負極が接続されている。また、正極側入力端子１００ａには、第１コンデンサ１０１の第１端が接続され、第１コンデンサ１０１の第２端には、負極側入力端子１００ｂが接続されている。すなわち、第１コンデンサ１０１には、低圧電池１００が並列接続されている。

第２コイルＬ２の第１端には、第３スイッチング素子Ｑ３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ４のドレインが接続されている。第２コイルＬ２の第２端には、第５スイッチング素子Ｑ５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ６のドレインが接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ５のドレインには、正極側出力端子２００ａが接続されている。第４スイッチング素子Ｑ４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ６のソースには、負極側出力端子２００ｂが接続されている。第３〜第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６により、第２コイルＬ２から出力される交流電流を直流電流に変換して出力する整流回路が構成されている。正極側出力端子２００ａには、第２コンデンサ２０１の第１端が接続され、第２コンデンサ２０１の第２端には、負極側出力端子２００ｂが接続されている。

車両には、電力変換装置１０とともに、高圧電池３００及びその周辺構成が備えられている。本実施形態において、高圧電池３００は、２次電池であり、その端子電圧が低圧電池１００の端子電圧よりも高いものである。

高圧電池３００には、システムメインリレー３０２を介して第３コンデンサ３０１が並列接続されている。第３コンデンサ３０１の第１端には、正極側出力端子２００ａが接続され、第３コンデンサ３０１の第２端には、負極側出力端子２００ｂが接続されている。なお本実施形態において、第３コンデンサ３０１の静電容量は、第２コンデンサ２０１の静電容量よりも大きく設定されている。

電力変換装置１０は、低圧電池１００（第１コンデンサ１０１）の電圧を入力電圧値Ｖｉｎとして検出する入力電圧検出部１０２と、チョークコイルＬ３に流れる電流をリアクトル電流値Ｉｉｎとして検出する入力電流検出部１０３とを備えている。本実施形態において、入力電圧検出部１０２は、負極側入力端子１００ｂと第１コイルＬ１とを接続する電気経路のうち、第１コンデンサ１０１の第２端との接続点よりも第１コイルＬ１側に設けられている。

電力変換装置１０は、電力変換回路２０から出力される電流を出力電流値ＩＨとして検出する出力電流検出部１０４と、第２コンデンサ２０１の電圧を出力電圧値ＶＨとして検出する出力電圧検出部２０２とを備えている。本実施形態において、出力電流検出部１０４は、第４スイッチング素子Ｑ４及び第６スイッチング素子Ｑ６のそれぞれのソースの接続点と負極側出力端子２００ｂとを接続する電気経路のうち、第２コンデンサ２０１の第２端との接続点よりも第４スイッチング素子Ｑ４及び第６スイッチング素子Ｑ６側に設けられている。

検出された入力電圧値Ｖｉｎ、出力電圧値ＶＨ、リアクトル電流値Ｉｉｎ及び出力電流値ＩＨは、制御部３０（「操作部」に相当）に入力される。制御部３０は、入力された各検出値Ｖｉｎ，ＶＨ，Ｉｉｎ，ＩＨに基づいて演算を行い、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して、オンオフを指示する制御信号を出力する。特に制御部３０は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して制御信号としての第１，第２ＰＷＭ信号を出力する。これにより、システムメインリレー３０２がオンされるのに先立ち、第２コンデンサ２０１を充電するプリチャージ制御を行う。プリチャージ制御は、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ操作により、チョークコイルＬ３の磁気エネルギの蓄積、及びチョークコイルＬ３に蓄積された磁気エネルギの放出を交互に繰り返すことで低圧電池１００から第２コンデンサ２０１へと電力を供給するものである。詳しくは、制御部３０は、第２コンデンサ２０１への充電の進行度合いに応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択してプリチャージ制御を行う。

