JP6436311B2 - 多数のｄｃソースを有する両方向エネルギーコンバータ｛ｂｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｅｎｅｒｇｙ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｄｃ ｓｏｕｒｃｅｓ｝ - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも１つのＡＣソースと別途のＤＣソースを有する両方向積層電圧源に関し、具体的には、オフグリッドとオングリッドで動作できるＤＣストレージ素子を備えたシステムに使用する装置と方法を含み、別途のＤＣソースとＡＣソースを有する両方向積層電圧源に関する。このような技術分野は貯蔵が可能な発電分野、電気自動車、エネルギー貯蔵装置、データセンター電力管理のためのＵＰＳおよびモータドライブがあるが、これらに限定されない。

米国特許第７，７９６，４１２号に紹介された電力変換装置は、電力ステージごとに各々ＤＣ入力電力をＤＣ出力電力に変換できる少なくとも２個の電力ステージ、第１ＤＣ電力に基づいて、第１ＤＣ電力を第２ＤＣ電力に変換する電力ステージを選択するコントローラ、および電力ステージに連結されて第２ＤＣ電力をＡＣ電力に変換する出力回路を有する。

米国特許第８，０８９，１７８号に紹介されたＰＡＭＣＣ（ｐｕｌｓｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は個別のＤＣソースに連結され、直流電流を受けて３個の出力端子からパルス幅変調電流を供給し、各端子の電流は互いに１２０度の位相差をなす。これらのパルスはパルスシーケンスに変調された信号に対して高周波で生産される。パルスシーケンスに変調された信号は低周波正弦波やＤＣを含む他の周波数波形の一部分をなす。各位相出力が類似するＰＡＭＣＣの出力に並列に連結される時、ＰＡＭＣＣの配列が形成され、各電圧位相の出力パルスは他のＰＡＭＣＣの該当電流出力パルスに対して位相差がある。ＰＡＭＣＣの配列は分散型３相多相インバータを形成し、インバータの全体出力は各々の位相において各々のＰＡＭＣＣによって変調された電流パルス振幅の復調された和となる。

上記の２つの方式においては、並列グリッドに高電圧スイッチング素子を用いなければならない。この方式の短所は、高電圧設計による半導体素子の高費用、および高いスイッチング損失による相対的に低い作動周波数にある。また、低いスイッチング周波数のために高価の大型低域通過フィルタが必要である。

本発明はこのような問題点を考慮して導き出されたものであり、ＡＣ電力システムに使用できるように高いスイッチング周波数と高効率で動作できるインバータを提供することをその目的とする。

本発明は電力変換方法と装置を提供する。このシステムはグリッドストレージ装置、無停電電力供給、電気自動車動力装置などを含む多数の作動オプションを支援する。このために、マルチプルＤＣソース両方向エネルギーコンバータは、多数のＤＣ電力源、１つのＡＣ電力源、インダクタに連結されている少なくとも２個のフルブリッジコンバータを有し、ＤＣ電力源に各々連結される１つ以上の積層ＡＣ位相、およびフルブリッジコンバータに連結され、フルブリッジコンバータのスイッチング素子の作動順序を制御することによって、一方向に電圧源インバータとして動作した時には正弦波型電圧波を生成するか、反対方向に全波（ｆｕｌｌ−ｗａｖｅ）アクティブ整流器として作動した時には一定のＤＣ出力を出すようにするローカルコントローラを含む。

また、マルチプルＤＣソース両方向エネルギーコンバータは、多数のＤＣ電力源、１つのＡＣ電力源、各々ＤＣ電力源に連結され、１次ノードと２次ノード、ポジティブノードとネガティブノード、ポジティブノードとネガティブノードとの間に並列に連結された電圧支援器、および１次ノードと２次ノードとの間に連結されたインダクタを有し、ポジティブノードとネガティブノードとの間にＤＣ電力源が連結されている２個以上のフルブリッジコンバータ、多数のフルブリッジコンバータを有する少なくとも１つの積層ＡＣ位相、ローカルコントローラ、およびローカルコントローラと通信するシステムコントローラを含み、各々のフルブリッジコンバータは互いに直列連結され、フルブリッジコンバータのうちの１つの２次ノードは他のフルブリッジコンバータの１次ノードに連結され、前記直列連結に第１フルブリッジコンバータと最終フルブリッジコンバータが形成され、各々のＡＣ位相は入力ノードが前記第１フルブリッジコンバータの１次ノードにあり、出力ノードが前記最終フルブリッジコンバータの２次ノードにあり、前記ＡＣ位相にＡＣ電力源が連結され、前記ローカルコントローラは各々のフルブリッジコンバータに連結されてフルブリッジコンバータ内のスイッチング機器の作動順序を制御して、一方向に電圧源インバータとして動作した時に正弦波型電圧波形を生成するか、反対方向に全波アクティブ整流器として作動した時に一定のＤＣ出力を生成し、システムコントローラはローカルコントローラの構成、活性化、非活性化および動作モードの選択のためのシステム制御信号を生成する。

