JP6432129B2 - 角度検出装置および角度検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータの回転子の角度を検出する角度検出装置および角度検出方法に関する。

例えばモータを回転位置制御する場合、回転子の回転角度を検出する必要がある。モータの回転子の回転角度は、一般に、モータの回転子の回転軸にロータリエンコーダを接続して検出することができる。この場合、ロータリエンコーダから、モータの回転子の回転角度に応じて変化する１／４周期の位相差を有する２相のパルス信号を得、当該２相のパルス信号のエッジ検出結果と２相のＨｉｇｈ／Ｌｏｗ状態から、相対的なモータの回転子の回転角度を検出することができる。

上記ロータリエンコーダとして光学式エンコーダが用いられることが多い。光学式エンコーダは、外周部に光学窓となるスリットを等間隔に設けた円盤と、円盤のスリットピッチの１／４間隔で配置された２個のフォトインタラプタにより構成される。そして２個のフォトインタラプタの出力信号を２値化することにより、２相のパルス信号を得ることができる。

しかしながら、上記した光学式エンコーダは、スリット円盤とフォトインタラプタという部品が必要であり、さらにそれらの組み付けも必要になるため、これらがコスト増加の原因となる。

そこで、特許文献１に記載の発明では、モータの回転子の回転角度に応じて正弦波状に変化する信号を出力する磁気センサを９０°の位相差を持って２つ配置している。ここでモータの回転子の回転角度をθ、得られる２相の磁気センサ信号出力のＸ相信号をＶｘ、Ｙ相信号をＶｙとする。その場合Ｖｘ、Ｖｙは、それぞれ振幅Ａｘを有する回転角度θについての余弦関数、振幅Ａｙを有する回転角度θについての正弦関数で表わすことができる。これら余弦関数及び正弦関数は、例えば図２０及び、９０°の位相差を有する２相正弦波信号を示す（１）式に示される。なお、磁気センサ信号出力の振幅Ａｘ、Ａｙの差によって誤差が生じるが、ここではこれらは事前に調整されており、Ａｘ＝Ａｙとする。

ここで、磁気センサ出力信号の値Ｖｘ、Ｖｙを検出すると、図２１に示すように、検出したＶｘ、ＶｙがＸＹ平面上に形成するベクトルとＸ軸との角度が、モータの回転子の回転角度θに相当する。そこで、角度探索アルゴリズムを示す（２）式に従う回転変換により、図２１に示すように、所定のステップ角θｓｔｅｐずつ負の回転方向へ繰り返し回転させ、回転したベクトルのＹ成分Ｖｙ'（ｎ）が、正から負へ変化するまで繰り返す。このようにして得られるベクトルの総回転角度θｎが、モータの回転子の回転角度の検出角度になる。以上の動作を周期的に実行することにより、モータの回転子の回転角度を検出することができる。

特許文献１に記載の方法の場合、例えば、ブラシレスモータは転流タイミング検知用に所定の位相差を持って配置された複数のホール素子を備えている。しかし、最も一般的な３相ブラシレスモータにおける転流用のホール素子は、出力信号が互いに１２０°の位相差を有するように配置されている。これに対し上述のようにしてモータの回転子の回転角度の検出を行うためには、９０°の位相差を有する信号を出力するホール素子を追加しなければならない。従ってコイル、回転子、１２０°の位相差を有するホール素子が一体に組み付けられている汎用のモータユニットを使用することはできず、やはりコスト増加の原因となる。

上述した問題に対して、特許文献２では、ベクトル生成部によって、ブラシレスモータに備えられている３つのホール素子が出力する位相差が９０°でない正弦波信号から、（３）式に示す演算を行って位相差が９０°の正弦波信号を合成する。このようにすることで、新たにセンサを追加することなく回転子の回転角度の検出をしている。

特許文献２の方法によりコスト増加は抑えられる一方で、モータの動作をきめ細かく制御するためには、回転子などの回転角度をより高精度に検出することが求められている。

本発明はかかる問題を解決することを目的としている。

すなわち、本発明は、モータの回転子の回転角度を精度よく検出することができる角度検出装置を提供することを目的としている。

上記に記載された課題を解決するために請求項１に記載された発明は、互いに異なる位相差を有するように配置された複数の磁気センサの出力信号に基づいて回転子の回転角度を検出する角度検出手段を有する角度検出装置において、前記磁気センサの出力信号に含まれる前記回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する振幅変動除去手段と、前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値と、前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値と、をそれぞれ時分割で出力する正弦値生成手段と、を有し、前記振幅変動除去手段が、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成手段が出力した前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値に基づいて前記回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する、ことを特徴とする角度検出装置である。

本発明によれば、モータの回転子の回転角度を精度よく検出することができる角度検出装置を提供できる。

ホール素子を備えたモータユニットの概略構成図である。 ホール素子の差動出力信号を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる角度検出装置の構成図である。 ３次高調波が重畳したホール素子の出力信号の波形である。 回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分が重畳したホール素子の出力信号の波形である。 ＵＶＷ軸からＸＹ軸への変換を示す図である。 ２相のパルス信号の生成論理を示す図である。 図３に示された角度検出装置の演算を実行する演算回路の構成図である。 クロック信号とカウント値との関係を示した説明図である。 図８に示された演算回路の制御タイミングを示した表である。 図３に示された角度生成器の構成図である。 図１１に示された正弦データ生成部の構成図である。 本発明の第２の実施形態にかかるモータ駆動装置の全体構成図である。 ホール信号を生成する条件を示す図である。 図１３に示された駆動転流回路の上側アームの構成図である。 図１３に示された変調部の動作を示す図である。 ホール信号と矩形波駆動の相論理を示す図である。 相論理とゲート信号の関係を示す図である。 本発明の第３の実施形態にかかる画像形成装置の一例を示す断面構成図である。 ９０°の位相差を有する２相正弦波信号の波形を示す図である。 従来技術における角度探索アルゴリズムの動作例を示す図である。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態を、図１乃至図１２を参照して説明する。図１は、ホール素子を備えたモータユニットの概略構成図である。図２は、ホール素子の差動出力信号を示す図である。図３は、本発明の第１の実施形態にかかる角度検出装置の構成図である。図４は、３次高調波が重畳したホール素子の出力信号の波形である。図５は、回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分が重畳したホール素子の出力信号の波形である。図６は、ＵＶＷ軸からＸＹ軸への変換を示す図である。図７は、２相のパルス信号の生成論理を示す図である。図８は、図３に示された角度検出装置の演算を実行する演算回路の構成図である。図９は、クロック信号とカウント値との関係を示した説明図である。図１０は、図８に示された演算回路の制御タイミングを示した表である。図１１は、図３に示された角度生成器の構成図である。図１２は、図１１に示された正弦データ生成部の構成図である。

