JP6437271B2 - 駆動回路 - Google Patents

Description

本発明はスピーカを駆動する駆動回路に関する。

スピーカの周波数特性を改善するために、駆動回路に対してさまざまな改良が試みられている。例えば特許文献１の音響再生帯域拡大装置では、低域駆動用スピーカユニットの駆動電流に対応する電圧信号をアンプ入力側に正帰還することによって低域駆動用スピーカユニットの固有の内部インピーダンスを等価的に低減または無効化し、スピーカユニットを駆動用アンプからの駆動信号入力にのみ応動する要素として実質的に共振系でなくすることにより、バスレフのヘルムホルツ共鳴器の共鳴周波数を下げること、共鳴のＱ値を十分に高い値に維持して共鳴器として十分な音響放射能力を確保することを両立させている。

特許第２７５１１９０号公報

特許文献１のようにスピーカの駆動回路に電流正帰還を適用すると、発振が起こりやすくなり、スピーカの品質が不安定になる問題があった。特許文献１の方式において発振が起こらないようにするためには、負性インピーダンス成分を大きな値とすることができず、スピーカの特性を十分に改善できない場合があった。そこで本発明では、帰還信号によってスピーカの周波数特性を改善し、安定かつ簡単に実現可能な駆動回路を提供することを目的とする。

本発明の駆動回路は、ミキサと、増幅器と、スピーカ負荷と、電圧検出部と、Ｌ成分補正部と、素子と、電流検出部と、反転回路を含む。

ミキサは、入力信号に第１の帰還信号と第２の帰還信号を合成する合成器と、合成器で合成された信号を逆相に反転する反転回路を含む。増幅器は、ミキサの出力信号を増幅する。スピーカ負荷には、増幅器で増幅された信号が入力される。電圧検出部は、スピーカ負荷の電圧を検出する。Ｌ成分補正部は、電圧検出部で検出された信号を帯域通過して第１の帰還信号として出力する。素子は、スピーカ負荷に直列に接続され、オーム則に従う。電流検出部は、素子に流れる電流を検出する。反転回路は、電流検出部で検出された信号を逆相に反転して、第２の帰還信号として出力する。

本発明の駆動回路によれば、帰還信号によってスピーカの周波数特性を改善し、位相余裕があまりとれない高周波帯域を帰還させないことにより、発振が起こりにくく安定した動作が実現できる。

実施例１の駆動回路の電気的構成を示すブロック図。 実施例１の駆動回路の電気的構成を示すブロック図。 駆動回路の各点における周波数特性をシミュレーションした結果を表す図。 駆動回路の各点における周波数特性をシミュレーションした結果を表す図。 従来の小型バスレフ型スピーカの周波数特性の例と、実施例１の駆動回路を用いた小型バスレフ型スピーカの周波数特性の例を示す図。 周波数特性の変化の過程を説明する図。 シングルエンド型増幅器と接続される電流検出部の回路図。 ブリッジ接続負荷型増幅器と接続される電流検出部の回路図。 実施例１の変形例の駆動回路の電気的構成を示すブロック図。 実施例１の変形例の駆動回路の電気的構成を示すブロック図。 実施例１の駆動回路のＬ成分補正部における補正について説明する図。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。

