JP6509580B2 - 増幅器およびそれを備える放射線検出器と放射線撮像パネル - Google Patents

Description

本発明は、増幅器およびそれを備える放射線検出器と放射線撮像パネル、特にＸ線検出器とＸ線撮像パネルとに関し、より詳細には光子数の計測機能を備えた放射線検出器と放射線検出パネルとを実現する技術に関するものである。

入射した放射線の光子数を計測する、フォトンカウンティング型の放射線検出器として、光子に応じた電気信号を出力するセンサ素子とＣＭＯＳ集積回路で作られた増幅器とを利用したものが知られている。（非特許文献１、２）
光子に応じた電気信号を出力するセンサ素子としては、放射線を直接電気信号に変換する直接変換型や、放射線をシンチレーターにより光に変換してから光電変換素子により電気信号に変換する間接変換型のものが使われている。

センサ素子からの電気信号を増幅器により増幅してパルスを作り、発生したパルスの数を一定時間カウントして放射線検出を行うことができる。

R. Ballabriga, et.al., "The Medipix3 Prototype, a Pixel Readout Chip Working in Single Photon Counting Mode With Improved Spectrometric Performance,"IEEE Transactions on NUCLEAR SCIENCE, VOL. 54, NO. 5, OCTOBER 2007 B. Dierickx, et.al., "Indirect X-ray Photon-Counting Image Sensor with 27T Pixel and 15erms Accurate Threshold," IEEE ISSCC, February 2011.

上記非特許文献１、２に記載の放射線検出器（Ｍｅｄｉｐｉｘ１〜３，ｏｕｒ ｐｉｘｅｌ）はＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）集積回路により作製されているので、回路素子が小さく、移動度が大きい。このため、撮像パネルのピクセルあたりの回路素子の数が大きく、ピクセルの備える増幅器の増幅率が大きい。このように、上記非特許文献１、２に記載の放射線検出器の増幅器についてはＣＭＯＳ回路を構成するＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタで構成されることが想定されていない。

本発明の目的は、ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタを用いることが可能な増幅器を提供することである。

本発明の増幅器は、上記課題を解決するために奇数段縦続接続された反転器からなる反転器群と、上記反転器群の入力部と出力部とを接続する帰還トランジスタと、上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を上記反転器群の発振が停止するように調整する調整回路と、上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を保持する電圧保持部と、を備え、上記帰還トランジスタと上記反転器群に含まれるトランジスタとが全て薄膜トランジスタであることを特徴としている。

本発明の一態様によれば、ＭＯＳトランジスタ以外の薄膜トランジスタを用いた増幅器を実現できる。

本発明の一実施形態に係る調整回路付き増幅器の概略構成を示す回路図である。 図１に示した調整回路付き増幅器の制御を概略的に示す信号図である。 本発明の一実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図である。 図１に示した調整回路付き増幅器を備える放射線検出器の概略構成を示す回路図である。 図１に示した増幅器を備えるピクセルの概略構成を示す回路図である。 図６に示したピクセルを備える撮像パネルの概略構成を示すブロック図である。 図７に示した撮像パネルの制御を概略的に示すタイミング図である。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態について詳しく説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対配置などはあくまで一実施形態に過ぎず、これらによってこの発明の範囲が限定解釈されるべきではない。

本発明の実施の形態を図１〜図８に基づいて説明すれば以下のとおりである。

〔実施の形態１〕
以下、本発明の一実施形態について、図１〜図２に基づいて説明する。

（調整回路つき増幅器の構成）
図１は、本発明の一実施形態に係る調整回路付き増幅器２６の概略構成を示す回路図である。

調整回路付き増幅器２６は切り替え器１１、緩衝器１２、増幅器２１、および調整回路２４を備える。そして、増幅器２１の出力端子と調整回路２４の入力端子との間には、切り替え器１１と緩衝器１２とが介在する。

切り替え器１１（スイッチ）は調整回路２４を作動させるか否かを切り替える。詳しく述べると、第１制御信号Ｃ１がハイレベルのとき、切り替え器１１は通電状態になり、第１制御信号Ｃ１がローレベルのとき、切り替え器１１は遮断状態になる。

緩衝器１２（バッファー）は後段の調整回路２４に入力される信号のレベルが低下することを防止するために設けられている。また、緩衝器１２は緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒを調整回路２４へ出力する。

増幅器２１は、調整回路付き増幅器２６に入力された電圧を増幅して出力する。そして増幅器２１の出力が、調整回路付き増幅器２６の出力となる。また、増幅器２１の出力は、切り替え器１１を介して、緩衝器１２へ入力される。

調整回路２４は、増幅器２１の帰還量を調整する。詳しく述べると、増幅器２１の出力が発振状態にあるか否かに基づき、増幅器２１の帰還量を調整する信号Ｒａｍｐを出力する。このため、増幅器２１は出力が発振しない状態に調整される。

（増幅器の構成）
増幅器２１は、第１反転器１、第２反転器２、第３反転器３、帰還トランジスタ４、切り替えトランジスタ５、および蓄積容量素子６（電圧保持部、第１静電容量）を備える。また以降、第１反転器１、第２反転器２および第３反転器３を纏めて、反転器１〜３（反転器群）と総称する。

反転器１〜３は縦続接続されており、増幅器２１の入力部が第１反転器１の入力部になり、第３反転器３の出力部が増幅器２１の出力部になる。詳しく述べると、第１反転器１の出力は第２反転器２へ入力され、第２反転器２の出力は第３反転器３へ入力される。