先ず、図１に示すように、ブラシレスモータ１０は、互いに１２０°の位相差を持ち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成されるそれぞれのコイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗ（図１においては省略、図１３参照）を有する。ブラシレスモータ１０は更に、コイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗと対向する位置に配置され、Ｓ極、Ｎ極が交互に並んだ永久磁石を有する回転子１１を有する。ブラシレスモータ１０は、コイル端子１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗからそれぞれコイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗへ、回転角度に応じて適切に転流された電流（駆動電流）が供給されて回転駆動される（詳細については後述する）。なお、本実施形態における回転子１１の永久磁石は図１に示されるように１２極（極ペア数は６）とする。

また図示のように、複数の磁気センサとして３個のホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗが、回転子１１の近傍に固定して配置されており、回転子１１の回転角度位置を検出する。それぞれのホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗは、ゲルマニウムやＩｎＳｂのホール効果を利用して、回転子１１の磁界の変化に応じて変化するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の差動信号ＨＵ＋／ＨＵ−、ＨＶ＋／ＨＶ−、ＨＷ＋／ＨＷ−を出力する。差動信号ＨＵ＋／ＨＵ−、ＨＶ＋／ＨＶ−、ＨＷ＋／ＨＷ−をシングルエンド化することによってアナログホール信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを得る。シングルエンド化とは、差動信号をシングルエンド信号に変換することを言う。これらアナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは図２に示すように回転子１１の回転に応じて正弦波状に変化する。これらアナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗが互いに１２０°の位相差を有する波形になるように、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗは配置されている。なお、図２では仮に３相の振幅を等しく示している。

このとき、本実施形態における回転子１１の磁極数は１２であるため、図２に示す各正弦波は、回転子１１の１回転当たり６周期含まれる。逆に言えば回転子１１の１／６回転が図２に示す各正弦波の１周期に相当する。以下では説明の便宜上、ブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度（θ）を、アナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの正弦波の１周期を３６０°として示す。従って、実際のブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度（機械角）は、このようにしてアナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの正弦波の１周期を３６０°として示された値（θ：電気角）に対し、その１／６の値となる。例えばこのようにしてアナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの正弦波の１周期を３６０°として示された回転角度の値（θ）が３６０°であった場合、実際のブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度はその１／６の６０°ということになる。

なお、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗを駆動するためには、前記差動信号の出力方向及び検出する磁束の方向に対して垂直に電圧を掛ける必要があるが、図２における図示は省略する。そして、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗは、回転子の回転角度に応じて正弦波状に変化する正弦波信号であって、互いの配置位置により位相の異なる正弦波信号を出力する複数のセンサに相当する。

次に、図３を用いて本実施例における角度検出装置２０の構成を説明する。角度検出装置２０は大略、差動アンプ２２、ＡＤ変換器２３、高調波除去部２４、振幅変動除去部２５、ベクトル生成部３０、ベクトル回転部４０、角度生成器５０、２相パルス生成部６５を有している。

ブラシレスモータ１０のホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗからの差動信号を入力された差動アンプ２２は、Ｕ相の差動信号ＨＵ＋／ＨＵ−、Ｖ相の差動信号ＨＶ＋／ＨＶ−をシングルエンド化して、それぞれアナログホール信号Ｈｕ、Ｈｖとして出力する。このとき、アナログホール信号Ｈｕ、Ｈｖの波形は、３相ホール素子の差動出力波形を示す（４）式のように示される。すなわち、上記の如くアナログホール信号Ｈｕ，Ｈｖの正弦波の１周期を３６０°として示された回転子１１の回転角度θ（以下単に「回転角度θ」と称する）に対し、位相が異なる２つの正弦関数で表わされる。ここで、Ｈｕ、Ｈｖの振幅をそれぞれＡｕ、Ａｖとする。なお、本実施形態では、Ｕ相とＶ相の場合で説明するが、Ｗ相と、Ｕ相またはＶ相の２相であってもよい。

次に、差動アンプ２２でシングルエンド化されたアナログホール信号Ｈｕ、Ｈｖは、ＡＤ変換器２３でデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖに変換される。そして、デジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖに対して高調波除去手段としての高調波除去部２４で３次高調波の除去を行う。

３次高調波は図４（ａ）に示すように基本波の３倍周期の正弦波である。ホール信号に、基本波と３次高調波が合成されて図４（ｂ）のような波形が現れる。基本波の３倍であるため、回転角度θが３０°のとき＋方向に、９０°のとき−方向にその振幅分振れることから、ホール信号の３０°、９０°の際のホール信号の大きさから３次高調波の振幅を推定することができる。

振幅の推定は、例えば、ホール信号の３０°のところで３次高調波の振幅分が加算され、９０°のところで３次高調波の振幅分が減算されるので、それをもとに連立方程式を解くことで３次高調波の振幅は算出可能である。また、３次高調波を除去するためには、ホール信号と回転角度との位相差が必要となる。この位相差は、例えば処理を行うごとにホール大きさを調べ、前回との差をみながら信号のピークがどこにあるかを調べれば、そのときのホール信号の位相が９０°なので、そのときの回転角度と９０°との差分が位相差として求めることができる。

現在の回転角度をθとし、回転角度θとデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖとの位相差ｕ０、ｖ０及び３次高調波ゲインＡ３ｕ、Ａ３ｖを予め求めておく。そして（５）式に示すように、これらから算出された正弦値、即ち回転子１１の回転角度の３倍（整数倍）角度に対する正弦値をデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖから減算することで３次高調波の影響を除去することができる。本実施形態では３次高調波成分を除去するので３倍している。また、ホール信号と同周期の回転角度θは後述する検出角度データθｄとして角度検出装置２０内に存在するので、（５）式では回転角度θとデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖの位相差をそれぞれｕ０、 ｖ０と表している。

次に、振幅変動除去手段としての振幅変動除去部２５で、回転子１１の１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する。ホール素子の出力信号（ホール信号）には、回転子１１の１周分の周期を持つ振幅変動成分が重畳されていることが本発明者がホール信号を解析した結果判明した。この回転子１１の１周分の周期を持つ振幅変動成分（以下、振幅変動成分と称する）は、図５（ａ）に示したホール信号に、その整数倍（本実施形態では６倍）の周期の変動波が乗算されたように重畳されて、図５（ｂ）に示す波形となる。これは、例えばブラシレスモータ１０の回転軸の偏心等が原因となって生じる。そして、このような振幅変動成分は、ブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度を検出する際のノイズ成分となり、回転角度の検出精度を低下させていることが判明した。

このような振幅変動成分は、３次高調波成分が除去されたデジタルホール信号をＤｕ０、Ｄｖ０、振幅変動成分とデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖとの位相差をｕ１、ｖ１、振幅変動量Ｋ’としたときＫ＝１／Ｋ’として、（６）式に示す式を演算することによって振幅変動成分の影響を除去することができる。