また、ＡＣ電力システムに電力を供給するＤＣ電圧源は、１次ノードと２次ノード、ポジティブノードとネガティブノード、ポジティブノードとネガティブノードとの間に並列に連結された電圧支援器、およびポジティブノードとネガティブノードとの間に連結されたＤＣソースを有する多数のフルブリッジインバータ、前記フルブリッジインバータを多数有する少なくとも１つの積層インバータ位相として、各々の積層インバータ位相のフルブリッジインバータの各々は他のフルブリッジインバータの１次ノードに連結された１つのフルブリッジインバータの２次ノードに直列に連結され、このような直列連結が第１フルブリッジインバータと最終フルブリッジインバータを形成し、各々の位相は第１フルブリッジインバータの１次ノードに入力ノード、そして最終フルブリッジインバータの２次ノードに出力ノードを有する少なくとも１つの積層インバータ位相、各々のフルブリッジインバータに連結され、フルブリッジインバータに対する制御信号を生成して正弦波型電圧波を出力するようにし、前記フルブリッジインバータと共にＢＩＵ（ｂａｓｉｃ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｕｎｉｔ）を構成するローカルコントローラ、および各々のＢＩＵのローカルコントローラと通信し、ＢＩＵの構成、活性化、非活性化および作動モードの選択のためのシステム制御信号を生成するシステムコントローラを含む。システムは、多数のＤＣソースの平均ＤＣ電圧を基準ＤＣ電圧と比較して第１エラー信号を生成し、前記検知された平均ＡＣ電流を平均ＤＣ電流と比較して第２エラー信号を生成し、正弦波型電圧波に対する第１、第２エラー信号に基づいてフルブリッジインバータを活性化−非活性化させる。この方法は下記のように行われる。この方法において、多数のＤＣソースのＤＣ電圧と電流を検知して電力を計算し、このようなＤＣ電圧と電流の平均値を基準ＤＣ電圧および電流と比較し、前記平均値を前記検知された平均ＡＣ電流と比較し、第２エラー信号からの位相変調信号とＡＣライン電圧の検知周期を生成する。ＡＣライン電圧の周期はＰＬＬ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）を用いて検知する。この方法は、変調指数を決定し、このような変調指数の基準テーブルを提供する。一方、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いて位相変調信号からスイッチング素子の作動信号を計算しても良い。この方法は、ＢＩＵとシステムコントローラとの間の通信を利用してＢＩＵ作動範囲を調節し、必要に応じて各々のＢＩＵの活性化／非活性化を決定する。また、１つの導体を用いて多数のフルブリッジインバータを直列に連結しても良い。

システムコントローラは、１つのＢＩＵは電流源として用い、多数のＢＩＵは電圧源として用いても良い。

また、システムコントローラは電圧源として動作する多数のＢＩＵを制御しても良い。

このシステムは下記の特徴を有する。３個の積層インバータ位相を用いてワイ（Ｙ）結線やデルタ（Δ）結線で連結しても良い。

各々のＢＩＵは各々のステージが故障する場合に出力を選択的に短絡するスイッチを備え、残りの直列連結されたＢＩＵを続けて作動するようにする。フルブリッジインバータは第１スイッチングペアと第２スイッチングペアを有し、各々のスイッチングペアは電流流れを調節する多数のスイッチング手段を有し、各々のスイッチング手段は第１端部と第２端部を有し、前記第１スイッチングペアはフルブリッジインバータのポジティブノードに前記第１端部を連結した多数のスイッチング手段を有し、前記第１スイッチングペアのスイッチング手段のうちの１つの第２端部は前記１次ノードに連結され、残りのスイッチング手段の第２端部は前記２次ノードに連結され、前記第２スイッチングペアの多数のスイッチング手段は第２端部においてフルブリッジインバータのネガティブノードに連結され、第２スイッチングペアのスイッチング手段のうちの１つの第１端部は前記１次ノードに連結され、第２スイッチングペアの残りのスイッチング手段の第１端部は前記２次ノードに連結される。１次ノードはインダクタに連結されても良い。２次ノードがインダクタに連結されても良い。ＡＣグリッド位相にＢＩＵを同期化するのに用いるローカルＡＣ電圧基準を生成するために１次ノードと２次ノードとの間にキャパシタを連結する。各々のＢＩＵはキャパシタがある時のライン周波数を検知する。キャパシタは各々の素子が故障した時の逆電流流れに対する短期間の保護をする。スイッチング素子はゲートターンオフ素子とアンチパラレル素子であり、互いに対して並列に逆バイアスして連結される。ゲートターンオフ素子は、ゲートターンオフサイリスタ（ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＥＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）、ＪＦＥＴ（ｊｕｎｃｔｉｏｎ ｇａｔｅ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ制御サイリスタ、ＢＪＴ（ｂｉｐｏｌａｒ ｊｕｎｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴターンオフサイリスタ、ＧａＮ（ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ）トランジスタ、ＳｉＣ（ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｏｎ）トランジスタからなる群から選択された素子を含む。アンチパラレル素子はダイオードである。各々のフルブリッジインバータは、キャパシタ、バッテリー、燃料電池、太陽電池、太陽電池モジュールまたはバイオ電池に連結されても良い。ＢＩＵ内のフルブリッジインバータとＤＣ電力源との間に昇圧／減圧調節回路を配置しても良い。太陽電池を含むＤＣソースに用いた時、各々のＢＩＵ内のＤＣ電圧に課せられたＡＣ電圧変調を能動フィルタにより分離しても良い。グリッド電圧と位相を一致させるのに用いられるＢＩＵの個数は可変的である。ＢＩＵごとにＤＣ電力が異なっても良い。ＢＩＵの変数は各々の位相に用いられても良い。