以下、図１を参照して本発明の実施例１の駆動回路について説明する。図１は本実施例の駆動回路１０の電気的構成を示すブロック図である。図１に示すように、駆動回路１０は、入力信号の低域成分を抑圧するハイパスフィルタ１０５と、ハイパスフィルタ１０５の出力側に接続され、ハイパスフィルタ１０５により帯域通過された入力信号の帯域を選択的に通過させるバンドパスフィルタ１１０と、バンドパスフィルタ１１０の出力レベルを調整するＶＣＡ１１３と、ハイパスフィルタ１０５により帯域通過された入力信号に対して、バンドパスフィルタ１１０により帯域通過された入力信号と、後述する第１〜第３の帰還信号を合成するミキサ１１５と、ミキサ１１５の出力側に接続され、ミキサ１１５から出力される合成信号を増幅するシングルエンド型増幅器１２０と、シングルエンド型増幅器１２０で増幅された信号が入力されるスピーカ負荷（ＺＬ）１４５と、スピーカ負荷（ＺＬ）１４５に流れる電流ＩＬを検出するために、スピーカ負荷（ＺＬ）１４５の出力側に直列に接続され、二次側がグラウンドに接続された電流検出用抵抗（ＺＳ）１５０と、シングルエンド型増幅器１２０とスピーカ負荷（ＺＬ）１４５の接続点Ｘに接続され、接続点Ｘにおける電圧（スピーカ負荷の電圧）を検出する電圧検出部１２５と、電圧検出部１２５の出力側に接続され、電圧検出部１２５で検出された信号の帯域を選択的に通過させる中域Ｑ補正部１３０と、電圧検出部１２５の出力側に接続され、電圧検出部１２５で検出された信号の帯域を選択的に通過させるＬ成分補正部１３５と、Ｌ成分補正部１３５の出力側に接続された抵抗１４０と、電流検出用抵抗（ＺＳ）１５０に流れる電流を検出する電流検出部１５５と、電流検出部１５５で検出された信号を逆相に反転させる反転回路１６０と、反転回路１６０の出力側に接続された抵抗１６５を含む構成である。ここで、ミキサ１１５は、合成器１１５０と反転回路１１５５を含む構成である。反転回路１１５５は、合成器１１５０で合成された信号を逆相に反転する。シングルエンド型増幅器１２０は、オペアンプ１２０５を含む構成である。電流検出用抵抗（ＺＳ）１５０は、オームの法則に従う素子であって、抵抗の電圧降下分で電流検出しているが、これに限らず他の電流検出素子であってもよい。例えば電流検出用抵抗（ＺＳ）１５０は電流プローブなどでもよい。なお、ＶＣＡ１１３は、スピーカ出力において、バンドパスフィルタ１１０で増幅した周波数帯域の音が、他の帯域の音よりも先に歪んでしまわないように、予め設定したレベルを超える入力信号が入ってきた場合、合成器１１５０に加えるバンドパスフィルタ１１０の信号レベルを瞬時に減衰させる。

合成器１１５０には、ハイパスフィルタ１０５により帯域通過された入力信号と、ハイパスフィルタ１０５およびバンドパスフィルタ１１０を通過した信号と、３つの経路からの帰還信号（第１、第２、第３の帰還信号）が入力される。第１の帰還信号は、電圧検出部１２５によって電圧検出された信号のうち、Ｌ成分補正部１３５によって高音域の帯域を抑圧され、抵抗１４０を通過した信号である。第２の帰還信号は、電流検出部１５５により電流検出され、反転回路１６０により逆相に反転され、抵抗１６５を通過した信号である。第３の帰還信号は、電圧検出部１２５によって電圧検出された信号のうち、中域Ｑ補正部１３０により中音域の帯域を選択的に通過させた信号である。ハイパスフィルタ１０５のみを通過する入力信号の符号を正とした場合に、合成器１１５０には、バンドパスフィルタ１１０を通過する入力信号、第２帰還信号が正符号で入力される（第２帰還信号は反転回路１１５５と反転回路１６０で二回符号反転される）。第１、第３の帰還信号は負符号で入力される（これらの信号は、反転回路１１５５で符号反転される）。