（６）式は、振幅変動量Ｋ’とすると、回転角度θが１／６周期で変動し、振幅変動とホール信号との位相差をｕ１、ｖ１とすると、図５（ｂ）は、デジタルホール信号ＲｕにＫ´×ｓｉｎ（（θ／６）−ｕ１）が乗算された信号になっているので、その逆数を掛けることで、元のデジタルホール信号Ｒｕを得ている。即ち、（６）式は、デジタルホール信号Ｄｕ０、Ｄｖ０に、回転子１１の回転角度の６分の１（整数分の１）角度に対する正弦値を乗じている。

次に、ベクトル変換手段としてのベクトル生成部３０で、３次高調波成分と振幅変動成分が除去されたデジタルホール信号Ｄｕ、Ｄｖに対して直交するＸＹ平面上のベクトルであるＸ軸成分Ｄｘ、Ｙ軸成分Ｄｙを得る。Ｘ軸成分Ｄｘ、Ｙ軸成分Ｄｙは次の（７）式により得られる。

ここで、図６を用いて（７）式の各式が示す演算の意味を説明する。直交するＸＹ平面上に、Ｘ軸に対して＋６０°の方向にＵ軸を、−６０°の方向にＶ軸をとる。Ｕ軸、Ｖ軸上の長さ１の単位ベクトルＵ、Ｖを考えれば、ベクトル（Ｕ＋Ｖ）はＸ軸上の単位ベクトルＸになり、ベクトル（Ｕ−Ｖ）はＹ軸上の長さ√３のベクトルになる。つまり、Ｄｕ、Ｄｖの相互演算を示す式である（７）式は、１２０°の角をなすＵＶ軸からＸＹ軸座標系への座標変換を示しており、変換後の長さを等しくするために（ＨＡＵ−ＨＡＶ）には１／√３を乗じている（図３では符号Ｇで示している）。

次に、回転演算手段としてのベクトル回転部４０で、Ｘ軸成分Ｄｘ、Ｙ軸成分Ｄｙにより表されるベクトルを、後述する検出角度データθの値に従って回転変換して、それぞれ回転Ｘ軸成分Ｘｄｓｈ、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈとして出力する。

回転Ｘ軸成分Ｘｄｓｈは、Ｘ軸成分Ｄｘと余弦値ｃｏｓθの乗算結果と、Ｙ軸成分Ｄｙと正弦値ｓｉｎθの乗算結果を加算した値である。即ちＸｄｓｈ＝ｃｏｓθ×Ｄｘ＋ｓｉｎθ×Ｄｙの演算がなされる。回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈは、Ｘ軸成分Ｄｘと正弦値ｓｉｎθの乗算結果を、Ｙ軸成分Ｄｙと余弦値ｃｏｓθの乗算結果から減算した値である。即ちＹｄｓｈ＝−ｓｉｎθ×Ｄｘ＋ｃｏｓθ×Ｄｙの演算がなされる。

ここで、（８）式に示す演算は、ベクトル（Ｘ、Ｙ）をベクトル（Ｘ’、Ｙ’）へ時計周り方向へθだけ回転させる１次変換を意味する。（８）式によれば、Ｘ’、Ｙ’はそれぞれ、Ｘ’＝ｃｏｓθ×Ｘ＋ｓｉｎθ×Ｙ、Ｙ’＝−ｓｉｎθ×Ｘ＋ｃｏｓθ×Ｙとして得られる。（８）式による演算と同様に、前述のベクトル回転部４０の演算は、Ｘ軸成分Ｄｘ、Ｙ軸成分Ｄｙの表すベクトルを検出角度データθの値だけ時計回りに回転させることに相当する。また、正弦値ｓｉｎθ及び余弦値ｃｏｓθは、複数の位相を有する基準正弦波に相当する。

次に、検出手段としての角度生成器５０で、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈに基づいて、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈの符号が正ならば回転子１１の回転角度を示す検出角度データθｄを＋方向に、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈの符号が負ならば検出角度データθｄを−方向に補正する。詳細は後述する。

即ち、上述したベクトル生成部３０と、ベクトル回転部４０と、角度生成器５０と、で角度検出手段を構成している。

そして、２相パルス生成部６５で、例えば図７（ａ）に示す生成論理に従い、検出角度データθｄの下位２ビットを参照して、２相のパルス信号ＥＮＣＡ、ＥＮＣＢを更新する。すると、図７（ｂ）に示すような２相のパルス信号ＥＮＣＡ、ＥＮＣＢが出力される。これを図示しないＣＰＵ等が読み取ってブラシレスモータ１０の回転制御を行う。なお、図７（ｂ）は検出角度データθｄが８ビットの例である。

図３に示した構成は、ＡＤ変換器２３のサンプリング周期より数倍高速なクロック生成器を設けると、ＡＤ変換器２３のサンプリング周期の間に、複数サイクルに分けてデータ処理を行うことができる。また、図３の構成の場合、乗算器、加算器、減算器を複数配置するため回路規模が大きくなる。そこで乗算器、加減算器を各１個だけ配置しておき、時分割で演算させたい入力データを乗算器と加減算器に供給することで回路規模を小さくし、安価に構成することができる。その構成例を図８に示す。

図８に示した演算回路１００は、図３に示した高調波除去部２４、振幅変動除去部２５、ベクトル生成部３０、ベクトル回転部４０における各種演算を行う。演算回路１００は、セレクタ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０８と、乗算器１０６と、加減算器１０７と、レジスタファイル１０９、１１１と、デマルチプレクサ１１０、１１２と、演算制御回路１１３と、を有している。

セレクタ１０１は、ＡＤ変換器２３の出力であるデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖと、３次高調波のゲインＡ３ｕ、Ａ３ｖと、振幅変動成分除去時（式３、式４）に用いられる係数Ｋと、１／√３を示すＧと、ｓｉｎθ、ｃｏｓθ、ｓｉｎ（３（θ−ｕ０））、ｓｉｎ（３（θ−ｖ０））、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）のそれぞれの演算結果と、を選択して出力する。なお、ｓｉｎθ、ｃｏｓθ、ｓｉｎ（３（θ−ｕ０））、ｓｉｎ（３（θ−ｖ０））、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）のそれぞれの演算結果は角度生成器５０から入力される。

セレクタ１０２は、セレクタ１０１の出力とレジスタファイル１０９の出力から選択して乗算器１０６の一方の入力ＭＡへ出力する。セレクタ１０３は、セレクタ１０１の出力とレジスタファイル１０９の出力から選択して乗算器１０６の他方の入力ＭＢへ出力する。セレクタ１０４は、セレクタ１０１の出力とレジスタファイル１０９の出力から選択して加減算器１０７の一方の入力Ａへ出力する。セレクタ１０５は、セレクタ１０１の出力とレジスタファイル１０９の出力から選択して加減算器１０７の他方の入力Ｂへ出力する。セレクタ１０８は、乗算器１０６の出力Ｐと加減算器１０７の出力Ｚを選択して出力する。