続いて、図２を用いて、制御部３０が実行するプリチャージ制御について説明する。

まず、第１モードのプリチャージ制御を行う第１モード制御部４００について説明する。第１モード制御部において、コンパレータ４０１の反転入力端子には、第１モードにおけるリアクトル電流値Ｉｉｎの指令値である第１指令電流値Ｉｒｅｆ１が入力される。コンパレータ４０１の非反転入力端子には、リアクトル電流値Ｉｉｎが入力される。

コンパレータ４０１は、反転入力端子に入力された第１指令電流値Ｉｒｅｆ１と、非反転入力端子に入力されたリアクトル電流値Ｉｉｎとの比較を行う。コンパレータ４０１の出力信号は、ＲＳフリップフロップ４０２のＲ端子に入力される。ＲＳフリップフロップ４０２のＳ端子には、クロック４０３からクロック信号が入力される。

ＲＳフリップフロップ４０２の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４０４により第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２の上限値及び下限値が設定された上で、モード選択部４１０に入力される。本実施形態において、第１時比率Ｄ１とは、第１スイッチング素子Ｑ１の１制御周期Ｔｓに対するオン操作期間Ｔｏｎ１の比率「Ｔｏｎ１／Ｔｓ」のことである。また、第２時比率Ｄ２とは、第２スイッチング素子Ｑ２の１制御周期Ｔｓに対するオン操作期間Ｔｏｎ２の比率「Ｔｏｎ２／Ｔｓ」のことである。

モード選択部４１０は、出力電圧値ＶＨ及び入力電圧値Ｖｉｎに基づいて、第１〜第３モードのそれぞれで算出された第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２の中から、いずれかのモードの第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２を選択し、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して第１，第２ＰＷＭ信号を出力する。なお本実施形態において、モード選択部４１０が出力部に相当する。

図３（ａ）に、第１モードでプリチャージ制御を行う場合のＰＷＭ信号を示す。図３では、スイッチング素子のオン操作を指示する論理Ｈの信号を「ＯＮ」にて示し、スイッチング素子のオフ操作を指示する論理Ｌの信号を「ＯＦＦ」にて示している。

本実施形態の第１モードでは、第１時比率Ｄ１及び第２時比率Ｄ２として、ＲＳフリップフロップ４０２の出力信号に基づいて算出された共通の時比率が設定されている。また、第１モードでは、第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号との位相差が「Ｔｓ／２」に設定されている。第１ＰＷＭ信号及び第２ＰＷＭ信号は、共に、長さＴ１のオン操作期間と、長さ「Ｔｓ−Ｔ１」のオフ操作期間とにより１制御周期Ｔｓが構成され、オン操作期間の長さＴ１は「Ｔｓ／２」未満に設定されている。すなわち、「Ｔ１／Ｔｓ」により示される各時比率Ｄ１，Ｄ２は、０．５未満である。したがって、第１モードでは、長さがＴ１の期間βと、長さが「Ｔｓ／２−Ｔ１」の期間γが交互に繰り返されることとなる。

第１モードでは、期間βにおいて第２コンデンサ２０１への充電が行われるとともに、チョークコイルＬ３に流れる電流が増加する。一方、期間γでは、期間βにおいて増加した電流が回路中で消費される。なお、オン操作期間の長さＴ１は、期間γにおいてチョークコイルＬ３に流れる電流がゼロとなるように設定されている。

続いて、第２モードのプリチャージ制御を行う第２モード制御部４２０について説明する。図２に示す第２モード制御部４２０において、演算部４２１には、入力電圧値Ｖｉｎが入力される。演算部４２１は、下式（１）により第２時比率Ｄ２を算出する。

上式（１）において、Ｉｒｅｆ２は、第２モードにおけるリアクトル電流値Ｉｉｎの指令値である第２指令電流値を示し、Ｌは、チョークコイルＬ３の自己インダクタンスを示す。第２指令電流値Ｉｒｅｆ２は、第１指令電流値Ｉｒｅｆ１と同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。