＜Ｌ成分補正部１３５＞
以下、図１１を参照して帰還量の決め方と、Ｌ成分補正について説明する。図１１は、本実施例の駆動回路のＬ成分補正部１３５における補正について説明する図である。図１１ＡはＬ成分補正部１３５による補正を行う前の各特性を示すグラフである。図１１ＢはＬ成分補正部１３５による補正を行った後の各特性を示すグラフである。図１１Ａ、Ｂにおいて電圧検出部１２５で検出される電圧を実線、電流検出部１５５において検出される電流を破線、帰還量（電圧−電流）を一点鎖線で表示している。図１１に示すように、電圧検出部１２５で検出される電圧は、インピーダンスに寄らず周波数特性が一定であるのに対して、電流検出部１５５において検出される電流は周波数が高くなるにつれ減衰する傾向がある（図１１Ａの領域８）。これは、ボイスコイルのインダクタンス成分が電流検出に影響したことによる。これにより領域９に示すような高周波帯域における帰還量が認められる。高周波帯域における帰還量が残ったままでは、駆動回路が不安定動作となる可能性がある。そこで、ボイスコイルのインダクタンス成分を打ち消すような補正を電圧検出側で行うことにより、不安定動作となる帯域を帰還させない工夫が必要となる。図１１Ｂに示すように、Ｌ成分補正部１３５において、高周波数帯域における電圧検出量を電流検出量の傾きに合わせるように補正することで、高周波帯域における帰還量をほとんどなくすことができる。

上述した駆動回路１０は、シングルエンド型の増幅器を用いた場合の構成である。次に図２を参照して増幅器をＢＴＬ型（ブリッジ接続負荷型）とした場合の駆動回路の構成について説明する。図２は本実施例の駆動回路２０の電気的構成を示すブロック図である。図２に示すように、本実施例の駆動回路２０は、駆動回路１０におけるシングルエンド型増幅器１２０の代わりにブリッジ接続負荷型増幅器２２０を備える構成である。また本実施例の駆動回路２０は、駆動回路１０における電圧検出部１２５、電流検出部１５５の代わりに電圧検出部２２５、電流検出部２５５を備える。ブリッジ接続負荷型増幅器２２０は、正相信号オペアンプ２２０５と、反転回路２２１０と、逆相信号オペアンプ２２１５を含む構成である。電圧検出部２２５は、正相信号オペアンプ２２０５とスピーカ負荷（ＺＬ）１４５の接続点Ｙと、逆相信号オペアンプ２２１５と電流検出用抵抗（ＺＳ）１５０の接続点Ｚの電位差を検出する。駆動回路２０の他の要素については、駆動回路１０と共通している。なお、駆動回路１０、２０を搭載するスピーカはバスレフ（バス・レフレックス）型スピーカであり、比較的小型のエンクロージャを有するものとする。

以下、図３、図４を参照して、駆動回路２０の周波数特性について説明する。図３、図４は、駆動回路２０の各点における周波数特性をシミュレーションした結果を表す図である。図３、図４は縦軸を増幅率［ｄＢ］、横軸を周波数［Ｈｚ］としてプロットしたグラフである。シミュレーションしたポイントは、図２に示すＡ〜Ｇの７点とし、図２に×印で示した部分はシミュレーションの際に回路上で切り離した。なお、Ｆ点のシミュレーションのときは、第１帰還信号と第２帰還信号を切り離している×印を結線した。。当シミュレーションにおいてスピーカ負荷（ＺＬ）１４５は、共振周波数８０Ｈｚ、箱の内容積１Ｌのバスレフ構造のエンクロージャに取り付けられているものとする。ハイパスフィルタ１０５は、入力信号における超低域の周波数帯域の無駄な振幅を抑圧するために設けられている。例えばハイパスフィルタ１０５のカットオフ周波数を９０Ｈｚ、減衰傾度を１２ｄＢ／ｏｃｔとすることができる。図２のＡ点の周波数特性は図３Ａのようになる。バンドパスフィルタ１１０は、帰還によって減衰した帯域と等価な帯域を通過させるバンドパスフィルタであって、例えばピーク周波数を１００Ｈｚとし、減衰傾度を６ｄＢ／ｏｃｔとすることができる。図２のＢ点の周波数特性は図３Ｂのようになる。前述したように、電圧検出部２２５は、接続点Ｙと接続点Ｚの電位差を検出する。図２のＣ点の周波数特性は図３Ｃのようになる。図２のＣ点を通過する信号は、高域になるにつれ、位相余裕がなくなり、動作が不安定となる可能性がある。そこで、Ｌ成分補正部１３５において、図２のＣ点を通過する信号の高帯域を抑圧する。従ってＬ成分補正部１３５はローパスフィルタといえる。例えば、Ｌ成分補正部１３５のカットオフ周波数を３〜４ｋＨｚ、減衰傾度を３ｄＢ／ｏｃｔとすることができる。図２のＤ点の周波数特性は図３Ｄのようになる。なお、第１の帰還信号は、ミキサ１１５の反転回路１１５５により負符号に反転されていることに注意する。次に、電流検出部２５５はスピーカ負荷（ＺＬ）１４５に流れる電流ＩＬを検出する。図２のＥ点の周波数特性は図４Ｅのようになる。図４Ｅに示すように、図２のＥ点を通過する信号は、５０Ｈｚ近傍、２００Ｈｚ近傍において−１０ｄＢ以下に抑圧される一方、１００Ｈｚ近傍においては、１５ｄＢ程度に増幅される。なお、図２のＥ点を通過する信号は、予めミキサ１１５の反転回路１１５５により負符号に反転されているが、反転回路１６０において再度反転され、正符号の第２の帰還信号となる。