反転器１〜３は、アンバッファードタイプのインバータである。入出力信号が反転される閾値付近の線形な反転器１〜３の入出力特性を利用して、入力電圧が増幅される。

なお、増幅器２１の備える反転器は奇数段縦続接続されるが、その段数は、奇数段であれば何段でもよい。また、反転器の増幅率と反転器の縦続接続の段数とが主に、増幅器２１の増幅率を決定する。従って、増幅器２１の増幅率を大きくするためには、反転器の縦続接続の段数を増やすことが好ましい。同時に、反転器の縦続接続の段数を増やすと、増幅器２１が不安定になりやすい。従って、増幅器２１を発振させないためには、反転器の縦続接続の段数を増やさないことが好ましい。本実施の形態においては、増幅器２１の増幅率と安定性とを考慮して、反転器の縦続接続の段数を３段にした。

帰還トランジスタ４は反転器１〜３の出力を入力に帰還（フィードバック）する。具体的には、帰還トランジスタ４のドレイン電極は第３反転器の出力端子に接続され、帰還トランジスタ４のソース電極は第１反転器の入力端子に接続されている。従って、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値の調整により、第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子への帰還量が調整される。

なお、反転器１〜３の縦続接続の段数は奇数段なので、位相遅れを無視すると、反転器１〜３と帰還トランジスタ４とは負帰還増幅器を形成する。また、帰還トランジスタ４による帰還が位相遅れを考慮すると正帰還になる周波成分において、正帰還の利得（ゲイン）が１以上になる場合、増幅器２１の出力が発振する。

切り替えトランジスタ５は帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧を書き込む。具体的には、切り替えトランジスタ５のドレイン電極へは調整回路２４の出力が入力され、切り替えトランジスタ５のソース電極は帰還トランジスタ４のゲート電極に接続され、切り替えトランジスタ５のゲート電極へは第１制御信号Ｃ１が入力される。そして、第１制御信号Ｃ１がハイレベルのとき切り替えトランジスタ５は通電状態になり、第１制御信号Ｃ１がローレベルのとき切り替えトランジスタ５は遮断状態になる。

この構成により、切り替えトランジスタ５が通電状態であるとき、帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧が調整回路２４により調整されるので、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が調整される。これにより、第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子への帰還量が、増幅器２１の出力が発振しないように調整される。

蓄積容量素子６の一方の電極は帰還トランジスタ４のゲート電極に接続され、蓄積容量素子６の他方の電極は接地されている。この構成により、切り替えトランジスタ５が通電状態の間に、蓄積容量素子６に電荷が蓄えられるので、切り替えトランジスタ５が遮断状態の間は、蓄えられた電荷により蓄積容量素子６の電極間の電圧差、すなわち帰還トランジスタ４のゲート電圧が保持される。これにより、切り替えトランジスタ５が遮断状態のとき、増幅器２１が発振しない状態が保持される。

増幅器２１の時間的分解能は、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値に依存する。詳しく述べると、帰還トランジスタ４の抵抗値が低いほど、高周波成分が第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子に帰還しやすいので、増幅器２１の入力に対する出力応答の復帰が早くなる。逆に、帰還トランジスタ４の抵抗値が高いほど、高周波成分が第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子に帰還しにくいので、増幅器２１の入力に対する出力応答の復帰が遅くなる。従って、増幅器２１に連続して入力された入力パルスを分離して検知するためには、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値は、増幅器２１が発振しない範囲でなるべく低いことが望ましい。

なお、増幅器２１の時間的分解能とは、増幅器２１に時間的に連続して入力された入力パルスを分離（分解）して、増幅できる限度（能力）のことである。従って、増幅器２１の時間的分解能よりも短い時間間隔で連続して、増幅器２１に入力パルスが入力された場合、入力パルスは歪んだ状態で増幅される。

増幅器２１の発振しやすさも、同様に、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値に依存する。詳しく述べると、帰還トランジスタ４の抵抗値が低いほど、帰還トランジスタ４による帰還が位相遅れを考慮すると正帰還になる周波数において、正帰還の利得が１以上になりやすい。従って、増幅器２１の出力を発振させないためには、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値は高いことが望ましい。

（調整回路の構成）
調整回路２４は、発振検出器１３と傾斜波発生器１４とを備える。

発振検出器１３は切り替え器１１と緩衝器１２とを介して、増幅器２１の出力が発振しているか否かを監視し、傾斜波発生器１４を制御する。また発振検出器１３は、傾斜波発生器１４による傾斜波信号Ｒａｍｐの出力を制御するための傾斜波制御信号を、傾斜波発生器１４へ出力する。

傾斜波発生器１４は発振検出器１３を介して、増幅器２１の出力が発振しているか否かに応じて、帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧を調整する。また、傾斜波発生器１４は、帰還トランジスタ４による増幅器２１の帰還量を調整するための傾斜波信号Ｒａｍｐを、切り替えトランジスタ５のドレイン電極へ出力する。

具体的には、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒが発振状態にあるとき、発振検出器１３は傾斜波制御信号をハイレベルにする。そして、傾斜波発生器１４は傾斜波信号Ｒａｍｐを変化させて、帰還トランジスタ４の帰還量を減少させる。一方、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒが発振状態でなくなると、発振検出器１３は傾斜波制御信号をローレベルにする。そして所定時間後、傾斜波発生器１４は傾斜波信号Ｒａｍｐの変化を停止させて、帰還トランジスタ４の帰還量を保持する。

傾斜波信号Ｒａｍｐについて詳しく述べると、傾斜波発生器１４は傾斜波制御信号がハイレベルの間、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が十分に低くなるような帰還トランジスタ４のゲート電圧から、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が十分に高くなるような帰還トランジスタ４のゲート電圧へ向かって、傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧を徐々に変化させる。そして、傾斜波制御信号がハイレベルからローレベルに立ち下がってから所定時間の間、同様に傾斜波発生器１４は傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧を徐々に変化させる。そして所定時間後、傾斜波発生器１４は傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧の変化を停止させ、傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧を保持する。