なお、セレクタ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０８は、演算制御回路１１３によりいずれの入力を選択するかが制御される。

乗算器１０６は、セレクタ１０２の出力とセレクタ１０３の出力を乗算して乗算結果をＰとして出力する。加減算器１０７は、セレクタ１０４の出力とセレクタ１０５の出力を加算または減算して演算結果をＺとして出力する。また、加減算器１０７は、演算制御回路１１３から加算または減算の切替信号ａｌｕ＿ｏｐが入力される。

レジスタファイル１０９は、レジスタＲ０〜Ｒ３までの４つのレジスタを有し、乗算器１０６や加減算器１０７の演算結果が一時的に格納される。レジスタファイル１１１は、レジスタＸＤＳＨと、レジスタＹＤＳＨと、を有し、それぞれ回転Ｘ軸成分Ｘｄｓｈ、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈが格納される。なお、レジスタファイル１０９、１１１はそれぞれ単独のレジスタとしてもよいし、ＲＡＭ等のメモリで構成してもよい。

デマルチプレクサ１１０は、セレクタ１０８の出力をレジスタファイル１０９のレジスタＲ０〜Ｒ３のいずれかに出力する。デマルチプレクサ１１２は、セレクタ１０８の出力をレジスタファイル１１１のレジスタＸＤＳＨ、レジスタＹＤＳＨのいずれかに出力する。

演算制御回路１１３は、図示しない制御カウンタのカウント数ｓｃｎｔと、ＡＤ変換器２３のサンプリング信号ｆｓに基づいて演算回路１００の動作を制御する。即ち、セレクタ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０８の選択制御や、加減算器の加算または減算の切り替え、デマルチプレクサ１１０、１１２の選択制御等を行う。

演算制御回路１１３の制御タイミングを説明する。本実施形態では、ＡＤ変換器２３のサンプリング周期（サンプリング信号ｆｓ）より２０倍高速なクロックに基づいて制御する例を説明する。演算回路１００の動作制御を行うための信号を適切なタイミングで生成するため、上述した制御用カウンタにて、図９に示すように０，１，２，…，１９，０，１，２，…１９，０，１，２，… と２０サイクルを繰りかえしカウントさせる。

図９に示したクロック（ｃｌｋ）は図示しない発振器等により生成される。そして、このクロックに基づいて制御カウンタにより０〜１９までカウント数ｓｃｎｔを生成する。また、サンプリング信号ｆｓは、クロック信号を分周して生成してもよいし、別の発振器等により生成してもよい。

制御タイミングは、例えば図１０に示すように演算が行われるべく各セレクタ切替信号、加算または減算の切替信号ａｌｕ＿ｏｐ、各デマルチプレクサ切替信号（レジスタＲ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，ＸＤＳＨ，ＹＤＳＨへのストア信号）を出力すれば、図３に示した高調波除去部２４、振幅変動除去部２５、ベクトル生成部３０、ベクトル回転部４０の処理順に相当する演算を行うことがきできる。

図１０の表は、ＳＣＮＴ（カウント数ｓｃｎｔ）、乗算器１０６の入力ＭＡ、ＭＢ、加減算器１０７の入力Ａ、Ｂ、加算または減算の切替信号ａｌｕ＿ｏｐ、レジスタＲ０〜Ｒ３、レジスタＸＤＳＨ、レジスタＹＤＳＨをそれぞれ各列とする。そして、ＳＣＮＴの値のときに各列の入力やレジスタ等に何が入力されるかが示されている。例えばＳＣＮＴが０のときは、乗算器１０６の一方の入力ＭＡに３次高調波のゲインＡ３ｕ、他方の入力ＭＢにｓｉｎ（３（θ−ｕ０））が入力され、レジスタＲ０に乗算器１０６の出力Ｐが入力されることを示している。ＳＣＮＴが１のときは、加減算器１０７の一方の入力Ａにデジタルホール信号Ｒｕ、他方の入力ＢにレジスタＲ０の値が入力され減算動作を行い、レジスタＲ０に加減算器１０７の出力Ｚが入力されることを示している。

つまり、ＳＣＮＴが０と１のときの動作で（５）式の上側の式を実行していることとなる。したがって、ＳＣＮＴが０〜３のときが高調波除去部２４、ＳＣＮＴが４〜７のときが振幅変動除去部２５、ＳＣＮＴが８〜１０のときがベクトル生成部３０、ＳＣＮＴの１１〜１６のときがベクトル回転部４０にそれぞれ相当する演算を行っている。このようにすることで、乗算器や加減算器を１つで回路を構成することができ、回路規模を小さくしてコストダウンを図ることができる。

角度生成器５０の構成を図１１に示す。角度生成器５０は、角度検出部５１と、正弦データ生成部５２と、を有している。角度検出部５１は、カウント判定部５１ａ、カウンタ５１ｂ、動作判定部５１ｃを有している。

カウント判定部５１ａは、ベクトル回転部４０の出力である回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈの値が正（０より大きい）の場合はカウンタ５１ｂをカウントアップさせ、負の場合はカウンタ５１ｂをカウントダウンさせる。カウンタ５１ｂは、検出角度データθｄを出力するカウンタである。換言すると検出角度データθｄはカウンタ５１ｂの出力であるのでカウンタのビット数により精度（分解能）が決定される。例えばカウンタ５１ｂが８ビットで構成されると、回転角度０〜３６０°を表すのに１ＬＳＢで３６０°／２５６≒１．４°となる。

動作判定部５１ｃは、制御カウンタのカウント数ｓｃｎｔの値が１９か否かを判定し、１９の場合にカウンタ５１ｂがカウントアップまたはカウントダウン動作を可能とするイネーブル信号等を出力する。即ち、角度生成器５０の角度検出部５１は、図１０に示したように、演算回路１００の全ての演算が終えられているときに動作させている。上述したように構成された角度検出部５１は、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈの値の正負によりカウンタ５１ｂをカウントアップまたはカウントダウンさせ、回転Ｙ軸成分Ｙｄｓｈの値が０のときのカウント値を検出角度データθｄとして出力する。

なお、角度検出部５１は、上述した構成に限らず、２分探索法による近似探索アルゴリズムを用いてもよい。また、最初に収束する時間が許されるシステムであれば、１つのデータに対しては±１だけしておき、連続データに対して継続して演算を続けることで実際の検出角度データに収束させていく方法でもよい。

正弦値生成手段としての正弦データ生成部５２の構成を図１２に示す。正弦データ生成部５２は、セレクタ５２ａと、加工１部５２ｂと、正弦波テーブル５２ｃと、加工２部５２ｄと、を有している。