また、多数のＤＣソースを正弦波型電圧波に変換する方法は、積層位相をＡＣグリッドに連結する箇所においてグリッドＡＣ電圧を検知するステップ、システムコントローラが積層ＢＩＵのＡＣ始動電圧を計算するステップ、電力を計算し、最大電力点追跡アルゴリズムを実現し、基準ＤＣ電圧を生成するステップ、前記入力ＤＣ電圧の平均を求めるステップ、前記平均ＤＣ電圧を基準ＤＣ電圧と比較するステップ、このような比較から第１エラー信号を生成するステップ、ＤＣ電圧源の平均ＤＣ電圧を検知されたＡＣ電流と比較するステップ、このような比較から第２エラー信号を生成するステップ、第２エラー信号から位相変調信号を生成するステップ、前記ＡＣライン電圧の周期に直接関連した位相基準信号を生成するステップ、前記位相基準信号を用いてフルブリッジインバータ用の多数の作動基準信号を生成するステップ、変調指数を決定するステップ、および変調指数の基準テーブルを提供するステップを含む。リレー、固体素子スイッチなどの出力短絡手段は選択事項である。各ＢＩＵは、直列連結されたＢＩＵが故障するか作動に必要なＤＣ入力電力を有しないためにシステムが動作しない可能性を防止する短絡手段を有しても良い。短絡手段の制御はローカルコントローラやシステムコントローラによる。システムコントローラは、積層ＢＩＵによる発電以前に各々のＢＩＵの同期化のために位相基準信号を出す電流制限器が取り付けられた少なくとも１つの並列スイッチを閉じても良い。

一方、多数のＤＣソースを正弦波型電圧波に変換する方法は、多数のＤＣソースの平均ＤＣ電圧を検知するステップ、および検知されたＤＣ電圧に基づいて多数のフルブリッジインバータを活性化／非活性化するステップを含んでも良い。この方法ではＢＩＵとシステムコントローラとの間の通信が行われ、ＡＣ電圧を検知し、電圧がシステムコントローラの計算範囲を外れれば、第１電圧基準信号を生成する。また、電圧が前記範囲内にあれば、第１電流基準信号を生成する。また、ＡＣ電圧の平均を求め、この平均値を基準ＤＣ電圧と比較したり、ＡＣ電流の平均を求め、この平均値を基準ＤＣ電流と比較したりもする。また、使用者の命令信号から位相シフト信号を生成する。また、周期を有するＡＣライン電圧を検知し、この周期に直接関連した位相基準信号を生成する。また、位相基準信号と位相シフト信号を用いて多数のフルブリッジインバータ用の作動信号を生成する。また、変調指数を決定し、変調指数用基準テーブルを提供する。また、位相シフト信号をアップダウンデジタルカウンターに比較して作動信号を決定したりもする。

本発明のシステムは新たに改善された積層電圧源インバータ、具体的には高電圧高電力ＡＣシステムに連結される積層電圧源インバータを提供する。このシステムはグリッドに対してワイ（Ｙ）やデルタ（Δ）型の積層電圧源インバータインターフェースを提供する。このシステムではインバータごとに２個のケーブルだけが必要であり、効率が高く、大きさの調節も可能である。このシステムは単相や３相動作に適用することができる。このシステムは信頼度が高く、波形率（ｆｏｒｍ ｆａｃｔｏｒ）が低く、非常に軽量であり、フレキシブルであり、１つのＢＩＵ構成によっても多数のグリッド電圧と周波数を支援することができる。

グリッドストレージに用いられる電力制御システムの回路図である。 データセンターに適用する電力制御システムの回路図である。 電気自動車に適用される積層インバータの回路図である。 オングリッド（ｏｎ−ｇｒｉｄ）放電用の電力制御システムの回路図である。 オングリッド制御充電用の電力制御システムの回路図である。 ローカルコントローラの放電モードでのフローチャートである。 ローカルコントローラの充電モードでのフローチャートである。 ローカルコントローラで用いるＰＬＬの回路図である。 システムコントローラの放電モードでのフローチャートである。 システムコントローラのバッテリー充電モードでのフローチャートである。 システムコントローラがオフグリッド制御のためのフローチャートである。 ＢＩＵのローカルコントローラがオフグリッド制御をするフローチャートである。 システムコントローラのオフグリッド制御のためのフローチャートである。

本発明は図１のグリッドストレージ、図２のデータセンターおよび図３の電気自動車に適用されるが、これらに限定されない。これらの３つの例は標準バッテリーの充放電に関する必要条件が非常に類似しており、多数の小型バッテリーを用いて電力を集める。場合によっては、数千個を１つにまとめて大型エネルギー貯蔵設備を作ることもできる。本発明は、信頼性と効率が高く、安価で軽量で小型であり、両方向性である。また、両方向性でバッテリー充電変換が可能であり、バッテリー寿命が増加し、補助サービスも強力であり、火災の危険も減る。バッテリーで発生する変換と充放電のために、ＡＣバッテリーの実現が可能であり、モバイル輸送と貯蔵にも適用することができる。本発明は、ＤＣ−ＡＣの低電圧変換とＡＣ−ＤＣの整流が可能であり、新しいシステム制御を利用して電圧を直列に積層して、従来の他の方式より優れた最終電気出力や入力を生産することができる。

図１はグリッドストレージに用いられる電力制御システムの回路図であり、ＢＩＵ（ｂａｓｉｃ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｕｎｉｔ）５２０に電力を供給するバッテリーのような多数のエネルギー貯蔵装置５２２を有する。ＢＩＵはローカルコントローラと、ＬＣ出力フィルタを備えたフルブリッジインバータとから構成され、システムデザインを支援するために他のＤＣ電圧バスが必要である場合にＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備えることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣソース電圧からＤＣバス電圧を上げる昇圧器であるか、下げる減圧器である。ＢＩＵがローカルコントローラと、ＬＣ出力フィルタを備えた、フルブリッジインバータとから構成され、ＤＣソースとＡＣソースとの間にガルバニック絶縁をする両方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータをさらに含むこともできる。