この構成により、傾斜波制御信号がハイレベルであるとき、傾斜波発生器１４は一定の傾きで傾斜した電圧波形（ランプ電圧）を示す傾斜波信号Ｒａｍｐを出力する。また、傾斜波制御信号がハイレベルからローレベルに変わると、所定時間傾斜波の電圧波形を出力した後、所定時間後の電圧を保持して、定電圧を出力する。

なお、傾斜波制御信号がハイレベルであるときの傾斜波信号Ｒａｍｐは、徐々に変化すればよく、傾きが一定でなくてもよい。

第１制御信号Ｃ１は、増幅器２１を調整回路２４により調整するか否かを切り替える。まず、第１制御信号Ｃ１はハイレベルになり、切り替えトランジスタ５および切り替え器１１が同時に通電状態になる。そして、調整回路２４が増幅器２１の帰還量を調整し、増幅器２１が発振を停止した後、第１制御信号Ｃ１はローレベルになり、切り替えトランジスタ５および切り替え器１１が同時に遮断状態になる。

（調整回路による増幅器の調整）
図２は図１に示した調整回路付き増幅器２６の制御を概略的に示す信号図である。図２においては、上から順に第１制御信号Ｃ１、傾斜波信号Ｒａｍｐ、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒ、および傾斜波制御信号の信号波形の概形を示し、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。

調整回路付き増幅器２６の制御は、調整フェーズ（キャリブレーションフェーズ）および感知フェーズ（センシングフェーズ）から成り、調整フェーズは発振期間、余裕期間、待機期間から成る。

調整フェーズにおいて、第１制御信号Ｃ１がハイレベルであるので、調整回路２４が増幅器２１の帰還量を調整する。具体的には、帰還トランジスタ４による帰還量が大きい状態にすることにより、増幅器２１の出力を発振させる。そして、帰還トランジスタ４による帰還量を徐々に小さくすることにより、増幅器２１の出力の発振を抑制する。そして、増幅器２１の帰還量の調整が完了すると、調整回路付き増幅器２６の制御は感知フェーズに移る。

調整フェーズのうち、増幅器２１の出力が発振している期間を、発振期間と称する。また、調整フェーズのうち、増幅器２１の出力の発振が停止したけれども、増幅器２１に動作上の余裕（マージン）を持たせるために、傾斜波信号Ｒａｍｐを変化させている期間を余裕期間と称する。また、調整フェーズのうち、増幅器２１の調整が終了し、第１制御信号Ｃ１がローレベルになるのを待っている期間を待機期間と称する。

感知フェーズにおいて、第１制御信号Ｃ１がローレベルであるので、調整回路２４が増幅器２１から電気的に遮断される。これにより、増幅器２１のみが動作して、調整回路付き増幅器２６が増幅器として動作する。

以下に、調整フェーズにおける、調整回路付き増幅器２６の動作を詳細に説明する。

（発振期間）
傾斜波発生器１４は、最初、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が最も低くなるような、帰還トランジスタ４のゲートの動作する電圧範囲内の電圧を、傾斜波信号Ｒａｍｐの開始電圧として出力する。従って、帰還トランジスタ４による帰還量は、発振期間の最初において最大である。これにより、第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子への高周波成分の帰還が、利得が１以上の正帰還となる。このため、増幅器２１の出力は発振し、調整フェーズは発振期間から始まる。また、高周波成分が帰還しやすいので、増幅器２１の時間分解能も高い。

発振期間において、緩衝器１２が出力する緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒは発振している。発振検出器１３は、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒの発振状態を検出して、傾斜波制御信号をハイレベルにする。そして、傾斜波発生器１４は、傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧を徐々に変化させる。

傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧が変化するに従い、帰還トランジスタ４のゲート電圧も変化する。これにより、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が増大し、第３反転器３の出力から第１反転器１の入力への帰還の高周波成分の帰還量が減少する。また、高周波成分が帰還しにくくなるので、増幅器２１の時間分解能も低下していく。

そして、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値がある抵抗値を超えると、第３反転器３の出力端子から第１反転器１の入力端子へ正帰還する全ての周波成分の正帰還の利得が１未満になる。これにより、増幅器２１の出力の発振が停止し、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒの発振も停止する。

従って、調整回路付き増幅器２６の制御は調整フェーズの発振期間から、余裕期間に移行する。

なお、増幅器２１の出力の発振が停止するような、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値は、増幅器２１の動作条件（温度、電源電圧など）により変動する。また、傾斜波信号Ｒａｍｐの開始電圧は、上述に限らず、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が十分に低くなればよい。

（余裕期間）
余裕期間において、増幅器２１の出力の発振が停止しているので、緩衝器１２が出力する緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒは発振しておらず、発振検出器１３は、傾斜波制御信号をローレベルにする。しかし、傾斜波発生器１４は、傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧を徐々に降下させている。

これは、増幅器２１の帰還トランジスタ４のゲート電圧に動作上の余裕（マージン）をとるためである。詳しく述べると、発振検出器１３が発振の停止を検出した瞬間に、傾斜波信号Ｒａｍｐの電圧の降下を停止すると、増幅器２１の動作条件（温度、電源電圧など）が変動した場合に、増幅器２１の出力が発振する恐れがある。このような発振の恐れを低減するために、余裕として、帰還トランジスタ４のゲート電圧を少し余分に下げる。