図２のＦ点の周波数特性は図４Ｆのようになる。図４Ｆに示すように、図２のＦ点では、５０Ｈｚ近傍では約−２０ｄＢ、２００Ｈｚ近傍において約−１０ｄＢの増幅率となる一方、８０Ｈｚ近傍においては、約−５５ｄＢ程度の増幅率となる。このように図２のＦ点では、増幅率のピークが二つ含まれ、これらはバスレフのダクト共鳴による最低共振周波数における増幅率の局所的歪み（盛り上がり）、エンクロージャを小型にしたことによるエンクロージャの最低共振周波数近傍の増幅率の局所的歪み（盛り上がり）の平坦化に寄与する。

一方、図２のＧ点の周波数特性は、図４Ｇのようになる。中域Ｑ補正部１３０は、第１、第２の帰還信号などによる周波数特性の補正によって生じた中域の周波数特性の劣化を補うことを目的とした構成であり、例えば１００〜５００Ｈｚの周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタといえる。なお、第３の帰還信号は、ミキサ１１５の反転回路１１５５により負符号に反転されている。

以下、図５を参照して従来のスピーカの周波数特性の例と、本実施例の駆動回路１０（２０）により改良されたスピーカの周波数特性について説明する。図５は、従来の小型バスレフ型スピーカの周波数特性の例と、本実施例の駆動回路１０（２０）を用いた小型バスレフ型スピーカの周波数特性の例を示す図である。図５Ａに示すように、従来の小型バスレフ型スピーカでは、バスレフのダクト共鳴による最低共振周波数近傍（図の５０Ｈｚ付近）において周波数特性が不均一になりやすいこと、エンクロージャを小型化することによってエンクロージャの最低共振周波数近傍（図の２００Ｈｚ付近）において周波数特性が不均一になることがしばしば問題となる。そこで本発明のように、電圧検出した信号（負符号）と電流検出した信号（正符号）とを帯域選択して帰還させ、バンドパスフィルタ１１０、中域Ｑ補正部１３０により中域のＱに補正を施すことにより、図５Ｂのように低域から高域まで平坦な周波数特性をもつ小型バスレフ型スピーカを実現することができる。