ＢＩＵ５２０は互いに直列に連結され、その出力はローカルコントローラにより制御される。直列連結されたＢＩＵ５２０の出力はスイッチＫ１（５２８）とグリッド５３４に直列な抵抗５２６に連結される。ＢＩＵが信号を用いてグリッド周波数を決定する。一旦、ＢＩＵが同期化して作動すれば、スイッチＫ２（５３０）が閉じられ、ＢＩＵがグリッド５３４に連結される。スイッチ５２８，５３０は固体素子スイッチやリレーであり、システムコントローラの制御下で過電流なしでソフトスタートをする。正常作動中に、システムコントローラは必要であれば特定ＢＩＵにより生産された電力量をアップデートしてＤＣソースバランシング（例；バッテリー）の役割をする。システムは多数の直列連結ＢＩＵを取り扱い、１つのシステムのＢＩＵの最大数と最小数は全ての直列連結フルブリッジインバータにかかった総グリッド電圧と、各々のＢＩＵの最大−最小ＡＣ出力電圧によって決定される。各々のＢＩＵは電圧源の役割をして、効率的なＢＩＵ積層を実現する。システムコントローラは通信チャネルを介してＢＩＵと通信する。通信チャネルは電力線通信チャネルのように有線で連結されるか、Ｚｉｇｂｅｅトランシーバーのように無線であるか、別途の有線を用いることができる。システムコントローラは非正常グリッド状態を検知するアルゴリズムと、スイッチＫ１，Ｋ２を制御して積層されたＢＩＵシステムをグリッドから分離する方法を実行したりもする。

一方、ＢＩＵの１つだけが電流源であり、残りのＢＩＵは電圧源として用いることもできる。

３個の直列連結されたＢＩＵグループを３相インバージョンシステムで構成することもできる。

図２はデータセンターに適用する電力制御システムの回路図である。電力網が断電される場合、Ｋ３（５３０）がパワーグリッドから負荷５４０の連結を切り、ＵＰＳシステムに連結する。このような機能はシステムコントローラ５２４による。パワーグリッドが故障する場合、システムコントローラはＫ１を閉じ、過電流なしでＢＩＵを作動してＵＰＳシステムの作動を開始する。図１と同様に、図２の構成にもＢＩＵ５２０にＤＣ電力を供給するバッテリーのような多数のエネルギー貯蔵装置５２２がある。ＢＩＵ５２０は互いに直列連結され、各ＢＩＵの出力はローカルコントローラの制御を受ける。直列連結されたＢＩＵ５２０の出力も抵抗５２６に直列連結され、この時、スイッチＫ１（５２８）が用いられる。スイッチＫ１はＢＩＵ内のプレチャージキャパシタに制限された電流経路を提供する。スイッチ５３０はグリッド５３４やＩＴ負荷５４０に連結される。スイッチは、第１位置ではＩＴ負荷５４０をグリッド５３４に連結し、第２位置では負荷５４０をＵＰＳに連結する。スイッチ５２８〜５３２は固体素子スイッチやリレーであり、システムコントローラの制御を受ける。このシステムは多数の直列連結されたＢＩＵを取り扱い、各システムのＢＩＵの最大数と最小数は全ての直列連結フルブリッジインバータにかかった総グリッド電圧と、各々のＢＩＵの最大−最小ＡＣ出力電圧によって決定される。ＢＩＵの１つは電流源であり、残りの電流はこの電流の周波数を固定するのに用いられる。残りのＢＩＵは効果的なＢＩＵ積層のために電圧源の役割をする。

一方、Ｋ１スイッチをＩＴ負荷に直接連結してＵＰＳをアイドリングモードで作動することもできる。グリッドが故障すれば、システムコントローラはＫ３は開き、Ｋ２は閉じる。このような変化は非常に速やかに引き起こるため、ＩＴ負荷に対する電力供給の中断がなくなる。

図３は電気自動車に適用される積層インバータの回路図である。図１〜２と同様に、図３の実施形態もＢＩＵ５２０に電力を供給するのにバッテリーのようなエネルギー貯蔵装置５２２を複数利用する。正常状態において、スイッチＫ３（５３５）はモータを両方向コンバータシステムに連結する。Ｋ３（５３５）はグリッドや発電用ブレーキソースに連結されてバッテリーを充電する。この機能はシステムコントローラ５２４による。充電モードにおいて、スイッチＫ１はＢＩＵ内のプレチャージキャパシタに対する制限された電流の経路を提供する。ＢＩＵが動作すれば、システムコントローラはスイッチＫ２（５３０）を連結し、このスイッチはソレノイド５３２の制御を受ける。スイッチ５２８，５３０の出力端にソレノイド５３６の制御を受けるスイッチ５３５が配置される。スイッチ５３５は、第１位置ではグリッド５３４に連結され、第２位置ではモータ５３８に連結される。これらのスイッチは固体素子スイッチやリレーであり、システムコントローラの制御を受ける。システムコントローラ５２４とＢＩＵ５２０との間に提供される通信チャネル５４０は有無線または電力線で連結される。

図４はオングリッド（ｏｎ−ｇｒｉｄ）放電用の電力制御システムの回路図であり、バッテリーのようなエネルギー貯蔵装置５３０がＤＣ出力をフルブリッジインバータ５３２に供給する。フルブリッジインバータ５３２の出力は低域通過フィルタ５３４に供給され、このフィルタはＬＣ（ｉｎｄｕｃｔｏｒ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ）型フィルタである。フィルタ５３４の出力はＡＣ電力グリッドやＡＣ電力バスに供給され、ローカルコントローラ５５０の制御を受ける。システムコントローラ５４０は積層されたＢＩＵの出力電圧と電流を監視する。システムコントローラはインバータ５３２から生じた電圧と電流を調節するためにリミッタ５５８の変数を設定する命令語を通信モジュール５６８に送る。