従って、帰還トランジスタ４のゲート電圧の余裕が大きいほど、増幅器２１は動作条件の変動に対して、発振しにくくなる。

ただし、帰還トランジスタ４のゲート電圧の余裕が大きいほど、増幅器２１の入力に対する出力応答の復帰が遅くなる。従って、増幅器２１の時間分解能が低くならないように、帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧の余裕は小さいことが好ましい。

なお、余裕期間の長さは、帰還トランジスタ４のゲート電圧の余裕に応じて、予め設定される。

また、傾斜波信号Ｒａｍｐを変化させる傾きは、余裕期間の長さを設定しやすいように、緩やかであることが好ましい。例えば、傾斜波信号Ｒａｍｐの開始電圧が１０Ｖの場合、傾斜波信号Ｒａｍｐを変化させる傾きを−１０Ｖ／１００ｍｓｅｃにする。

なお、余裕期間の長さではなく、帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧の余裕を設定してもよい。

（待機期間）
余裕期間が終わると、調整回路付き増幅器２６の制御は待機期間に移行する。

待機期間において、第１制御信号Ｃ１はハイレベルを維持している。そして、緩衝器１２の出力する緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒは発振しておらず、発振検出器１３の出力する傾斜波制御信号はローレベルであり、傾斜波発生器１４の出力する傾斜波信号Ｒａｍｐは余裕期間の終了時の電圧を維持している。

従って、調整回路２４による増幅器２１の帰還量の調整は完了しているので、感知フェーズに移行可能である。

なお、単一の調整回路付き増幅器２６の制御において、調整フェーズに待機期間は省略されてよい。つまり、調整フェーズの余裕期間から、直接、感知フェーズに移行してもよい。なぜならば、待機期間は、複数の調整回路付き増幅器２６を、一斉に制御するために必要となる期間だからである。

複数の調整回路付き増幅器２６を一斉に制御する場合、調整回路付き増幅器２６それぞれにおいて、調整回路２４が増幅器２１の帰還量を調整に要する時間（図２の発振期間と余裕期間とに相当）は異なる。従って、調整回路２４が増幅器２１の帰還量を調整に要する時間の最大値を、調整フェーズの長さに設定し、複数の調整回路付き増幅器２６の切り替えトランジスタ５と切り替え器１１とを一斉に制御する。

そして、調整回路付き増幅器２６それぞれにおいて、調整回路２４が増幅器２１の帰還量を調整し終えてから、調整フェーズが終わるまでの間が、待機期間になる。

なお、調整回路２４が増幅器２１の帰還量の調整に要する時間の最大値は、少なくとも、次の２つの時間を合計した時間よりも長い。１つは、傾斜波信号Ｒａｍｐの開始電圧から、帰還トランジスタ４のドレイン‐ソース間の抵抗値が最も高くなるような帰還トランジスタ４のゲートの動作する電圧範囲内の電圧まで、傾斜波発生器１４が傾斜波信号Ｒａｍｐを変化させるのに要する時間である。もう１つは、調整フェーズにおける余裕期間である。

（効果）
以上のように、調整回路２４により、帰還トランジスタ４のゲート電圧が調整されことで、増幅器２１の帰還量が調整される。これにより、増幅器２１の時間分解能は、増幅器２１の増幅率を維持したまま、増幅器２１が発振しない最高の分解能に調整される。この調整は、反転器１〜３に含まれるトランジスタと帰還トランジスタ４との閾値電圧と移動度とが変動した場合であっても、反転器１〜３に含まれるトランジスタと帰還トランジスタ４との閾電圧と移動度とがばらついている場合であっても、増幅器２１の時間分解能を、増幅器２１の増幅率を維持したまま、増幅器２１が発振しないように行われる。

従って、反転器１〜３に含まれるトランジスタと帰還トランジスタ４とに、ＭＯＳトランジスタ以外の閾値電圧と移動度とがばらつきやすいトランジスタＴＦＴ（Ｔｈｉｎ Ｆｉｌｍ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、薄膜トランジスタ）を用いることが可能になる。

また、ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタを用いることで、ＭＯＳトランジスタでは構成できない、帰還量の制御が難しい３段縦続接続の反転器１〜３を用いているので、少ない回路素子（トランジスタなど）で増幅器２１の増幅率を大きくすることが可能である。

また、反転器１〜３にアンバッファードタイプのインバータを用いているので、少ない回路素子（トランジスタなど）で増幅器２１の増幅率を大きくすることが可能である。

〔実施の形態２〕
以下、本発明の別の一実施形態について、図３に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図３は、本発明の一実施形態に係る増幅器２２の概略構成を示す回路図である。増幅器２２は、実施の形態１の増幅器２１と同様に、第１反転器１、第２反転器２、第３反転器３、帰還トランジスタ４、切り替えトランジスタ５、および蓄積容量素子６を備える。さらに、増幅器２２は、帰還容量素子７を備える。

帰還容量素子７（第２静電容量）は増幅器２２の入力に対する増幅器２２の出力の増幅率および増幅する周波数帯域を調整する。また、帰還容量素子７の一方の電極は第３反転器３の出力端子と接続され、他方の電極は第１反転器１の入力端子と接続されている。

例えば、前記実施の形態の増幅器２１の出力パルスの時間幅が狭すぎるために、計数器が増幅器２１の出力パルスのパルス数を計数（カウント）できない場合を想定する。この場合、前記実施の形態１の増幅器２１を、本実施の形態の増幅器２２に交換すると、計数器は増幅器２２の出力のパルス数を計数可能になる。