図６を参照してさらに詳細に説明する。図６は、周波数特性の変化の過程を説明する図である。図６Ａは、無限大バッフル型スピーカ、又はスピーカユニットを巨大な密閉箱に格納したスピーカの周波数特性をシミュレーションしたグラフである。ｆ０は、ユニット単体の最低共振周波数である。無限大バッフル型スピーカでは、単体ユニットとほぼ同等の周波数特性が得られる。図６Ｂは、図６Ａにおけるスピーカユニットを小型の密閉箱に格納した場合の周波数特性をシミュレーションしたグラフである。ｆｃは、密閉箱の最低共振周波数である。このシミュレーション結果では、密閉箱の内容積が小さいので、ユニット単体の最低共振周波数ｆ０もｆｃの位置に上昇し、Ｑは最も平坦な条件である０．７以上に上昇している。図６Ｃは、図６Ｂの密閉箱をヘルムホルツ共鳴構造（バスレフ型）にした場合の周波数特性をシミュレーションしたグラフである。ｆｐはダクト共鳴による最低共振周波数である。図６Ｃに示すように、ｆｐ近傍の周波数領域では、スピーカユニットの動作が低減されるものの、ポートの音圧も総合特性も複雑になることが分かる。図６Ｄは、図６Ｃの状態（スピーカユニットを小型バスレフ型のエンクロージャに格納した状態）で、スピーカユニットに速度帰還をかけた状態の周波数特性をシミュレーションしたグラフである。より具体的には、図６Ｄは駆動回路１０（２０）におけるバンドパスフィルタ１１０、中域Ｑ補正部１３０を除いた構成における周波数特性のシミュレーション結果である。つまり図６Ｄは、前述したハイパスフィルタによる超低域の周波数を抑圧する補正と、第１、第２の帰還信号による補正が加えられたシミュレーション結果である。図６Ｄに示すように、エンクロージャの内容積が小さい場合であってもＱを最も平坦な条件である０．７以下に設定できるので、周波数特性の平坦化が容易になる。また図６Ｄのシミュレーション結果の場合、ポートの音圧も単峰特性となるので、総合特性も比較的素直な特性となる。図６Ｅは、図６Ｄの状態で、周波数特性最適化補正を施した状態の周波数特性をシミュレーションしたグラフである。より具体的には、図６Ｅは、バンドパスフィルタ１１０、中域Ｑ補正部１３０を含む駆動回路１０（２０）の全ての構成要件によって、周波数特性を補正した場合のシミュレーション結果である。図６Ｅに示すようにエンクロージャの内容積が小さい場合であっても、無限大バッフルと同等の低域再生を得ることが出来る。スピーカユニットの動作は共鳴器の出力分だけ軽減され、ｆｐ近傍の周波数領域では、振動板はほとんど停止する。

次に、図７を参照して駆動回路１０の電流検出部１５５の構成について詳細に説明する。図７は、シングルエンド型増幅器１２０と接続される電流検出部１５５の回路図である。図７に示すように電流検出部１５５は、オペアンプ１５５５を含む構成である。シングルエンド型増幅器１２０のオペアンプ１２０５の出力端は、スピーカ負荷（ＺＬ）１４５と接続される。スピーカ負荷（ＺＬ）１４５の二次側は、電流検出用抵抗（Ｒ１）１５０に接続される。本実施例では、Ｒ１は例えば０．２２［Ω］とすることができる。電流検出用抵抗（Ｒ１）１５０の二次側は、シングルエンド型増幅器１２０内のグラウンドに接続される。電流検出用抵抗（Ｒ１）１５０の入力端と、オペアンプ１５５５の負入力端とが抵抗Ｒ３を介して接続される。電流検出用抵抗（Ｒ１）１５０の出力端と、オペアンプ１５５５の正入力端とが抵抗Ｒ２を介して接続される。Ｒ２、Ｒ３は例えば１ｋ［Ω］とすることができる。抵抗Ｒ２とオペアンプ１５５５の接続点は抵抗Ｒ４を介してグラウンドに接続される。抵抗Ｒ３とオペアンプ１５５５の接続点は抵抗Ｒ５を介して、オペアンプ１５５５の出力側に接続される。Ｒ４、Ｒ５は例えば１０ｋ［Ω］とすることができる。なお、図７においては、スピーカと抵抗の間の電圧を測定することで電流検出する構成としたが、これに限らず、差動増幅器を用いることで、パワーアンプ出力とスピーカの間に抵抗を挿入して抵抗の両端の電位差を測定することでも、電流検出することが可能である。