エネルギー貯蔵装置５３０の電圧と電流はマルチプライヤ５５１の監視を受け、マルチプライヤの出力は電力コントローラ５５６を駆動する加算器５５４に送られ、電力コントローラは比例積分コントローラであっても良い。電力コントローラの出力が基準電流である。電力コントローラ５５６の出力端はリミッタ５５８に連結され、変調指数ｍを出力する。マルチプライヤ５６０はリミッタ５５８とＰＬＬ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋ ｌｏｏｐ）５７０の出力を受け、ｍ ｓｉｎθを出力する。リミッタ５５８とＰＬＬ５７０は低域通過フィルタ５３４を介して供給されるグリッド出力を監視する。マルチプライヤ５６０の出力はフルブリッジインバータ５３２を駆動するＰＷＭドライバーのようなドライバー５６６に供給される。

図５はオングリッド制御充電用の電力制御システムの回路図であり、図４のシステムと類似するが、マルチプライヤ５５１とリミッタ５５８との間にバッテリー電力と電圧信号が追加される。このモードではグリッドのエネルギーによりバッテリーを充電する。

図６はローカルコントローラの放電モードでのフローチャートであり、６１０ステップにおいて最大／最小電圧をシステムコントローラから受けた後、６１２ステップにおいてインバータ出力電圧Ｖｏｍと電流Ｉｏｍを出力する。次に、６１４ステップにおいて出力基準電圧Ｖｏｒｅｆ＝Ｖｏｍｍｉｎであれば、電圧コントローラループが作動する。６１６ステップにおいてエラー信号εがＶｏｒｅｆ−Ｖｏｍに決定されれば、変調指数ｍがｋ１＊ε＋ｋ２＊ε／ｓと計算される（６１８ステップ）。

６１４ステップにおいてＶｏｍがＶｏｍｍｉｎ以上であれば、Ｖｏｍ＞Ｖｏｍｍａｘであるかを決定し（６２０）、そうであれば、基準出力電圧Ｖｏｒｅｆ＝Ｖｏｍｍａｘに、ε＝Ｖｏｒｅｆ−Ｖｏｍにし（６２２）、電圧制御制限ループが作動する。次に、６２４ステップにおいてｍ＝ｋ１＊ε＋ｋ２＊ε／ｓに定める。Ｖｏｍ＞Ｖｏｍｍａｘでなければ、正常電流ループが作動してＩｏｒｅｆ＝Ｉｒｅｆ、ε＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｍにする（６２６ステップ）。次に、ｍ＝ｋ３＊ε＋ｋ４＊ε／ｓにする（６２８ステップ）。

６１８、６２４または６２８ステップにおいて、変調指数ｍが許容範囲にあるかをチェックする。ｍがｍｍｉｎであれば、Ｖｏｍｍｉｎ／Ｖｐであり、ｍｍａｘであれば、Ｖｏｍａｘ／Ｖｐである（６３０ステップ）。次に、６３２ステップにおいてｍ＞ｍｍａｘであるかを判断し、そうであれば、ｍ＝ｍｍａｘにし（６３４）、そうでなければ、ｍ＜ｍｍａｘであるかを判断し（６３６）、ｍ＜ｍｍａｘである場合にｍ＝ｍｍｉｎにする（６３６）。

図７はローカルコントローラの充電モードでのフローチャートである。システムコントローラから最大／最小電圧を受ける（６１０）。次に、インバータ出力電圧Ｖｏｍと電流Ｉｏｍをサンプリングする（６１２）。次に、Ｖｏｍ＜Ｖｏｍｍｉｎであるかを判断し（６１４）、Ｖｏｒｅｆ＝Ｖｏｍｍｉｎであれば、電圧制御ループが作動する。ε＝Ｖｏｒｅｆ−Ｖｏｍにした後（６１６）、ｍ＝ｋ１＊ε＋ｋ２＊ε／ｓを計算する（６１８）。

６１４ステップにおいてＶｏｍがＶｏｍｍｉｎ以上であれば、Ｖｏｍ＞Ｖｏｍｍａｘであるかを判断し（６２０）、そうであれば、Ｖｏｒｅｆ＝Ｖｏｍｍａｘ、ε＝Ｖｏｒｅｆ−Ｖｏｍにし（６２２）、電圧制御制限ループが作動する。次に、ｍ＝ｋ１＊ε＋ｋ２＊ε／ｓにする（６２４）。６２０ステップにおいてｎｏであれば、Ｖｏｍ＞Ｖｂｍａｘであるかをチェックし（６３０）、Ｖｏｍ＞Ｖｂｍａｘでなければ、正常電流ループが作動してＩｏｒｅｆ＝Ｉｒｅｆ、ε＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｍにする（６２６）。次に、ｍ＝ｋ３＊ε＋ｋ４＊ε／ｓにする（６２８）。６３０ステップにおいてＶｏｍ＞Ｖｂｍａｘであれば、Ｖｏｒｅｆ＝Ｖｂｍａｘ、ε＝Ｖｏｒｅｆ−Ｖｏｍ（６３２）、ｍ＝ｋ１＊ε＋ｋ２＊ε／ｓにする（６３６）。

図８はローカルコントローラで用いるＰＬＬの回路図であり、単相電圧（Ｖβ）と内部信号（Ｖα）がパーク変換（αβ−ｄｑ）ブロックの入力として用いられる。パーク変換のｄ軸出力は入力信号の位相と周波数情報を求めるための制御ループに用いられる。Ｖαは逆パーク変換から求められ、このような入力は１次極ブロックを介して供給されたパーク変換（αβ−ｄｑ）のｄ軸とｑ軸出力である。このような極（ｐｏｌｅ）は内部フィードバックループにエネルギー貯蔵要素を導入するのに用いられる。一方、ＰＬＬアルゴリズムをシステムコントローラにおいて運用し、各種通信手段を介してローカルコントローラに同期化信号を供給することもできる。