なぜならば、本実施の形態の増幅器２２においては、帰還容量素子７が増幅器２２の出力パルスの時間幅を広げるからである。これにより、計数器が増幅器２２の出力パルスのパルス数を計数可能になる。

ただし、増幅器２２の出力パルスの時間幅を広げる一方で、帰還容量素子７は増幅器２２の出力パルスの波高を下げ、増幅器２２の増幅率を下げる。また増幅器２２の出力電圧のパルスの時間幅が広がるので、増幅器２２の時間分解能が低下する。なお、増幅器２２の時間分解能とは、増幅器２２に時間的に連続して入力された入力パルスを、分離して増幅する増幅器２２の限界である。

このように、帰還容量素子７の静電容量が大きいほど、帰還容量素子７は増幅器２２の出力パルスの時間幅を広げ、増幅器２２の出力パルスの波高を下げる。従って、帰還容量素子７の静電容量は、増幅器２２の増幅率および時間的分解能を考慮して、適切に設定する必要がある。

（効果）
増幅器２２において、帰還容量素子７により増幅器２２の入力に対する増幅器２２の出力の増幅率および増幅帯域が調整される。

また、調整回路２４および増幅器２２を備える調整回路付き増幅器においては、前記実施の形態の調整回路付き増幅器２６と同様に、増幅器２２の増幅率を維持したまま、増幅器２２が発振しないように増幅器２２が調節される。

〔実施の形態３〕
以下、本発明の別の一実施形態について、図４に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図４は、本発明の一実施形態に係る増幅器２３の概略構成を示す回路図である。増幅器２３は、前記実施の形態１と同様に、第１反転器１、第２反転器２、第３反転器３、帰還トランジスタ４、および切り替えトランジスタ５を備える。

本実施の形態の増幅器２３は、前記実施の形態の増幅器２１と比較して、蓄積容量素子６を備えない。切り替えトランジスタ５が遮断状態のときに、蓄積容量素子６がなくても、帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧が保持されるならば、蓄積容量素子６は必要ない。

増幅器２３においては、帰還トランジスタ４のゲートの寄生容量が十分に大きいので、切り替えトランジスタ５が遮断状態のときに帰還トランジスタ４のゲート電極の電圧が保持される。

（効果）
増幅器２３において、蓄積容量素子６が存在しないことにより、増幅器２３の素子数が減少し、増幅器２３の回路面積の削減が可能になる。

また、調整回路２４および増幅器２３を備える調整回路付き増幅器においては、前記実施の形態の調整回路付き増幅器２６と同様に、増幅器２３の増幅率を維持したまま、増幅器２３が発振しないように増幅器２３が調節される。

〔実施の形態４〕
以下、本発明の別の一実施形態について、図５に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

図５は、図１に示した調整回路付き増幅器２６を備える検出器３１の概略構成を示す回路図である。検出器３１は光子計数型（フォトンカウンティング型）放射線検出器であるまた、検出器３１はセンサ素子１５、調整回路付き増幅器２６、比較器１６および計数器１７を備える。

センサ素子１５は放射線センサ素子であり、放射線が入射した線量に基づいた電気信号を発生する。具体的には、センサ素子１５の一方の端子は調整回路付き増幅器２６の入力端子に接続され、他方の端子にはバイアス電圧Ｖｓ＿ｂが印加されている。この構成により、センサ素子１５は、放射線が入射したときに電気信号を調整回路付き増幅器２６に出力する。

調整回路付き増幅器２６の出力は比較器１６の非反転入力端子へ入力される。この構成により、増幅器２６はセンサ素子１５において発生した電気信号を増幅して、比較器１６に出力する。

なお、調整回路付き増幅器２６の増幅器２１は、前記実施の形態の増幅器２２または増幅器２３に置換されてよい。

比較器１６は２値出力の比較器であり、センサ素子１５が放射線の入射により出力した電気信号に応じて、矩形状のバルスを出力する。また、比較器１６の反転入力端子には固定電圧Ｖｒが印加され、比較器１６の出力は計数器１７へ入力される。この構成により、比較器１６は、調整回路付き増幅器２６の出力電圧が固定電圧Ｖｒ以上であるとき、ハイレベルの比較信号を出力し、調整回路付き増幅器２６の出力電圧が固定電圧Ｖｒ未満であるとき、ローレベルの比較信号を出力する。従って、調整回路付き増幅器２６の出力電圧が固定電圧Ｖｒ以上であれば一定振幅のパルスを出力する。

なお、固定電圧Ｖｒは、調整回路付き増幅器２６の出力電圧のノイズの最大値よりも大きいことが好ましい。なぜならば、極大値が固定電圧Ｖｒ未満であるパルスは、比較器１６により遮断されるからである。従って、固定電圧Ｖｒが、調整回路付き増幅器２６の出力電圧のノイズの最大値よりも大きい場合、計数器１７に調整回路付き増幅器２６の出力電圧のノイズが入力されない。つまり、検出器３１のＮＳ比（ノイズ／シグナル比）を下げることが可能になる。

計数器１７は入力されたパルス列のパルス数を数える。従って、計数器１７は、比較器１６の出力パルス列のパルス数を計数した数（以降、計数値Ｃｏｕｎｔと称する）を、出力する。また、計数値Ｃｏｕｎｔは検出器３１の出力として、出力される。

そして、計数器１７が出力する計数値Ｃｏｕｎｔが、センサ素子１５に入射して電気信号に変換された放射線の光子の数であると推定される。

〔実施の形態５〕
以下、本発明の別の一実施形態について、図５〜図７に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