セレクタ５２ａは、角度検出部５１の出力である検出角度データθｄと、θ＋９０°の値と、３（θ−ｕ０）の値と、３（θ―ｖ０）の値と、θ／６−ｕ１の値と、θ／６−ｖ１の値と、を制御カウンタカウント数ｓｃｎｔの値に基づいて選択して出力する。なお、θ＝θｄであるので、セレクタ５２ａの各入力のうち検出角度データθｄそのもの以外は便宜上θとして表記する。また、３（θ−ｕ０）の値、３（θ―ｖ０）の値、θ／６−ｕ１の値、θ／６−ｖ１の値は、それぞれ、予め与えられているデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖとの位相差ｕ０、ｖ０と、振幅変動成分とデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖとの位相差ｕ１、ｖ１から算出しておく。また、余弦データは正弦データに対して９０°進めればよいので、９０°分の角度を加える。例えば角度を８ビットで表現するなら２５６／４＝６４を加えればよい。

セレクタ５２ａは、上述した各入力データを必要なタイミングで出力するためにカウント数ｓｃｎｔに基づいて出力を選択する。例えばカウント数ｓｃｎｔが０の場合は、３（θ−ｕ０）の値が選択される。即ち、セレクタ５２ａは、時分割で各入力を選択して出力している。したがって、正弦データ生成部５２は、時分割でｓｉｎθ、ｃｏｓθ、ｓｉｎ（３（θ−ｕ０））、ｓｉｎ（３（θ―ｖ０））、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）、ｓｉｎ（θ／６−ｖ１）が出力される。即ち、回転子１１の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値および回転子１１の回転角度の整数倍角度に対する正弦値を時分割で出力している。

加工１部５２ｂは、セレクタ５２ａで選択された角度データθ’に対して以下の４つの条件に基づいて角度データθ’に対応する正弦値が記憶されている正弦波テーブル５２ｃを参照して正弦値ｔｂｄａｔａを得る。
（１）０°≦θ’≦９０°の場合は加工なしでそのままの値を角度データとして正弦波テーブル５２ｃを参照する。
（２）９０°＜θ’≦１８０°の場合、１８０−θ’を角度データとして正弦波テーブル５２ｃを参照する。
（３）１８０°＜θ’≦２７０°の場合、θ’−１８０を角度データとして正弦波テーブルを参照する。
（４）２７０°＜θ’≦３６０°の場合、３６０°−θ’を角度データとして正弦波テーブルを参照する。

上記のようにすることで、角度データθ’に対応する正弦波テーブル５２ｃは、９０°分だけを予め不揮発性メモリ等に記憶するだけで三角関数の周期性を利用して９０°よりも大きい角度の正弦値も求めることができる。

加工２部５２ｄは、正弦値ｔｂｄａｔａに対してθ’が１８０°〜３６０°のときは得られたｔｂｄａｔａを正負反転した値を出力値とし、それ以外のときはｔｂｄａｔａをそのまま出力値とする。即ち、加工２部５２ｄの出力が、ｓｉｎθ、ｃｏｓθ、ｓｉｎ（３（θ−ｕ０））、ｓｉｎ（３（θ―ｖ０））、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）、ｓｉｎ（θ／６−ｖ１）となる。

本実施形態によれば、角度検出装置２０において、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号に含まれる回転子１１の１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する振幅変動除去部２５を有している。このようにすることにより、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号に含まれる振幅変動成分を除去することができ、回転子１１の回転角度を検出する際のノイズ成分が少なくなるので、ブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度を精度よく検出することができる。

また、振幅変動除去部２５が、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号および回転子１１の回転角度に対する整数分の１角度に対する正弦値に基づいて振幅変動成分を除去している。この振幅変動成分は極ペア数に基づく周期の成分となるので、ブラシレスモータ１０の回転子１１の１周単位の補正を行うためには、回転子１１の磁極数＝Ｎとすると、機械角÷（Ｎ／２）＝電気角の関係が成立する。そこで、上記のようにすることにより、電気角にＮ／２を乗算した角度に対する正弦値を求めて振幅変動の逆数を示すゲインを乗算することとなるので振幅変動の影響を除去することができる。

また、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号に含まれる３次高調波成分を除去する高調波除去部２４を有している。このようにすることにより、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号に含まれる３次高調波成分を除去することができ、角度を検出する際のノイズ成分がさらに少なくなるので、ブラシレスモータ１０の回転子１１の回転角度をさらに精度よく検出することができる。

また、高調波除去部２４が、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号および回転子１１の回転角度に対する整数倍角度に対する正弦値に基づいて３次高調波成分を除去している。つまり、３次高調波成分の影響を補正するために、現在推定されている回転子１１の回転角度とホール信号の位相差より角度（３×（回転角度−位相差））に対する正弦値を求めて、それに大きさを示すゲイン信号を乗算した結果をもとのホール素子１５Ｕ、１５Ｖの出力信号から減算して３次高調波の影響を除去することができる。

また、３次高調波成分と振幅変動成分が除去されたデジタルホール信号をベクトルに変換するベクトル生成部３０と、ベクトル生成部３０で生成されたベクトルと複数の位相を有する基準正弦波とを演算することによりベクトルを回転させるベクトル回転部４０と、ベクトル回転部４０の結果に基づいて回転子１１の回転角度を検出する角度生成器５０と、を有する。このようにすることにより、ホール素子の位相差が９０°でない正弦波信号から位相差が９０°の正弦波信号を合成して回転子１１の回転角度を検出することができる。

また、ｓｉｎθ、ｃｏｓθ、ｓｉｎ（３（θ−ｕ０））、ｓｉｎ（３（θ―ｖ０））、ｓｉｎ（θ／６−ｕ１）、ｓｉｎ（θ／６−ｖ１）を時分割で出力する角度生成器５０を有する。このようにすることにより、各正弦値を必要とするタイミングでそれぞれの値を出力することができ、また、演算回路や正弦波テーブル５２ｃなどの共通化を図ることができる。

また、角度生成器５０には、９０°分の正弦値のデータが正弦波テーブル５２ｃとして予め記憶されている。このようにすることにより、記憶するメモリ等の容量を少なくすることができる。

なお、図３に示した構成では３次高調波成分を除去した後に振幅変動成分を除去していたが逆であってもよい。また、３次高調波成分に限らずＮ次高調波成分（Ｎは２以上の自然数）であれば本実施形態の方法を応用して除去することができる。さらには、高調波除去部２４を有しない構成であってもよい。高調波除去部２４を有しない構成の場合は、ＡＤ変換器２３の出力であるデジタルホール信号Ｒｕ、Ｒｖが直接振幅変動除去部２５に入力される。