図９はシステムコントローラの放電モードでのフローチャートである。先ず、直列連結されたｎ個のＢＩＵとの通信を開始する（６６０）。次に、グリッド電圧Ｖｇｍを測定し、始動電圧Ｖｏｍｓ＝Ｖｇｍ／ｎであるかを判断し（グリッド電圧とＢＩＵの個数に基づいて）、ＢＩＵの作動範囲ＶｏｍｍａｘとＶｏｍｍｉｎを決定する（６６２）。次に、スイッチＫ１を閉じ、決定されたＶｏｍｓ、Ｖｏｍｍａｘ、Ｖｏｍｍｉｎを各ＢＩＵに送る（６６４）。

次に、積層インバータ位相電圧Ｖｇｓがグリッド電圧Ｖｇｍ以上であるかを判断し（６６６）、ｎｏであれば、所望の電圧に達するまでに待つ。所望の電圧に達すれば、Ｋ２を閉じる（６６８）。これがｎｒｏ ＢＩＵの電力がＡＣグリッドに供給される正常作動モードである。次に、グリッドに供給された電力Ｐｓが最小作動電力Ｐｍｉｎ以上であるかを判断し（６７０）、持続的な電力供給のために過程が６７０ステップに戻る。ｎｏであれば、スイッチＫ１とＫ２を開き、システムを停止する（６７２）。

図１０はシステムコントローラのバッテリー充電モードでのフローチャートである。先ず、ｎｒｏの直列連結ＢＩＵ各々との通信を開始する（６６０）。次に、グリッド電圧Ｖｇｍを測定し、始動電圧Ｖｏｍｓ＝Ｖｇｍ／ｎであるかを判断し（グリッド電圧とＢＩＵの個数に基づいて）、ＢＩＵの作動範囲ＶｏｍｍａｘとＶｏｍｍｉｎを決定する（６６２）。次に、スイッチＫ１を閉じ、決定されたＶｏｍｓ、Ｖｏｍｍａｘ、Ｖｏｍｍｉｎを各ＢＩＵに送る（６６４）。

次に、スイッチＫ２を閉じる（６６８）。６６８ステップから、充電電流の調整が必要であるかをチェックし（６７０）、必要であれば、特定ＢＩＵの基準電流Ｉｒｅｆを変える（６７２）。６７０や６７２ステップから、充電電力ＰｃｈがＰｍｉｎ以上であるかをチェックし（６７６）、ｎｏであれば、Ｋ１とＫ２を開き、充電になったのでシステムを停止する（６７８）。

図１１はシステムコントローラがオフグリッド制御のためのフローチャートである。入力基準電圧Ｖｍｒｅｆ＝Ｖｇ／ｎにし、ｎは直列連結されたＢＩＵの個数である（７１０）。次に、電流ループを作動し（７１６）、システムコントローラから受けたループ出力と周波数情報に基づいて変調信号を生成する。次に、Ｖｍ＝Ｖｍｒｅｆであるかを判断し（７１８）、そうでなければ、必要な電力がシステムが供給できる電力より大きいかをチェックする（７２０）。最大電力に達しなかったのであれば、電流ループをリランニング（ｒｅ−ｒｕｎ）する（７２４）。一方、最大電力に達したのであれば、最大電力に達したとシステムコントローラに通知する（７２２）。７１８ステップにおいてＶｍ＝Ｖｍｒｅｆであれば、システムコントローラにセットポイント情報を送る（７２６）。

図１２はＢＩＵのローカルコントローラがオフグリッド制御をするフローチャートである。入力基準電圧Ｖｍｒｅｆ＝Ｖｇ／ｎにし、ｎは直列連結されたＢＩＵの個数である（７４０）。次に、ＰＬＬを作動させてＡＣ周波数を固定し、電流ループを作動し（７４２）、ＰＬＬ出力とループ出力に基づいて変調信号を生成する。次に、Ｖｍ＝Ｖｍｒｅｆであるかを判断し（７４４）、そうでなければ、必要な電力がシステムが供給できる電力より大きいかをチェックする（７４６）。最大電力に達しなかったのであれば、電流ループをリランニング（ｒｅ−ｒｕｎ）する（７５０）。一方、最大電力に達したのであれば、最大電力に達したとシステムコントローラに通知する（７４８）。７４４ステップにおいてＶｍ＝Ｖｍｒｅｆであれば、システムコントローラにセットポイント情報を送る（７５２）。

図１３はシステムコントローラのオフグリッド制御のためのフローチャートである。入力基準電圧Ｖｍｒｅｆ＝Ｖｇｒｅｆ／ｎにし、ｎは直列連結されたＢＩＵの個数である（７６０）。Ｖｇｒｅｆはグリッド基準電圧であり、出力周波数を定める。次に、基準電圧情報と出力周波数をＢＩＵに送る（７６２）。次に、Ｖｇ＝Ｖｇｒｅｆであるかを判断し（７６４）、そうでなければ、各々のＢＩＵをチェックして最大電力に達したかを点検する（７６６）。全てのＢＩＵが最大電力より低ければ、出力電圧が低電圧限界値であるかをチェックする（７６８）。出力が最大有能電力より低いＢＩＵに対しては、このようなＢＩＵのターゲット電圧Ｖｍ’を上げる（７７０）。７６４ステップにおいてＶｇ＝Ｖｇｒｅｆであれば、セットポイント電圧に達したとシステムに通知する（７７２）。