演算部４２１の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４２２により第２時比率Ｄ２の上限値が設定された上で、モード選択部４１０に入力される。なお、Ｄｕｔｙ制限部４２２では、第２時比率Ｄ２が０．５未満の値となるような上限値（例えば０．４５）が設定されている。一方、本実施形態において、第２モード制御部４２０からは、０．５（５０％）に固定された第１時比率Ｄ１がモード選択部４１０へと出力される。

図３（ｂ）に、第２モードでプリチャージ制御を行う場合のＰＷＭ信号を示す。第２モードにおいて、第１ＰＷＭ信号は、長さＴ２ｈ（＝Ｔｓ／２）のオン操作期間と、長さ（Ｔｓ−Ｔ２ｈ）のオフ操作期間とが交互に繰り返される。また、第２ＰＷＭ信号は、長さＴ２ｌ（＜Ｔｓ／２）のオン操作期間と、長さ（Ｔｓ−Ｔ２ｌ）のオフ操作期間とが交互に繰り返される。第１ＰＷＭ信号の論理Ｈへの立ち上がりタイミングと、第２ＰＷＭ信号の論理Ｈへの立ち上がりタイミングとは同期されている。

第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の双方がオンされる期間αと、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のうち第２スイッチング素子Ｑ２のみがオフされる期間βと、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の双方がオフされる期間γとが、順に繰り返される。第２モードでは、期間αにおいて、チョークコイルＬ３に流れる電流が増加し、期間βにおいて、チョークコイルＬ３に流れる電流が増加若しくは減少する。そして、期間γにおいて、期間α及び期間βにおいて増加した電流、又は、期間βにおいてゼロとならなかった電流が回路中で消費される。なお、オン操作期間の長さＴ２ｈ及びＴ２ｌは、期間γにおいてチョークコイルＬ３に流れる電流がゼロとなるように設定されている。

続いて、第３モードのプリチャージ制御を行う第３モード制御部４３０について説明する。図２に示す第３モード制御部４３０において、加算器４３１は、指令電圧値ＶＨ＊から出力電圧値ＶＨを減算することにより、電圧偏差を算出する。本実施形態において、プリチャージ制御中における指令電圧値ＶＨ＊は、固定値（例えば２３０Ｖ）に設定されている。

ＰＩ制御器４３２は、算出された電圧偏差に基づく比例積分制御により、定電圧指令値Ｉｒｅｆｖを算出する。定電圧指令値Ｉｒｅｆｖは、定電圧制御を行うために設定される。算出された定電圧指令値Ｉｒｅｆｖは、選択部４３３に入力される。一方、選択部４３３には、定電流制御についての指令値である定電流指令値Ｉｒｅｆｃも入力される。本実施形態において、定電流指令値Ｉｒｅｆｃは、固定値に設定されている。なお本実施形態において、加算器４３１及びＰＩ制御部４３２が定電圧設定部に相当する。

選択部４３３は、定電圧指令値Ｉｒｅｆｖ及び定電流指令値Ｉｒｅｆｃのうち小さい方を第３指令電流値Ｉｒｅｆ３として出力する。加算器４３４は、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３からリアクトル電流値Ｉｉｎを減算することにより、電流偏差を算出する。なお、リアクトル電流値Ｉｉｎに代えて、出力電流値ＩＨ、入力電圧値Ｖｉｎ及び出力電圧値ＶＨに基づいて算出されたリアクトル電流値を加算器４３４に入力してもよい。これは、損失を無視すると、「Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＝ＶＨ×ＩＨ」の関係が成立することに基づく。

算出された電流偏差を入力として、平均電流モード制御により第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２が算出される。詳しくは、算出された電流偏差は、比例積分制御が行われるＰＩ制御器４３５に入力される。ＰＩ制御器４３５の出力値には、乗算器４３６において「Ｎ／（２×ＶＨ）」が乗算される。乗算器４３６の出力値がフィードバック時比率Ｄｆｂｒとなる。フィードバック時比率Ｄｆｂｒは、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３にフィードバック制御するためのフィードバック操作量となる。