次に、図８を参照して駆動回路２０の電流検出部２５５の構成について詳細に説明する。図８は、ブリッジ接続負荷型増幅器２２０と接続される電流検出部２５５の回路図である。図８に示すように電流検出部２５５は、オペアンプ１５５５を含む構成である。正相信号オペアンプ２２０５（正相信号を増幅するオペアンプ）の出力端は、スピーカ負荷（ＺＬ）１４５の一次側と接続される。逆相信号オペアンプ２２１５（逆相信号を増幅するオペアンプ）の出力端は、スピーカ負荷（ＺＬ）１４５の二次側と接続される。スピーカ負荷（ＺＬ）１４５と並列に、スピーカの駆動電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ４、Ｒ３の直列回路と、分圧抵抗Ｒ５、Ｒ２の直列回路が設けられている。抵抗Ｒ１の１次側は、分圧抵抗Ｒ４、Ｒ３の直列回路の二次側と接続され、抵抗Ｒ１の２次側は、分圧抵抗Ｒ５、Ｒ２の直列回路の二次側と接続されている。Ｒ２〜Ｒ５は、例えば２．２ｋ［Ω］とすることができる。分圧抵抗Ｒ４とＲ３の接続点は、オペアンプ１５５５の負入力端と接続される。分圧抵抗Ｒ５とＲ２の接続点は、オペアンプ１５５５の正入力端と接続される。オペアンプ１５５５の正入力端は、抵抗Ｒ７、電圧計Ｖ１を介してグラウンドに接続される。オペアンプ１５５５の負入力端は抵抗Ｒ６を介して、オペアンプ１５５５の出力側に接続される。Ｒ６、Ｒ７は例えば１０ｋ［Ω］とすることができる。

図８の電流検出回路の原理は以下の通りである。ＢＴＬ出力の２つのアンプの出力は、同電位（ＤＣ１／２Ｖｃｃ）で、同振幅で位相が逆の関係にあるので、双方の出力間に２つの等しい抵抗を接続し、その中点はＧＮＤから見れば、信号分は打ち消され、ＤＣ（１／２Ｖｃｃ）のみとなる。従って電流検出抵抗の前後で同様な接続をし、その双方の中点電位を引き算器で演算すれば、引き算器には、出力電圧分は除去され、電流検出分しか扱わなくなる。よってダイナミックレンジが広くなり、素子感度を下げることができる。

［変形例］
以下、図９、図１０を参照して実施例１の変形例について説明する。図９は、実施例１の駆動回路１０の変形例である駆動回路１０Ａの電気的構成を示すブロック図である。図１０は、実施例１の駆動回路２０の変形例である駆動回路２０Ａの電気的構成を示すブロック図である。図９、図１０に示すように、中域Ｑ補正部１３０は、ハイパスフィルタ１０５とミキサ１１５の間にあってもよい。この場合、中域Ｑ補正部１３０は、ハイパスフィルタ１０５により帯域通過された入力信号の帯域のうち中音域の帯域を選択的に通過させて出力する。合成器１１５０は、中域Ｑ補正部１３０により帯域通過された入力信号に対して第１、第２の帰還信号を合成する。

上述の駆動回路１０、２０（１０Ａ、２０Ａ）については、図１、図２（図９、図１０）に開示した電気的構成に限らず、他の電気的構成も考えられる。例えば、上述の駆動回路１０、２０（１０Ａ、２０Ａ）からハイパスフィルタ１０５、バンドパスフィルタ１１０、中域Ｑ補正部１３０のうちの何れかの構成、又は何れか２つ以上の構成を省略してもよい。例えば、バンドパスフィルタ１１０と中域Ｑ補正部１３０を省略した場合、その特性は図６Ｄに開示した通りであり、小型バスレフ型スピーカに用いる駆動回路として実用に十分な平坦性を確保できている。