また、本実施形態では、図３、図８、図１１に示したようにハードウェアの構成で説明したが、高調波除去部２４、振幅変動除去部２５、ベクトル生成部３０、ベクトル回転部４０、角度生成器５０をそれぞれＣＰＵ等のコンピュータに機能させてもよい。即ち、高調波除去工程と、振幅変動除去工程と、ベクトル生成工程、ベクトル回転工程、角度生成工程を含む角度検出工程と、を含む角度検出方法をコンピュータに実行させるコンピュータプログラムとして構成してもよい。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図１３乃至図１８を参照して説明する。なお、前述した第１の実施形態と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。図１３は、本発明の第２の実施形態にかかるモータ駆動装置の全体構成図である。図１４は、ホール信号を生成する条件を示す図である。図１５は、図１３に示された駆動転流回路の上側アームの構成図である。図１６は、図１３に示された変調部の動作を示す図である。図１７は、ホール信号と矩形波駆動の相論理を示す図である。図１８は、相論理とゲート信号の関係を示す図である。

本実施形態は、第１の実施形態で説明した角度検出装置２０を有するモータ駆動装置５００である。したがって、ブラシレスモータ１０、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗ、角度検出装置２０は、第１の実施形態における構成と同様である。

角度検出装置２０は上述した第１の実施形態における角度検出装置２０であり、回転子１１の回転角度の変化に応じて２相のパルス信号ＥＮＣＡ、ＥＮＣＢを出力する（図３参照）。なお、図１３における角度検出装置２０は検出角度データθｄを出力していないが、検出角度データθｄを出力して位置制御や正弦波駆動等に利用するように構成してもよい。

ブラシレスモータ１０及び角度検出装置２０に接続したホールコンパレータ８３は、ホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗのそれぞれの差動信号ＨＵ＋／ＨＵ−、ＨＶ＋／ＨＶ−、ＨＷ＋／ＨＷ−を、図１４に示す論理に従って２値化する比較器であり、２値化した信号をホール信号ＨＧ（ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ）として出力する。図１４中、例えば最上段のＨＧ（ＨＵ）は、ＨＵ＋がＨＵ−以上の場合ハイ（Ｈｉｇｈ）レベルの信号を出力し、ＨＵ＋がＨＵ−未満の場合ロー（Ｌｏｗ）レベルの信号を出力する。ＨＧ（ＨＶ）、ＨＧ（ＨＷ）のそれぞれについても同様である。

駆動転流回路８５は、図１３及び図１５に示すように、電源Ｖｃｃに接続されたスイッチング素子８８とダイオード８９が並列に接続された上側アーム８６と、これと同様に構成されて、接地ＧＮＤに接続された下側アーム８７とが、３相接続されて構成されている。それぞれのスイッチング素子は、ゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）により駆動され、ブラシレスモータ１０のコイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗにパルス幅変調された電圧を印加して、コイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗへ駆動電流を供給し、ブラシレスモータ１０を回転駆動する。

変調部８０は、駆動電圧指令値Ｖａｍｐ＊をパルス幅変調（Pulse Wide Modulation：以下「ＰＷＭ」と呼ぶ）して、所定の論理に基づいてＰＷＭ相ゲート信号ＸＨ、ＸＬを生成する。

以下では、図１６を用いて変調部８０の動作を説明する。

図１６の１段目に示す搬送波Ｖｃは、所定のＰＷＭ周期の三角波であり、接地ＧＮＤから電源電圧Ｖｃｃまでの振幅を有するとする。変調部８０は、非負の値をとる振幅指令値Ｖａｍｐ＊と、搬送波Ｖｃの大小を比較して、２段目に示すＰＷＭ信号Ｘｏｎを生成する。

次に、変調部８０は、図１６の３段目、４段目に示すように、ＰＷＭ信号Ｘｏｎに対してｔｄだけ遅れた信号である、上側アームのスイッチング素子８８のＰＷＭ相ゲート信号ＸＨを生成する。また、変調部８０は、ＰＷＭ信号Ｘｏｎを反転させ、かつ立ち上がり（Ｘｏｎでは立ち下がり部分）をｔｄの２倍だけ遅らせた信号である、下側アームのスイッチング素子のＰＷＭ相ゲート信号ＸＬを生成する。なお、ｔｄは、上側アームと下側アームのスイッチング素子の短絡防止を目的に設けられた短絡防止区間（デッドタイム）であり、ｔｐｗｍはＰＷＭ周期（搬送波Ｖｃの周期）の長さである。

次に、転流制御部８１の構成及び動作を説明する。

ＰＷＭ相ゲート信号ＸＨ、ＸＬを入力された転流制御部８１は、上記ホール信号ＨＧ（ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ）のＨｉｇｈ／Ｌｏｗの論理に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに適切なゲート信号を選択して出力する。

先ず、矩形波駆動でモータを回転駆動するためには、転流制御部８１は、図１７に示すようにホール信号ＨＧの状態に従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をＰＷＭ相、ＬＯＷ相、ＨｉＺ相のいずれかの相状態に割り振る。そして、相状態毎に以下に示すゲート信号を出力する。

即ち、図１８に示すように、転流制御部８１は、ＰＷＭ相の場合、上側アームのゲート信号ＹＨとしてＸＨを選択し、下側アームのゲート信号ＹＬとしてＸＬを選択する。ＬＯＷ相の場合、上側アームのゲート信号ＹＨは常にＬｏ（ロー、Ｌｏｗ）とし、下側アームのゲート信号ＹＬは常にＨｉ（ハイ、Ｈｉｇｈ）に設定する。ＨｉＺ相の場合は、上側アームのゲート信号ＹＨも下側アームのゲート信号ＹＬも、常にＬｏ（ロー、Ｌｏｗ）に設定する。なお駆動転流回路８５に含まれる各スイッチング素子は、印加されるゲート信号がＨｉの場合導通し、Ｌｏの場合遮断される。又ゲート信号ＹＨ、ＹＬは、それぞれ、Ｕ相の場合上記ゲート信号ＵＨ、ＵＬ、Ｖ相の場合上記ゲート信号ＶＨ、ＶＬ、Ｗ相の場合上記ゲート信号ＷＨ、ＷＬをそれぞれ意味する（図１３参照）。

これらの選択は、前記ＰＷＭ周期の先頭において３相とも同時に更新される。回転方向を逆転する場合は、図１７においてＰＷＭ相とＬＯＷ相を入れ替えて選択すればよい。以下に駆動転流回路８５による転流動作の一例について説明を行う。

例えば図１７中、最初のＰＷＭ周期の相論理はＵ相がＬＯＷ相、Ｖ相がＰＷＭ相、Ｗ相がＨｉｚ相である。この場合、図１８の関係に従い、Ｕ相では上側アーム８６のスイッチング素子８８が遮断されて下側アーム８７のスイッチング素子が導通する。又Ｖ相では図１６のＸＨ、ＸＬに従い、上側アーム８６のスイッチング素子８８が一定期間導通し、下側アーム８７のスイッチング素子は当該上側アームの一定期間の導通期間を含む一定期間遮断される。Ｗ相では上側アーム８６、下側アーム８７の双方のスイッチング素子が遮断される。その結果この場合、上記一定期間の導通期間の間、Ｖ相の上側アーム８６及びＵ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｖ相のコイル１３ＶからＵ相のコイル１３Ｕへ駆動電流が流れる。その結果、各コイル１３Ｖ、１３Ｕに流れる駆動電流と図１に示す回転子１１の永久磁石による磁界との関係で回転駆動力が生じ、回転子１１が駆動される。