加算器４３７は、フィードバック時比率Ｄｆｂｒとフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒとを加算することにより、第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２を算出する。フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒは、第１ＦＦ算出部４３８又は第２ＦＦ算出部４３９によって算出される。第１ＦＦ算出部４３８は、下式（２）により、第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１を算出して出力する。

第２ＦＦ算出部４３９は、第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１よりも小さい第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２を出力する。第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２は、０．５以上の値に設定され、本実施形態では、０．５５（５５％）に設定されている。なお、第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２を０．５以上の値に設定するのは、第３モード制御において、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のうち少なくとも一方をオン操作するためである。これにより、チョークコイルＬ３に流れる電流が行き場を失い、入力側においてアバランシェ損失が発生することを回避する。

加算器４３７から出力された第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２は、Ｄｕｔｙ制限部４４０に入力される。Ｄｕｔｙ制限部４４０には、上限値設定部４４１で求められた上限値Ｄ＿ｍａｘも入力される。この上限値Ｄ＿ｍａｘは、入力電圧値Ｖｉｎ及び出力電圧値ＶＨで定まるものである。Ｄｕｔｙ制限部４４０では、算出された第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２が上限値Ｄ＿ｍａｘよりも大きければ、第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２を上限値Ｄ＿ｍａｘとして出力する。Ｄｕｔｙ制限部４４０の出力値は、モード選択部４１０に入力される。

図３（ｃ）に、第３モードでプリチャージ制御を行う場合のＰＷＭ信号を示す。第３モードでは、第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号との位相差が「Ｔｓ／２」に設定されている。第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号とは、共に、長さＴ３のオン操作期間と、長さ「Ｔｓ−Ｔ３」のオフ操作期間とにより、１制御周期Ｔｓが構成され、オン操作期間の長さＴ３は、半制御周期「Ｔｓ／２」より大きい。すなわち、「Ｔ３／Ｔｓ」により示される第１，第２時比率Ｄ１，Ｄ２は、０．５よりも大きい。したがって、第３モードでは、長さが「Ｔ３−Ｔｓ／２」である期間αと、長さが「Ｔｓ−Ｔ３」である期間βとが、交互に繰り返されることとなる。

第３モードでは、期間αにおいてチョークコイルに流れる電流が増加する。一方、期間βにおいて、チョークコイルに流れる電流が減少し、電流の減少に伴い、第２コンデンサ２０１への充電が行われる。

第３モードにおいて、オン操作期間の長さＴ３、すなわち上式（２）から定まる第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１は、期間αにおけるチョークコイルＬ３に流れる電流の増加量と、期間βにおけるチョークコイルＬ３に流れる電流の減少量とが等しくなるとの条件を満たすように設定されている。

続いて、図４を用いて、モード選択部４１０により実行されるモード選択処理について説明する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、起動要求を取得したか否かを判定する。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。

ステップＳ１０において起動要求を取得していないと判定した場合には、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

一方、起動要求を取得したと判定した場合には、ステップＳ１１に進み、出力電圧値ＶＨを取得する。その後ステップＳ１２において、取得した出力電圧値ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する。なお第１所定値Ｖ１は、入力電圧値Ｖｉｎに基づいて可変設定される。

ステップＳ１２において出力電圧値ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であると判定した場合には、ステップＳ１３に進み、第１モードでの制御を行う。一方、ステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、出力電圧値ＶＨが第２所定値Ｖ２（＞Ｖ１）以下であるか否かを判定する。

ステップＳ１４において出力電圧値ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であると判定した場合には、ステップＳ１５に進み、第２モードで制御を行う。一方、ステップＳ１４において出力電圧値ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きいと判定した場合には、ステップＳ１６に進み、第３モードで制御を行う。