このように実施例１およびその変形例の駆動回路によれば、特定帯域にのみ電流帰還、電圧帰還をかけることで、発振が起こりにくくなり、安定かつ簡易に、精度よくスピーカの特性を改善することが出来る。また、実施例１およびその変形例の駆動回路は複数のフィルターを組み合わせることでその周波数特性を改善しているため、小型エンクロージャのスピーカであっても、広帯域に渡り周波数特性を平坦化することができる。

１０ 駆動回路
１０５ ハイパスフィルタ
１１０ バンドパスフィルタ
１１３ ＶＣＡ
１１５ ミキサ
１１５０ 合成器
１１５５ 反転回路
１２０ シングルエンド型増幅器
１２０５ オペアンプ
１２５ 電圧検出部
１３０ 中域Ｑ補正部
１３５ Ｌ成分補正部
１４０ 抵抗
１４５ スピーカ負荷
１５０ 電流検出用抵抗
１５５ 電流検出部
１５５５ オペアンプ
１６０ 反転回路
１６５ 抵抗
２０ 駆動回路
２２０ ブリッジ接続負荷型増幅器
２２０５ 正相信号オペアンプ
２２１０ 反転回路
２２１５ 逆相信号オペアンプ
２２５ 電圧検出部
２５５ 電流検出部
１０Ａ 駆動回路
２０Ａ 駆動回路

Claims (5)

1. 入力信号を帯域通過させるハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタにより帯域通過された入力信号に第１の帰還信号と第２の帰還信号を合成する合成器と、前記合成器で合成された信号を逆相に反転する反転回路を含むミキサと、
   前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器で増幅された信号が入力されるスピーカ負荷と、
   前記スピーカ負荷の電圧を検出する電圧検出部と、
   前記電圧検出部で検出された信号を帯域通過して前記第１の帰還信号として出力するＬ成分補正部と、
   前記スピーカ負荷に直列に接続された、オーム則に従う素子と、
   前記素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された信号を逆相に反転して、前記第２の帰還信号として出力する反転回路を含む
   駆動回路。
2. 入力信号に第１の帰還信号と第２の帰還信号と第３の帰還信号を合成する合成器と、前記合成器で合成された信号を逆相に反転する反転回路を含むミキサと、
   前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器で増幅された信号が入力されるスピーカ負荷と、
   前記スピーカ負荷の電圧を検出する電圧検出部と、
   前記電圧検出部で検出された信号を帯域通過して前記第１の帰還信号として出力するＬ成分補正部と、
   前記スピーカ負荷に直列に接続された、オーム則に従う素子と、
   前記素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された信号を逆相に反転して、前記第２の帰還信号として出力する反転回路と、
   前記電圧検出部で検出された信号を帯域通過して前記第３の帰還信号として出力する中域Ｑ補正部を含む
   駆動回路。
3. 請求項１に記載の駆動回路であって、
   前記ハイパスフィルタにより帯域通過された入力信号を帯域通過させるバンドパスフィルタをさらに含み、
   前記合成器は、前記ハイパスフィルタにより帯域通過された入力信号に、さらに前記バンドパスフィルタにより帯域通過された入力信号を合成する
   駆動回路。
4. 請求項１又は３に記載の駆動回路であって、
   前記電圧検出部で検出された信号を帯域通過して第３の帰還信号として出力する中域Ｑ補正部をさらに含み、
   前記合成器は、前記ハイパスフィルタにより帯域通過された入力信号にさらに前記第３の帰還信号を合成する
   駆動回路。
5. 請求項１又は３に記載の駆動回路であって、
   前記ハイパスフィルタにより帯域通過された入力信号を帯域通過させる中域Ｑ補正部をさらに含み、
   前記合成器は、前記中域Ｑ補正部により帯域通過された入力信号に対して前記合成を行う
   駆動回路。

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