オフグリッド電力制御の場合、システムコントローラは、各ＢＩＵの作動電圧と出力周波数を定めた後、１つのＢＩＵにマスタ機能を割り当て、残りのＢＩＵにスレーブ機能を割り当てる。マスタ機能が先に開始し、スレーブＢＩＵに基準周波数の役割をするＡＣ電力を供給する。各々のスレーブはＰＬＬを用いて基準周波数を固定し、自体のＡＣ電力を生産し始める。システムコントローラは電力生産を監視し、必要なＢＩＵ動作を調節する。

ＢＩＵは１つの導体ケーブルとコネクタを用いて直列連結される。１つのケーブルとコネクタだけを用いるので材料費が節減される。各々のＢＩＵは直列連結されたＡＣバスにＡＣ電力を出力する。ＡＣバスはシステムコントローラにつながる。システムコントローラは全てのＢＩＵの出力を連結して１つのＡＣ供給出力を形成する。

ＢＩＵが２個の標準ケーブルとコネクタを有することもできる。２個のケーブル／コネクタだけを用いるので材料費とシステム設置費が節減される。各々のＢＩＵが直列連結されたＡＣバスにＡＣ電力を出力し、ＡＣバスはシステムコントローラに連結される。システムコントローラは全てのＢＩＵの出力を１つに集めて配電盤に供給するＡＣ出力を形成する。

場合によっては、バッテリー集合が使用者の設備内の機器と電力グリッドに対するシステムコントローラを介して多数の直列連結されたＢＩＵに電力を供給することもできる。例えば、家庭では配電盤の回路遮断器やヒューズを介して家庭内の各種回路に電気を分配する。配電盤は電気計器を介して電力グリッドに連結され、電気計器はグリッドに供給される電力量を決定して、配電盤の所有者が電気供給の補償を受けるようにする。

ＢＩＵはローカルコントローラから生じた制御−スイッチング信号に応じてＤＣをＡＣに変換する。ローカルコントローラはＤＣ−ＡＣ信号に応答して制御−スイッチング信号を生産する。その結果、現在のＤＣ−ＡＣ信号状態に合わせて特定の作動モードを利用するようにＢＩＵを最適に制御して、ＤＣソースの充電を調節することによって、ＤＣストレージ要素の寿命を増やし、システムの動作時間を増やすことができる。

このようなＡＣバスとＢＩＵを用いて、使用者の必要条件に合わせてシステムの大きさを柔軟に調節することができる。

ＤＣエネルギーソースはＡＣブリッジに入力電力を供給する。デカプリングキャパシタはＡＣブリッジのスイッチング変動は勿論、ＡＣグリッドの低周波変動も濾過する。ＡＣブリッジはＰＷＭ制御ハーフブリッジやフルブリッジインバータであり、その出力端子がＡＣフィルタに連結される。ＡＣフィルタは低域通過フィルタであり、高周波ＰＷＭ調波雑音をフィルタリングする。出力回路はＡＣグリッド周波数と分離リレーに対する同期化のための検知回路を実現する。

ある場合は、性能の最適化のためにＤＣバス電圧を調整するのにＤＣ変換ステップが必要である場合もある。例えば、ＤＣリンクキャパシタの作動電圧を上げるのに昇圧回路を用いて、ＡＣ入出力端子のピーク−ピークＡＣ作動電圧を上げることができる。ピーク−ピークＡＣ作動電圧が上昇すれば、必要な積層位相ＡＣ出力電圧を生成するのに用いるシングルレベルインバータの数を減らすことができる。ＤＣリンクキャパシタの作動電圧を下げるには減圧回路を用いる。この場合、ＡＣブリッジに低電圧トランジスタを用いることができるため、１つの積層位相が生産できる電力量は増やし、システム費用は減らすことができる。

ＤＣエネルギーはＤＣ電源から供給され、ＤＣ電源はバッテリー、キャパシタまたはフライングホイールのようにエネルギーを貯蔵することができる。ＤＣ電源の出力はＤＣステージに供給され、ＤＣステージの出力はフィルタによって平滑化されてブリッジ回路に供給される。ブリッジ回路の出力はフィルタに供給され、出力ステージは好適なケーブルを介して他のＢＩＵの出力に直列に連結される。

Claims (20)