ステップＳ１３，Ｓ１５，Ｓ１６の完了後、ステップＳ１７に進み、制御の終了判定を行う。制御を終了すると判定した場合には、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合には、ステップＳ１８に進み、終了要求を取得したか否かを判定する。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得したと判定した場合には、プリチャージ制御を終了して起動要求がなされるまで待機する。一方、ステップＳ１８において終了要求を取得しなければ、ステップＳ１１に戻る。

続いて、制御部３０が行う間欠制御について説明する。この制御は、第３モードが選択されている場合において、出力電圧値ＶＨが指令電圧値ＶＨ＊よりも高いとの条件、又は第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が停止閾値Ｉ２よりも小さいとの条件のうちいずれかが成立している場合、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の双方をオフ操作してプリチャージ制御を一時的に停止させるものである。間欠制御は、プリチャージ制御中において、第２コンデンサ２０１の電圧が上昇しやすいことに鑑みて行われる。つまり、プリチャージ制御中においては、システムメインリレー３０２がオフ操作されているため、第２コンデンサ２０１から持ち出される電力が小さい。このため、第２コンデンサ２０１の充電電流が小さい場合であっても、出力電圧値ＶＨが指令電圧値ＶＨ＊を超えるおそれがある。このため、間欠制御が行われる。

ただし、第３モード制御中において間欠制御が行われると、電力変換装置１０の信頼性が低下するおそれがある。つまり、第３モード制御は、平均電流モード制御に基づくものであり、平均電流モード制御は、電流連続モード（ＣＣＭ）であることを仮定した制御である。このため、第３モード制御では、上述したように、電流連続モードであることを前提として、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３にフィードフォワード制御するための第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１が設定されている。したがって、常時「Ｄｆｆｒ＝Ｄｆｆ１」とされる構成では、チョークコイルＬ３に断続的に電流が流れたり、チョークコイルＬ３に電流が常時流れるもののその電流値が小さくなったりする場合、実際の第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１が、フィードフォワード制御する上で適切な時比率よりも大きくなりやすい。その結果、フィードバック時比率Ｄｆｂｒが、リアクトル電流値Ｉｉｎと第３指令電流値Ｉｒｅｆ３との乖離を解消しようとする方向に変化する場合であっても、リアクトル電流値Ｉｉｎが第３指令電流値Ｉｒｅｆ３よりも大きくなる状態が継続される。このため、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３まで迅速に低下させることができなくなる。

そして、リアクトル電流値Ｉｉｎが第３指令電流値Ｉｒｅｆ３よりも大きくなる状態において、間欠制御が行われると、チョークコイルＬ３に流れている電流が行き場を失い、電力変換装置１０の入力側の回路に過電流が流れる。その結果、アバランシェ損失が発生し、第１，第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等の電力変換装置１０の構成部品の信頼性が低下するおそれがある。またこの場合、チョークコイルＬ３や第１コイルＬ１における急激な鎖交磁束の変化により、磁気部品であるチョークコイルＬ３やトランスＴｒが振動し、異音が発生するおそれもある。ここで図５（ａ）に、常時「Ｄｆｆｒ＝Ｄｆｆ１」とされる構成において間欠制御が行われる場合の各波形の推移を示す。なお図５において、ＩＬはチョークコイルＬ３に流れる電流の交流成分を示し、ＩＣは第２コイルＬ２側に流れる電流を示す。図５（ａ）に示すように、第３モード制御中に間欠制御が行われることにより、リアクトル電流値Ｉｉｎが過度に大きくなっている。

アバランシェ損失の発生を回避するために、例えば、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを常時第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１よりも小さい値に設定することも考えられる。ただしこの場合、第２モード制御から第３モード制御への移行直後におけるリアクトル電流値の立ち上がりが遅れるといった不都合が生じる。図５（ｂ）には、第３モード制御への移行直後におけるリアクトル電流値Ｉｉｎの立ち上がりが遅れることを示した。