図１７中、次（２番目）のＰＷＭ周期の相論理は、Ｕ相がＬＯＷ相、Ｖ相がＨｉｚ相、Ｗ相がＰＷＭ相である。この場合上記同様の転流動作により、Ｗ相の上側アーム８６の一定期間の導通期間の間、当該上側アーム８６及びＵ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｗ相のコイル１３ＷからＵ相のコイル１３Ｕへ駆動電流が流れる。その結果、各コイル１３Ｗ、１３Ｕに流れる駆動電流と図１に示す回転子１１の永久磁石による磁界との関係で回転駆動力が生じ、回転子１１が駆動される。

図１７中、更に次（３番目）のＰＷＭ周期の相論理は、Ｕ相がＨｉｚ相、Ｖ相がＬＯＷ相、Ｗ相がＰＷＭ相である。この場合上記同様の転流動作により、Ｗ相の上側のアーム８６の一定期間の導通期間の間、当該上側アーム８６及びＶ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｗ相のコイル１３ＷからＶ相のコイル１３Ｖへ駆動電流が流れる。その結果、各コイル１３Ｗ、１３Ｖに流れる駆動電流と図１に示す回転子１１の永久磁石による磁界との関係で回転駆動力が生じ、回転子１１が駆動される。

以降、図１７中、４番目のＰＷＭ周期ではＵ相の上側アームの一定期間の導通期間の間、当該上側アーム８６及びＶ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｕ相のコイル１３ＵからＶ相のコイル１３Ｖへ駆動電流が流れる。５番目のＰＷＭ周期ではＵ相の上側アームの一定期間の導通期間の間、当該上側アーム８６及びＷ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｕ相のコイル１３ＵからＷ相のコイル１３Ｗへ駆動電流が流れる。６番目のＰＷＭ周期ではＶ相の上側アームの一定期間の導通期間の間、当該上側アーム８６及びＷ相の下側アーム８７のそれぞれのスイッチング素子を介し、Ｖ相のコイル１３ＶからＷ相のコイル１３Ｗへ駆動電流が流れる。以降、上述した、図１７に示す一連のＰＷＭ周期（６周期）のパターンが繰り返され、駆動転流回路８５の転流動作によってコイル１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗのそれぞれに適宜流される駆動電流により、回転子１１が連続して回転駆動される。即ち、ブラシレスモータ１０のコイル端子１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗに周期的に変化する駆動電圧を印加して回転駆動している。

本実施形態によれば、ブラシレスモータ１０を駆動するモータ駆動装置５００において、角度検出装置２０を有することで、光学エンコーダ等の別個のセンサの追加が不要で、精度よく角度検出をすることができる。

また、ブラシレスモータ１０の転流駆動のために必ず備えられているホール素子１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗの出力信号を以下に述べる用途に利用することができる。即ち、ホールコンパレータ８３、転流制御部８１、駆動転流回路８５及び変調部８０による転流タイミングの検出に利用するだけではなく、角度検出装置２０による回転角度の検出にも利用する。その結果、光学エンコーダ等の別個のセンサの追加が不要となり、転流タイミングの検出のための構成とは別に角度検出のための構成を備えるモータ駆動装置５００を安価に構成することができる。ここで「転流タイミングの検出のための構成」とは、例えば図１３の場合、上記ホールコンパレータ８３、転流制御部８１、駆動転流回路８５及び変調部８０を含む構成であり、「角度検出のための構成」とは例えば上記角度検出装置２０を含む構成である。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図１９を参照して説明する。なお、前述した第１の実施形態と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。図１９は、本発明の第３の実施形態にかかる画像形成装置の一例を示す断面構成図である。

図１９に示す画像形成装置１０００は、いわゆるタンデム型のフルカラー装置であり、画像読み取り部を備えて複写装置として構成されたものである。本例の複写装置は、給紙テーブル１２００の上に装置本体１１００を搭載し、装置本体１１００の最上部にはスキャナ１３００が配置され、さらにその上に自動原稿送り装置（ＡＤＦ）１４００を設けてある。

スキャナ１３００の内部には、照明用光源とミラーから構成された第一走行体１３１０と、ミラーを含む第二走行体１３２０とがコンタクトガラス１３３０に平行に移動可能に設けられている。第二走行体１３２０は、第一走行体１３１０の１／２の速度で移動する公知の光学系を採用しており、これらの第一走行体１３１０、第二走行体１３２０が移動しながらコンタクトガラス１３３０上に停止された原稿画像を走査する。光源で照明された原稿からの反射光は、集光レンズ１３４０で結像され、ＣＣＤ等の固体撮像素子１３５０に取り込まれる。そのデータは装置本体１１００の画像処理部（図示を省略）にて処理される。

装置本体１１００のほぼ中央には、中間転写ベルト１０１０が配設されている。この中間転写ベルト１０１０の上辺に沿って４つの作像ユニット１０２０が並べて配置されている。各作像ユニット１０２０においては、感光体ドラム１０３０の周囲に電子写真プロセスに必要な各機器が配置されている。

中間転写ベルト１０１０は、複数の支持ローラに張架されて図中時計回りに回転可能に設けられている。中間転写ベルト１０１０の内側で、各作像ユニットの感光体ドラム１０３０に対向する位置には、一次転写手段である転写ローラが配置されている。

上記各作像ユニット１０２０の上方には露光装置１０４０が配設されている。露光装置１０４０からの書き込み光は、各作像ユニット１０２０の感光体ドラム１０３０にそれぞれ照射される。

中間転写ベルト１０１０の下方には転写搬送ベルト１０５０が配置されている。転写搬送ベルト１０５０を支持する一方のローラが二次転写ローラとして機能し、中間転写ベルト１０１０上の画像を記録媒体（転写紙等）に二次転写する。

転写搬送ベルト１０５０の左方には定着装置１０６０が設けられている。定着装置１０６０の左方の装置側面には排紙トレイ１０７０が設けられている。また、装置本体１１００の最下部には、シート反転部１０８０が設けられている。そして、給紙テーブル１２００には、２段の給紙カセット１２１０、１２２０が備えられている。