（ピクセル）
図６は、本発明の一実施形態に係るピクセル３２の概略構成を示す回路図である。ピクセル３２はアクティブピクセルであり、センサ素子１５、増幅器２１、切り替え器１１、緩衝器１２、比較器１６、および計数器１７を備える。また、ピクセル３２は、第１制御端子３４、第２制御端子３５、傾斜波信号端子３６、緩衝器出力端子３７、および計数器出力端子３８を備える。なお、ピクセル３２は、増幅器２１の代わりに、増幅器２２または増幅器２３を備えてよい。

第１制御端子３４は、増幅器２１の切り替えトランジスタ５のゲート電極および切り替え器１１の制御端子に接続されている。この構成により第１制御端子３４から入力される第１制御信号Ｃ１に応じて、切り替えトランジスタ５および切り替え器１１は両方同時に、通電状態または遮断状態になる。

第２制御端子３５は、計数器１７の制御端子に接続されている。この構成により第２制御端子３５から入力される第２制御信号Ｃ２に応じて、計数器１７は計数値Ｃｏｕｎｔを、計数器出力端子３８に出力する。詳しく述べると、第２制御信号Ｃ２が立ち上がると、計数器１７は計数値Ｃｏｕｎｔを出力し、計数値Ｃｏｕｎｔを０にリセットする。計数器１７は計数値Ｃｏｕｎｔを０にリセットすると、再度０から、比較器１６の出力するパルス列のパルス数を計数し始める。

傾斜波信号端子３６は、増幅器２１の切り替えトランジスタ５のドレイン電極に接続され、切り替えトランジスタ５を介して帰還トランジスタ４のゲート電極に傾斜波信号Ｒａｍｐが入力される。この構成により、傾斜波信号Ｒａｍｐに従って、帰還トランジスタ４のゲート電圧が調整される。これにより、増幅器２１の帰還量が調整される。

緩衝器出力端子３７は、緩衝器１２の出力端子に接続され、緩衝器出力信号Ｂｕｆｆｅｒを出力する出力端子になる。

計数器出力端子３８は、計数器１７の出力端子に接続され、計数値Ｃｏｕｎｔを出力する出力端子になる。また、計数器出力端子３８はピクセル３２の出力端子でもある。

ピクセル３２の大きさは、ピクセル３２の備えるトランジスタすなわち、反転器１〜３の備えるトランジスタ、帰還トランジスタ４、切り替えトランジスタ５、切り替え器１１、緩衝器１２に含まれるトランジスタ、比較器１６に含まれるトランジスタ、および計数器１７に含まれるトランジスタがＴＦＴである場合、およそ１００〜２００μｍ角が可能である。また、１００〜２００μｍ角のピクセルの中に、加工精度およそ５μｍで、３０〜４０個のトランジスタが配置されている。

なお、同程度の大きさであるＭｅｄｉｐｉｘ１（非特許文献１に記載の放射線検出器）のピクセルと比べると、ピクセルの備えるトランジスタの数が１桁少ない。これは加工精度の悪いＴＦＴを用いるために、ピクセルの回路を工夫してトランジスタの数を減らしたためである。詳しく述べると、３段の縦続接続したアンバッファードタイプのインバータである反転器１〜３により増幅することで、少ない回路素子で増幅器２１の増幅率が大きくなるようにした。

なお、ＣＭＯＳで増幅器を構成する場合（非特許文献１、２に記載の放射線検出器の場合）、回路素子が小さく、移動度が高いので、位相補償を内蔵した差動アンプ（オペアンプ、差分増幅器）および位相補償が不要な１段アンプなどの増幅器が用いられる。

（撮像パネル）
図７は、図６に示したピクセル３２を備える撮像パネル４１の概略構成を示す配線図である。撮像パネル４１は放射線撮像パネルであり、複数のピクセル３２、Ｎ個の調整回路２４、制御回路３３、Ｍ本の第１制御信号線３４＿１〜３４＿Ｍ、Ｍ本の第２制御信号線３５＿１〜３５＿Ｍ、Ｎ本の傾斜波信号線３６＿１〜３６＿Ｎ、Ｎ本の緩衝器出力線３７＿１〜３７＿Ｎ、Ｎ本の計数器出力線３８＿１〜３８＿Ｎ、および基板３９を備える。ただし、ＮおよびＭは自然数である。

基板３９の上には、複数のピクセル３２がＭ行Ｎ列の行列状に、複数配置されている。また、基板３９の上には、制御回路３３、およびＮ個の調整回路２４が配置されている。

図面上側からｍ番目（ｍ≦Ｍ：自然数）の図面横方向に並ぶピクセル３２（ｍ行）は第１制御信号線３４＿ｍおよび第２制御信号線３５＿ｍを介して、制御回路３３に接続される。また、図面左側からｎ番目（ｎ≦Ｎ：自然数）の図面縦方向に並ぶピクセル３２（ｎ列）は傾斜波信号線３６＿ｎおよび緩衝器出力線３７＿ｎを介して、図面左側からｎ番目の調整回路２４に接続される。また、ｎ列であるピクセル３２は計数器出力線３８＿ｎを介して撮像パネル４１の出力端子４２に接続される。調整回路２４は、列毎にピクセル３２に共有されている。あるいは、調整回路２４は、図示はしないが、行毎にピクセル３２に共有されていてもよい。

図面上側からｍ番目かつ図面左側からｎ番目にあるピクセル３２（ｍ行ｎ列）においては、第１制御端子３４、第２制御端子３５、傾斜波信号端子３６、緩衝器出力端子３７、計数器出力端子３８はそれぞれ、第１制御信号線３４＿ｍ、第２制御信号３５＿ｍ、傾斜波信号線３６＿ｎ、緩衝器出力線３７＿ｎ、計数器出力線３８＿ｎに接続される。