こうした問題を解決すべく、本実施形態では、図６に示すフィードフォワード時比率の切替処理を行う。この処理は、制御部３０によって例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、現在の制御モードが第３モード制御であるか否かを判定する。

ステップＳ２０において肯定判定した場合には、ステップＳ２１に進み、定電圧指令値Ｉｒｅｆｖが定電流指令値Ｉｒｅｆｃよりも小さいか否かを判定する。この処理は、定電流制御から定電圧制御に切り替えられる状況であるか否かを判定するための処理である。

ステップＳ２１において肯定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が所定電流値Ｉ１よりも小さいとの条件、又は出力電圧値ＶＨが指令電圧値ＶＨ＊未満であるとの条件のいずれかが成立しているか否かを判定する。

ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ２３に進み、加算器４３７に出力するフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを、第１ＦＦ算出部４３８により算出された第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１とする。

一方、ステップＳ２２において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進み、加算器４３７に出力するフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを、第２ＦＦ算出部４３９により算出された第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２とする。ステップＳ２２〜Ｓ２４の処理によれば、第２モード制御から第３モード制御への移行直後の電流応答性の低下を回避しつつ、リアクトル電流値Ｉｉｎが第３指令電流値Ｉｒｅｆ３よりも大きくなりやすい第３モード制御中においても、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３まで迅速に低下させることができる。なお本実施形態において、ステップＳ２２，Ｓ２４の処理が低下部に相当する。

ステップＳ２３，Ｓ２４の処理の完了後、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２５では、出力電圧値ＶＨが指令電圧値ＶＨ＊よりも高いとの条件、又は第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が停止閾値Ｉ２よりも小さいとの条件のうちいずれかが成立しているか否かを判定する。この処理は、間欠制御を行う状況であるか否かを判定するための処理である。本実施形態において、停止閾値Ｉ２は、所定電流値Ｉ１よりも小さい値に設定されている。これにより、間欠制御が開始される前において、フィードフォワード時比率Ｄｆｆを的確に低下させることができる。なお、出力電圧値ＶＨに関する条件は、以下に説明する理由のために設定されている。

例えば第２コンデンサ２０１が電力変換回路２０から外れてしまった場合等、電力変換回路２０の出力側の負荷が急減することがある。この場合、電力変換回路２０の出力電流の行き場がなくなることから、出力電圧値ＶＨが急激に上昇する。この急激な上昇を、定電圧制御が第３指令電流値Ｉｒｅｆ３の値を絞ることにより抑制しようとするものの、定電圧制御の応答遅れにより、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３は急減しない。したがって、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３に関する条件のみでは、間欠制御に迅速に移行できないことがある。このため、出力電圧値ＶＨを直接モニタして間欠制御を行う。これにより、出力電圧値ＶＨの急激な上昇を回避する。

ステップＳ２６において肯定判定した場合には、ステップＳ２６に進み、間欠制御を行う。なお本実施形態において、間欠制御中は第３指令電流値Ｉｒｅｆ３を０に設定する。なお本実施形態において、ステップＳ２５，Ｓ２６の処理が供給停止部に相当する。

図７（ａ）を用いて、第３モード制御時における切替処理の効果について説明する。

図示されるように、時刻ｔ１まで、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３（＝Ｉｒｅｆｃ）にリアクトル電流値Ｉｉｎを制御する定電流制御が行われる。そして時刻ｔ１において、定電流制御から定電圧制御に切り替えられる。その後時刻ｔ２において、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が所定電流値Ｉ１未満となる。これにより、加算器４３７に出力されるフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒが、第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１から第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２に切り替えられる。その結果、その後間欠制御が開始される時刻ｔ３までに、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３まで低下させることができる。

ここで図７（ｂ）に、第３モード制御中において、加算器４３７に出力されるフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒが常時第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１とされる例を示す。この場合、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒが大きいため、間欠制御が開始される時刻ｔ３においても、リアクトル電流値Ｉｉｎが第３指令電流値Ｉｒｅｆ３よりも大きい。このため、間欠制御が行われることにより、過電流が発生し、電力変換装置１０の信頼性が低下する。