さて、図１９に示したフルカラー複写装置を用いてコピーをとるときは、ユーザはＡＤＦ１４００の原稿テーブル又はスキャナのコンタクトガラス１３３０上に原稿をセットする。そして、図示しない操作パネル上に設けられたスタートスイッチを押すと、スキャナ１３００が駆動され、光源からの反射光をミラーで反射することにより集光レンズ１３４０を通して読取りセンサ（固体撮像素子１３５０）に入射させて原稿情報を読み取る。

また、同じく操作パネル上に設けられたスタートスイッチを押すと、図示しない駆動モータで中間転写ベルト１０１０が回転駆動される。同時に、個々の作像ユニット１０２０において感光体ドラム１０３０が回転され、各感光体ドラム１０３０上にそれぞれ、ブラック，イエロー，マゼンタ，シアンの単色画像が形成される。そして、それらの単色画像が中間転写ベルト１０１０上に順次転写されて合成カラー画像が形成される。

ここで上記中間転写ベルト１０１０を回転駆動する図示しない駆動モータとして、図１３と共に上述したモータ駆動装置５００によって駆動されるブラシレスモータ１０を適用することができる。そして当該駆動モータとしてのブラシレスモータ１０を駆動するモータ駆動装置として、モータ駆動装置５００を適用することができる。その場合、図１９においては図示が省略されているが、モータ駆動装置５００が画像形成装置１０００に含まれる。

また、スタートスイッチが押されると、給紙テーブル１２００から用紙が繰り出され、レジストローラ１２６０に突き当てられて一時停止される。

そして、中間転写ベルト１０１０上の合成カラー画像にタイミングを合わせてレジストローラ１２６０が回転され、中間転写ベルト１０１０と転写搬送ベルト１０５０との間に用紙が送り込まれ、二次転写部で画像が転写されて用紙上にカラー画像が記録される。画像転写後の用紙は定着装置１０６０に送られ、トナー像が定着されて排紙トレイ１０７０に排出される。

本実施形態によれば、画像形成装置１０００の中間転写ベルト１０１０等を回転駆動する駆動モータとしてブラシレスモータ１０を適用し、その駆動装置としてモータ駆動装置５００を用いている。そのため、光学エンコーダ等の別個のセンサの追加が不要で、精度よく角度検出をすることができる。したがって、画像形成装置１０００の駆動モータの駆動を精度よく行うことができる。

なお、上述した各実施形態に記載したモータはアウタ・ロータ型に限らず、インナ・ロータ型も可能である。コイルの結線パターンもＹ字結線（スター結線）に限らずデルタ結線も可能である。モータ回転子の極数も１２極に限らない。また、ホール素子の配置も１２０°の位相差を有するに限らない。

また、本発明のモータ駆動装置は家電製品、ＯＡ機器等に好適に適用可能であるが、ＯＡ機器としては上述した画像形成装置の他にも画像読取装置等に適用することができる。

また、画像形成装置においては、作像部の構成等は任意であり、タンデム式における各色作像ユニットの並び順などは任意である。また、タンデム式に限らず、一つの感光体の周囲に複数の現像装置を配置したものや、リボルバ型現像装置を用いる構成も可能である。また、３色のトナーを用いるフルカラー機や、２色のトナーによる多色機、あるいはモノクロ装置にも本発明を適用することができる。もちろん、画像形成装置としては複写機に限らず、プリンタやファクシミリ、あるいは複数の機能を備える複合機であっても良い。

また、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。即ち、当業者は、従来公知の知見に従い、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。かかる変形によってもなお本発明の角度検出装置やモータ駆動装置および画像形成装置の構成を具備する限り、勿論、本発明の範疇に含まれるものである。

１０ ブラシレスモータ（モータ）
１１ 回転子
１５Ｕ、１５Ｖ ホール素子（磁気センサ）
２０ 角度検出装置
２４ 高調波除去部（高調波除去手段）
２５ 振幅変動除去部（振幅変動除去手段）
３０ ベクトル生成部（ベクトル変換手段、角度検出手段）
４０ ベクトル回転部（回転演算手段、角度検出手段）
５０ 角度生成器（角度検出手段）
５１ 角度検出部（検出手段）
５２ 正弦データ生成部（正弦値生成手段）
５００ モータ駆動装置
１０００ 画像形成装置

特許第４１１１８１３号公報 特開２０１３−１０８９７１号公報

Claims (5)

1. 互いに異なる位相差を有するように配置された複数の磁気センサの出力信号に基づいて回転子の回転角度を検出する角度検出手段を有する角度検出装置において、
   前記磁気センサの出力信号に含まれる前記回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する振幅変動除去手段と、
   前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値と、前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値と、をそれぞれ時分割で出力する正弦値生成手段と、を有し、
   前記振幅変動除去手段が、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成手段が出力した前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値に基づいて前記回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する、
   ことを特徴とする角度検出装置。
2. 前記磁気センサの出力信号に含まれるＮ次高調波成分（Ｎは２以上の自然数）を除去する高調波除去手段をさらに有し、
   前記高調波除去手段は、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成手段が出力した前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値に基づいてＮ次高調波成分を除去する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の角度検出装置。
3. 互いに異なる位相差を有するように配置された複数の磁気センサの出力信号に基づいて回転子の回転角度を検出する角度検出手段を有する角度検出装置において、
   前記磁気センサの出力信号に含まれるＮ次高調波成分（Ｎは２以上の自然数）を除去する高調波除去手段と、
   前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値と、前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値と、をそれぞれ時分割で出力する正弦値生成手段と、を有し、
   前記高調波除去手段は、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成手段が出力した前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値に基づいてＮ次高調波成分を除去する、
   ことを特徴とする角度検出装置。
4. 互いに異なる位相差を有するように配置された複数の磁気センサの出力信号に基づいて回転子の回転角度を検出する角度検出工程をコンピュータで実行する角度検出方法において、
   前記磁気センサの出力信号に含まれる前記回転子１周分を周期を持つ振幅変動成分を除去する振幅変動除去工程と、
   前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値と、前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値と、をそれぞれ時分割で出力する正弦値生成工程と、を含み、
   前記振幅変動除去工程が、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成工程の結果出力された前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値に基づいて前記回転子１周分の周期を持つ振幅変動成分を除去する、
   を含むことを特徴とする角度検出方法。
5. 互いに異なる位相差を有するように配置された複数の磁気センサの出力信号に基づいて回転子の回転角度を検出する角度検出工程をコンピュータで実行する角度検出方法において、
   前記磁気センサの出力信号に含まれるＮ次高調波成分（Ｎは２以上の自然数）を除去する高調波除去工程と、
   前記回転子の回転角度の整数分の１角度に対する正弦値と、前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値と、をそれぞれ時分割で出力する正弦値生成工程と、を有し、
   前記高調波除去工程は、前記磁気センサの出力信号および前記正弦値生成工程の結果出力された前記回転子の回転角度の整数倍角度に対する正弦値に基づいてＮ次高調波成分を除去する、
   ことを特徴とする角度検出方法。

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