1. 複数のＤＣ電力源、
   １つのＡＣ電力源、
   １次ノードと２次ノード、ポジティブノードとネガティブノード、複数のスイッチング手段（Ｑ１〜Ｑ４）、前記ポジティブノードと前記ネガティブノードとの間に並列に連結された電圧支援器（Ｃ１）、前記１次ノードと前記複数のスイッチング手段のサブセットの間に連結されたインダクタ（Ｌｆ）、および前記ポジティブノードと前記ネガティブノードとの間に連結されたＤＣ電力源を、各々が有する２個以上のフルブリッジコンバータ、
   前記フルブリッジコンバータを複数個有する１つ以上の積層ＡＣ位相生成ユニット（ＢＩＵ１−ＢＩＵｎ）、
   複数のローカルコントローラ、および
   前記複数のローカルコントローラの各々と通信するシステムコントローラ、
   を含み、
   各々の前記積層ＡＣ位相生成ユニット内の各々の前記フルブリッジコンバータは互いに直列連結され、前記フルブリッジコンバータのうちの１つの２次ノードは、他の前記フルブリッジコンバータの１次ノードに連結され、前記直列連結により第１フルブリッジコンバータと最終フルブリッジコンバータが形成され、各々の前記積層ＡＣ位相生成ユニットは入力ノードが前記第１フルブリッジコンバータの１次ノードにあり、出力ノードが前記最終フルブリッジコンバータの２次ノードにあり、前記積層ＡＣ位相生成ユニットに前記ＡＣ電力源が連結され、
   前記ローカルコントローラは各々の前記フルブリッジコンバータに連結されて、前記フルブリッジコンバータ内のスイッチング手段の作動順序を制御して、一方向に電圧源インバータとして動作した時に正弦波型電圧波形を生成するか、反対方向に全波アクティブ整流器として作動した時に一定のＤＣ出力を生成し、各々の前記ローカルコントローラは通信用トランシーバと結合され、及び
   前記システムコントローラは各々の前記ローカルコントローラの通信用トランシーバと通信し、各々の前記積層ＡＣ位相生成ユニットと前記ＡＣ電力源との間に直列に連結されるスイッチ（Ｋ１及びＫ２）を介して電力潮流を制御し、各々の前記ローカルコントローラの構成、活性化、非活性化および動作モードの選択のためのシステム制御信号を生成し、前記積層ＡＣ位相生成ユニットの出力電圧が前記ＡＣ電力源の電圧に等しいか、またはそれ以下である場合に、前記スイッチ（Ｋ１及びＫ２）へオンオフ制御信号を提供して、前記フルブリッジコンバータへのＡＣ電力源からの逆潮流を防止する、ことを特徴とする複数のＤＣ電力源を有する両方向エネルギーコンバータ。
2. ３個の前記積層ＡＣ位相生成ユニットをさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
3. ワイ（Ｙ）結線やデルタ（Δ）結線で連結されることをさらに含むことを特徴とする、請求項２に記載の両方向エネルギーコンバータ。
4. 第１極と第２極からなる２極スイッチ、前記第１極に連結されたモータ、および前記第２極に連結された前記ＡＣ電力源をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
5. １つ以上の前記積層ＡＣ位相生成ユニットを前記ＡＣ電力源に連結して、前記ＤＣ電力源を充電するか電気モータに駆動電力を供給するコントローラをさらに含むことを特徴とする、請求項４に記載の両方向エネルギーコンバータ。
6. 各々の前記フルブリッジコンバータが１次ノードと２次ノードに並列に連結されたスイッチを含み、該スイッチは前記フルブリッジコンバータに関連した前記ローカルコントローラや前記システムコントローラの制御を受けて、前記１次ノードと前記２次ノードを短絡することにより、残りの直列連結されたフルブリッジコンバータが作動するようにすることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
7. 各々の前記フルブリッジコンバータが第１スイッチングペアと第２スイッチングペアを有し、各々の前記スイッチングペアが電流流れを制御する複数のスイッチング手段を有することを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
8. 前記１次ノードと前記２次ノードに連結されたキャパシタをさらに含むことを特徴とする、請求項７に記載の両方向エネルギーコンバータ。
9. 前記スイッチング手段が、互いに並列に連結され、反対にバイアスされた、ゲートターンオフ素子とアンチパラレル素子を含むことを特徴とする、請求項７に記載の両方向エネルギーコンバータ。
10. 前記ゲートターンオフ素子が、ゲートターンオフサイリスタ、ＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ（ｊｕｎｃｔｉｏｎ ｇａｔｅ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ制御サイリスタ、ＢＪＴ（ｂｉｐｏｌａｒ ｊｕｎｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、およびＭＯＳＦＥＴターンオフサイリスタからなる群から選択された素子を含むことを特徴とする、請求項９に記載の両方向エネルギーコンバータ。
11. 前記アンチパラレル素子はダイオードであることを特徴とする、請求項９に記載の両方向エネルギーコンバータ。
12. 前記ＤＣ電力源と前記フルブリッジコンバータとの間に昇圧または降圧調節回路が配置されることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
13. 与えられた前記積層ＡＣ位相生成ユニット内のフルブリッジコンバータの個数が可変であることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
14. 前記フルブリッジコンバータが各々異なる電力で動作することを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
15. 各々の前記積層ＡＣ位相生成ユニットの積層フルブリッジコンバータの個数が可変であることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
16. 前記ＤＣ電力源が、バッテリー、キャパシタ、及びフライホイールのエネルギーを貯蔵し供給できる機器であることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
17. 各々の前記フルブリッジコンバータのポジティブノードとネガティブノードが１つ以上のＤＣバッテリーセルに連結され、各々の前記フルブリッジコンバータのローカルコントローラが与えられた充放電プロファイルに基づいてバッテリーの充放電を制御し、このようなプロファイルは前記システムコントローラによって静的や動的に決定されることを特徴とする、請求項１に記載の両方向エネルギーコンバータ。
18. 前記システムコントローラが、基準周波数を生成するマスタモジュールと、前記基準周波数を固定する他のモジュールとを持ってモータを駆動することを特徴とする、請求項４に記載の両方向エネルギーコンバータ。
19. 前記システムコントローラが、電力と駆動基準周波数を動的に制御してモータを調整することを特徴とする、請求項４に記載の両方向エネルギーコンバータ。
20. 前記スイッチング手段の各々が第１端部と第２端部を有し、前記第１スイッチングペアが複数のスイッチング手段を有し、前記スイッチング手段は、第１端部が前記フルブリッジコンバータのポジティブノードに連結され、前記第１スイッチングペアのスイッチング手段のうちの１つの前記第２端部がインダクタ−キャパシタ低域通過フィルタの一端部に連結され、前記インダクタ−キャパシタ低域通過フィルタの他端部は前記１次ノードに連結され、前記第１スイッチングペアの残りのスイッチング手段の第２端部は前記２次ノードに連結され、前記第２スイッチングペアも複数のスイッチング手段を有し、前記スイッチング手段は第２端部が前記フルブリッジコンバータのネガティブノードに連結され、前記第２スイッチングペアのスイッチング手段のうちの１つの第１端部は前記１次ノードに連結され、第２スイッチングペアの残りのスイッチング手段の第１端部は前記２次ノードに連結されることを特徴とする、請求項８に記載の両方向エネルギーコンバータ。