続いて図８に、実機での計測結果を示す。図示されるように、本実施形態によれば、第２モード制御から第３モード制御への移行直後の電流応答性の低下を回避できる。また、リアクトル電流値Ｉｉｎが第３指令電流値Ｉｒｅｆ３よりも大きくなりやすい第３モード制御中においても、間欠制御に起因した過電流が発生しない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

第３モード制御中において、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が所定電流値Ｉ１よりも小さいとの条件、又は出力電圧値ＶＨが指令電圧値ＶＨ＊未満であるとの条件のいずれかが成立していると判定された場合、加算器４３７に出力されるフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを、第１フィードフォワード時比率Ｄｆｆ１から第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２（＜Ｄｆｆ１）に切り替えた。このため、平均電流モード制御が行われる電力変換装置１０において、リアクトル電流値Ｉｉｎを第３指令電流値Ｉｒｅｆ３まで迅速に追従させることができる。

所定電流値Ｉ１を、停止閾値Ｉ２よりも大きい値に設定した。このため、間欠制御の開始前において、リアクトル電流値Ｉｉｎと第３指令電流値Ｉｒｅｆ３との乖離を小さくすることができ、アバランシェ損失の発生を回避できる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記実施形態では、第３モード制御中に間欠制御が行われる場合に発生する過電流の回避を１つの目的として、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒの切替処理が行われることを説明したが、この目的に限らない。図９（ａ）に示すようにチョークコイルＬ３に流れる電流が不連続になる等、低負荷になる状況においては、図９（ｂ）に示すように第３指令電流値Ｉｒｅｆ３に対してリアクトル電流値Ｉｉｎが定常的に乖離する現象が生じ得る。この場合であっても、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が所定電流値Ｉ１未満である場合にフィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを第２フィードフォワード時比率Ｄｆｆ２に切り替えることにより、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３とリアクトル電流値Ｉｉｎとの定常的な乖離を回避できる。

・入力電流検出部の設置位置としては、上記実施形態に例示したものに限らない。例えば、図１０に示すように、正極側入力端子１００ａとチョークコイルＬ３とを接続する電気経路のうち、第１コンデンサ１０１の第１端との接続点よりも正極側入力端子１００ａ側に入力電流検出部１１０を設けたり、チョークコイルＬ３側に入力電流検出部１１１を設けたりしてもよい。

・リアクトル電流値の算出手法としては、入力側に設けられた入力電流検出部の検出値に基づくものに限らない。例えば以下に説明するものであってもよい。第３，第５スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のドレイン同士の接続点と正極側出力端子２００ａとを接続する電気経路のうち、第２コンデンサ２０１の第１端との接続点よりも第３，第５スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５側に電流検出部１１２を設ける。この構成において、電流検出部１１２の検出値、出力電圧値ＶＨ及び入力電圧値Ｖｉｎに基づいて、リアクトル電流値を算出してもよい。

・先の図６のステップＳ２２において、出力電圧値ＶＨと比較する閾値を、指令電圧値ＶＨ＊に代えて、指令電圧値ＶＨ＊よりも大きい値又は小さい値としてもよい。

・先の図６のステップＳ２２の処理を、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３に関する条件、及び出力電圧値ＶＨに関する条件の双方が成立しているか否かを判定する処理に置き換えてもよい。

また、ステップＳ２２において、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３に関する条件、又は出力電圧値ＶＨに関する条件のうち、いずれかを除いてもよい。

・上記実施形態では、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒを２段階に切り替えたがこれに限らず、３段階以上に切り替えてもよい。この場合、例えば、ステップＳ２２において肯定判定されていることを条件として、第３指令電流値Ｉｒｅｆ３が小さかったり、又は出力電圧値ＶＨが高かったりするほど、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒをその値が小さくなるように切り替えてもよい。また、フィードフォワード時比率Ｄｆｆｒの切替手法としては、段階的に切り替えるものに限らず、連続的に切り替えるものであってもよい。