図面左側からｎ番目の調整回路２４において、調整回路２４の入力端子は緩衝器出力線３７＿ｎを介して、ｎ列であるピクセル３２の緩衝器出力端子３７に接続される。また、図面左側からｎ番目の調整回路２４において、調整回路２４の出力端子は傾斜波信号線３６＿ｎを介して、ｎ列であるピクセル３２の傾斜波信号端子３６に接続される。

制御回路３３は、第１制御信号Ｃ１＿１〜Ｃ１＿Ｍを生成する。さらに、制御回路３３は、第２制御信号Ｃ２＿１〜Ｃ２＿Ｍを生成する。そして、制御回路３３は第１制御信号Ｃ１＿ｍを、第１制御信号線３４＿ｍを介してｍ行に並ぶピクセル３２の第１制御端子３４に第１制御信号Ｃ１として出力する。また、制御回路３３は第２制御信号Ｃ２＿ｍを、第２制御信号線３５＿ｍを介してｍ行に並ぶピクセル３２の第２制御端子３５に第２制御信号Ｃ２として出力する。

（撮像パネルの制御）
図８は、図７に示した撮像パネル４１の制御を概略的に示すタイミング図である。図８においては、上から順に、第１制御信号Ｃ１＿１、Ｃ１＿２、……、Ｃ１＿Ｎ、および、第２制御信号Ｃ２＿１、Ｃ２＿２、……、Ｃ２＿Ｎの信号波形の概形を示し、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。

撮像パネル４１の制御は、調整フェーズおよび感知フェーズから成る。そして、感知フェーズは複数回繰り返し行われる。

調整フェーズにおいて、第１制御信号Ｃ１＿１、Ｃ１＿２、……、Ｃ１＿Ｎが順にハイレベルになる。これにより、撮像パネル４１が備えるすべてのピクセル３２において、増幅器２１の帰還量が順に調整される。細かくは、第１制御信号Ｃ１＿ｍがハイレベルであるとき、ｍ行に並ぶＮ個のピクセル３２が同時にＮ個の調整回路２４に接続され、それぞれ調整される。また、第１制御信号Ｃ１＿ｍがハイレベルであるとき、ｍ行以外の行に並ぶピクセル３２は調整回路２４から遮断されている。

調整フェーズ終了後、撮像パネル４１の制御は感知フェーズに移行する。

１回の感知フェーズにおいて、第２制御信号Ｃ２＿１、Ｃ２＿２、……、Ｃ２＿Ｎが順にハイレベルになる。これにより、撮像パネル４１の備えるすべてのピクセル３２において、計数器１７の計数値Ｃｏｕｎｔが順に出力され、０にリセットされる。細かくは、第２制御信号Ｃ２＿ｍがハイレベルであるとき、ｍ行に並ぶＮ個のピクセル３２の計数器１７が同時に計数値Ｃｏｕｎｔを出力する。また、第２制御信号Ｃ２＿ｍがハイレベルであるとき、ｍ行以外の行に並ぶピクセル３２の計数器１７は計数値Ｃｏｕｎｔを出力しない。

調整フェーズ後最初の感知フェーズ（図８のframe_0）における、撮像パネル４１の出力は有意な画像情報にならない。なぜならば、最初の感知フェーズの計数値Ｃｏｕｎｔの出力以前には、計数器１７がリセットされていないからである。そして、調整フェーズ後リセットされていない計数器１７の計数値Ｃｏｕｎｔは、センサ素子１５に入射して電気信号に変換された放射線の光子数に対応していない。

一方、調整フェーズ後２回目以降の感知フェーズ（図８のframe_1〜frame_4）における、撮像パネル４１の出力は有意な画像情報である。なぜならば、前回の感知フェーズ（図８のframe_0〜frame_3）において計数器１７がリセットされているからである。従って、調整フェーズ後リセットされた計数器１７の計数値Ｃｏｕｎｔは、前回のリセット後にセンサ素子１５に入射して電気信号に変換された放射線の光子数に対応する。

（参考例）
非特許文献１、２に記載の放射線検出器（Ｍｅｄｉｐｉｘ１〜３、ｏｕｒ ｐｉｘｅｌ）の撮像パネルは、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）集積回路により作製されている。このため、回路素子が小さく、移動度が大きい。従って、撮像パネルのピクセルあたりの回路素子の数の上限が高く、ピクセルの備える増幅器の増幅率が大きい。

同時に、ＣＭＯＳのウェハサイズの制約により、撮像パネルの受光面積（露光面積）を広げることが困難である。そして、可視光を用いる光学機器と異なり、放射線を用いる光学機器においては、レンズなどを用いた光学系による撮像対象とする領域の拡大縮小が困難である。従って、上記非特許文献１、２に記載の放射線検出器の撮像パネルの構成においては、撮像対象とする領域を広げることが困難である。

（効果）
これに対し、本実施の形態は、大型の撮像パネルを提供することが可能である。

なぜならば、ピクセル３２の備えるトランジスタがＴＦＴである場合、基板３９にガラスなどの絶縁基板を用いることが可能になるからである。これにより、撮像パネル４１の大きさの上限はシリコンウェハの大きさに制約されなくなる。

〔まとめ〕
本発明の態様１における増幅器は、奇数段縦続接続された反転器からなる反転器群と、上記反転器群の入力部と出力部とを接続する帰還トランジスタと、上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を上記反転器群の発振が停止するように調整する調整回路と、上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を保持する電圧保持部と、を備えることを特徴としている。