・先の図６のステップＳ２５において、出力電圧値ＶＨに関する条件を除いてもよい。

・上記実施形態では、昇圧機能を有する電力変換装置を用いたがこれに限らず、昇圧機能とともに、入力側の電圧を降圧して出力側に供給する降圧機能を備えるものであってもよい。

２０…電力変換回路、３０…制御部、１００…低圧電池、２０１…第２コンデンサ、Ｌ３…チョークコイル。

Claims (4)

1. 直流電源（１００）に接続される入力側から、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）及びトランス（Ｔｒ）を有する電力変換回路（２０）を介して、出力側の回路を構成するコンデンサ（２０１）へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３）と、
   前記直流電源を電力供給源とした前記チョークコイルの磁気エネルギの蓄積、及び前記チョークコイルに蓄積された磁気エネルギの放出を交互に繰り返すことで前記入力側から前記コンデンサへと電力を供給すべく、平均電流モード制御により前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作部（３０）と、を備え、
   前記操作部は、
   前記チョークコイルに流れる電流値を実電流値（Ｉｉｎ）として取得する電流取得部（３０）と、
   前記電流取得部により取得された実電流値及び指令電流値（Ｉｒｅｆ３）を入力として、前記実電流値を前記指令電流値にフィードバック制御するためのフィードバック操作量を算出する第１操作量算出部（３０）と、
   前記電流取得部により取得された実電流値を前記指令電流値にフィードフォワード制御するためのフィードフォワード操作量を算出する第２操作量算出部（３０）と、
   前記第１操作量算出部により算出された前記フィードバック操作量、及び前記第２操作量算出部により算出された前記フィードフォワード操作量に基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ操作するためのＰＷＭ信号を生成して前記スイッチング素子に対して出力する出力部（３０）と、
   前記指令電流値が所定電流値（Ｉ１）よりも小さいとの第１条件、及び前記コンデンサの電圧が所定電圧値（ＶＨ＊）よりも高いとの第２条件のうち少なくとも一方の条件が成立している場合、前記出力部において前記ＰＷＭ信号の生成に用いられて、かつ、前記第２操作量算出部により算出された前記フィードフォワード操作量を低下させる低下部（３０）と、を含むことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記操作部は、
   前記コンデンサの電圧を出力電圧値として取得する電圧取得部（３０）と、
   前記電圧取得部により取得された出力電圧値を指令電圧値（ＶＨ＊）にフィードバック制御するための操作量として、前記チョークコイルに流す電流の指令値である定電圧指令値（Ｉｒｅｆｖ）を設定する定電圧設定部（３０）と、
   前記定電圧設定部により設定された前記定電圧指令値と、前記チョークコイルに流す電流の指令値である定電流指令値（Ｉｒｅｆｃ）とのうち、小さい方を前記操作部において用いられる前記指令電流値として選択する選択部（３０）と、を含み、
   前記所定電圧値は、前記指令電圧値に設定されており、
   前記低下部は、前記選択部により前記定電圧指令値が選択されていることを条件として、前記フィードフォワード操作量を低下させる請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記指令電流値が停止閾値（Ｉ２）よりも小さくなるとの条件が成立している場合、前記スイッチング素子の操作を停止させて前記入力側から前記コンデンサへの電力の供給を停止する供給停止部（３０）を備え、
   前記所定電流値は、前記停止閾値よりも大きい値に設定されている請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記供給停止部は、前記指令電流値が前記停止閾値よりも小さくなるとの条件、又は前記コンデンサの電圧が前記所定電圧値よりも高いとの条件のうち、いずれかの条件が成立している場合、前記コンデンサへの電力の供給を停止する請求項３に記載の電力変換装置。