上記構成によれば、上記増幅器の出力が発振しない、最高の分解能に上記増幅器の分解能は調整される。この調整は、上記反転器群に含まれるトランジスタと上記帰還トランジスタとの閾値電圧と移動度とが変動した場合であっても、上記反転器群に含まれるトランジスタと上記帰還トランジスタとの閾値電圧と移動度とがばらついている場合であっても、上記増幅器の時間分解能を、上記増幅器の増幅率を維持したまま、上記増幅器が発振しないように行われる。

従って、反転器群に含まれるトランジスタと帰還トランジスタとに、ＭＯＳトランジスタ以外の閾値電圧と移動度とがばらつきやすいトランジスタを用いることが可能になる。

また、ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタを用いることで、ＭＯＳトランジスタでは構成できない、帰還量の制御が難しい奇数段縦続接続の反転器を用いても、少ない回路素子（トランジスタなど）で増幅器の増幅率を大きくすることが可能である。

本発明の態様２における増幅器は、上記態様１において、上記帰還トランジスタと上記反転器群に含まれるトランジスタとが全て薄膜トランジスタであることが好ましい。

上記構成によれば、閾値電圧と移動度とがばらつきやすい薄膜トランジスタによって構成された上記増幅器をＭＯＳトランジスタが形成されるシリコン基板以外の絶縁基板上に設けることが可能になる。

本発明の態様３における増幅器は、上記態様１または２において、上記電圧保持部として第１静電容量を備えることが好ましい。

本発明の態様４における増幅器は、上記態様１〜３のいずれか１態様において、上記反転器群の入力部と出力部とを接続する第２静電容量を備えることが好ましい。

上記構成によれば、上記第２静電容量により上記増幅器の増幅率および増幅帯域が調整される。

本発明の態様５における増幅器は、上記態様１〜４のいずれか１態様において、上記電圧保持部が上記帰還トランジスタの寄生容量であることが好ましい。

上記構成によれば、上記電圧保持部に含まれる素子数が減少するので、上記増幅器の回路面積の削減が可能になる。

本発明の態様６における放射線検出器は、入射した放射線の線量に基づいた電気信号を発生させるセンサ素子と、上記電気信号が入力される上記態様１〜５の何れか１態様に記載の増幅器と、を備えることを特徴とする。

上記構成によれば、絶縁基板上に設けることができる放射線検出器を実現できる。

本発明の態様７における放射線撮像パネルは、上記態様６に記載の放射線検出器が基板の上に、行列状に複数配置されていることを特徴とする。

上記構成によれば、絶縁基板上に設けることができる放射線撮像パネルを実現できる。

本発明の態様８における放射線撮像パネルは、上記態様７において、上記調整回路が行毎または列毎に上記放射線検出器に共有されていることが好ましい。

上記構成によれば、上記調整回路の数を減らすことにより、放射線撮像パネルの小型化が可能になる。

本発明の態様９における放射線撮像パネルは、上記態様７または８において、上記基板が絶縁基板であることが好ましい。

上記構成によれば、放射線撮像パネルが、シリコンウェハなどのウェハサイズの制約を超えて、大型化することが可能になる。

尚、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。

本発明は、増幅器、増幅器を備える放射線検出器、および増幅器を備える撮像パネルに好適に用いることができる。

１ 第１反転器（反転器）
２ 第２反転器（反転器）
３ 第３反転器（反転器）
４ 帰還トランジスタ
５ 切り替えトランジスタ
６ 蓄積容量素子（電圧保持部、第１静電容量）
７ 帰還容量素子（第２静電容量）
１１ 切り替え器
１２ 緩衝器
１３ 発振検出器
１４ 傾斜波発生器
１５ センサ素子
１６ 比較器
１７ 計数器
２１〜２３ 増幅器
２４ 調整回路
２６ 調整回路付き増幅器（増幅器）
３１ 検出器（放射線検出器）
３２ ピクセル（放射線検出器）
３３ 制御回路
３４ 第１制御端子
３４＿１〜３４＿Ｍ 第１制御信号線
３５ 第２制御端子
３５＿１〜３５＿Ｍ 第２制御信号線
３６ 傾斜波信号端子
３６＿１〜３６＿Ｎ 傾斜波信号線
３７ 緩衝器出力端子
３７＿１〜３７＿Ｎ 緩衝器出力線
３８ 計数器出力端子
３８＿１〜３８＿Ｎ 計数器出力線
３９ 基板
４１ 撮像パネル（放射線撮像パネル）
Ｃ１，Ｃ１＿１〜Ｃ１＿Ｍ 第１制御信号
Ｃ２，Ｃ２＿１〜Ｃ２＿Ｍ 第２制御信号
Ｂｕｆｆｅｒ 緩衝器出力信号
Ｃｏｕｎｔ 計数値
Ｒａｍｐ 傾斜波信号

Claims (4)

1. 奇数段縦続接続された反転器からなる反転器群と、
   上記反転器群の入力部と出力部とを接続する帰還トランジスタと、
   上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を上記反転器群の発振が停止するように調整する調整回路と、
   上記帰還トランジスタの制御端子に印加される電圧を保持する電圧保持部と、を備え、
   上記帰還トランジスタと上記反転器群に含まれるトランジスタとが全て薄膜トランジスタであることを特徴とする増幅器。
2. 入射した放射線の線量に基づいた電気信号を発生させるセンサ素子と、
   上記電気信号が入力される請求項１に記載の増幅器と、を備えることを特徴とする放射線検出器。
3. 請求項２に記載の放射線検出器が基板の上に、行列状に複数配置されていることを特徴とする放射線撮像パネル。
4. 上記調整回路が行毎または列毎に上記放射線検出器に共有されていることを特徴とする請求項３に記載の放射線撮像パネル。

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